JP3311670B2 - 直並列切換電源装置 - Google Patents
直並列切換電源装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、充放電量に応じて
電圧が大きく変化する対の電池と前記対の電池にそれぞ
れ直列に接続すると共に前記直列接続点間に接続する３
つの切り換え手段を備え、前記３つの切り換え手段によ
り前記対の電池を所定の電圧で並列接続または直列接続
に切り換えるように構成した直並列切換電源装置に関す
る。
電圧が大きく変化する対の電池と前記対の電池にそれぞ
れ直列に接続すると共に前記直列接続点間に接続する３
つの切り換え手段を備え、前記３つの切り換え手段によ
り前記対の電池を所定の電圧で並列接続または直列接続
に切り換えるように構成した直並列切換電源装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】電気二重層コンデンサを使用したＥＣＳ
(Energy Capacitor System) による電力貯蔵装置は、電
気自動車の電源装置や大規模な電力貯蔵装置として注目
されている。電気二重層コンデンサは、鉛電池やニッケ
ル・カドミウム電池のような充電に時間がかかる化学電
池と比較して、他のコンデンサと同様に物理的な充電に
より急速充電が可能になる。しかも、電気二重層コンデ
ンサの電池は、大量にエネルギーが貯蔵できるという化
学電池にない大きなメリットを有している。しかし、化
学電池は、定電圧デバイスであり、正常な動作範囲では
負荷に給電してもその電池に蓄えられたエネルギー量に
かかわらず、その端子電圧はほぼ一定の定電圧特性を示
すのに対して、電気二重層コンデンサの電池は、電力の
貯蔵量を多くしてそれを有効に利用しようとすると、Ｑ
＝ＣＶ2 ／２の関係に基づいて端子電圧が大きく変動す
る特性を持っている。そのため、蓄積されたエネルギー
を放電するにしたがい端子電圧が満充電電圧からゼロま
で大きく変化し、負荷に安定した定格電圧を供給するに
はＥＣＳで大幅な出力電圧の調整が必要になる。
(Energy Capacitor System) による電力貯蔵装置は、電
気自動車の電源装置や大規模な電力貯蔵装置として注目
されている。電気二重層コンデンサは、鉛電池やニッケ
ル・カドミウム電池のような充電に時間がかかる化学電
池と比較して、他のコンデンサと同様に物理的な充電に
より急速充電が可能になる。しかも、電気二重層コンデ
ンサの電池は、大量にエネルギーが貯蔵できるという化
学電池にない大きなメリットを有している。しかし、化
学電池は、定電圧デバイスであり、正常な動作範囲では
負荷に給電してもその電池に蓄えられたエネルギー量に
かかわらず、その端子電圧はほぼ一定の定電圧特性を示
すのに対して、電気二重層コンデンサの電池は、電力の
貯蔵量を多くしてそれを有効に利用しようとすると、Ｑ
＝ＣＶ2 ／２の関係に基づいて端子電圧が大きく変動す
る特性を持っている。そのため、蓄積されたエネルギー
を放電するにしたがい端子電圧が満充電電圧からゼロま
で大きく変化し、負荷に安定した定格電圧を供給するに
はＥＣＳで大幅な出力電圧の調整が必要になる。
【０００３】ＥＣＳは、コンデンサと並列モニタと電流
ポンプからなる電力エネルギー貯蔵システムとして既に
各種文献（例えば電子技術、１９９４−１２、ｐ１〜
３、電学論Ｂ、１１５巻５号、平成７年 ｐ５０４〜６
１０など）で紹介されている。ここで、並列モニタは、
複数のコンデンサが直並列に接続されたコンデンサバン
クの各コンデンサの端子間に接続され、コンデンサバン
クの充電電圧が並列モニタの設定値を越えると充電電流
をバイパスする装置である。
ポンプからなる電力エネルギー貯蔵システムとして既に
各種文献（例えば電子技術、１９９４−１２、ｐ１〜
３、電学論Ｂ、１１５巻５号、平成７年 ｐ５０４〜６
１０など）で紹介されている。ここで、並列モニタは、
複数のコンデンサが直並列に接続されたコンデンサバン
クの各コンデンサの端子間に接続され、コンデンサバン
クの充電電圧が並列モニタの設定値を越えると充電電流
をバイパスする装置である。
【０００４】上記並列モニタを備えたコンデンサバンク
は、充電する際にコンデンサバンクの充電電圧が設定値
以上に上昇しないように充電電流をバイパスして一定に
保つので、コンデンサバンク内のすべてのコンデンサ
は、設定された電圧まで均等に充電され、コンデンサの
蓄積能力をほぼ１００パーセント発揮させることができ
る。したがって、並列モニタは、コンデンサの特性のバ
ラツキや残留電荷の大小がある場合にも、最大電圧の均
等化、逆流防止、充電終止電圧の検出と制御などを行
い、耐電圧いっぱいまで使えるようにするものとして、
きわめて大きな役割を持ち、エネルギー密度の有効利用
の手段として不可欠な装置である。
は、充電する際にコンデンサバンクの充電電圧が設定値
以上に上昇しないように充電電流をバイパスして一定に
保つので、コンデンサバンク内のすべてのコンデンサ
は、設定された電圧まで均等に充電され、コンデンサの
蓄積能力をほぼ１００パーセント発揮させることができ
る。したがって、並列モニタは、コンデンサの特性のバ
ラツキや残留電荷の大小がある場合にも、最大電圧の均
等化、逆流防止、充電終止電圧の検出と制御などを行
い、耐電圧いっぱいまで使えるようにするものとして、
きわめて大きな役割を持ち、エネルギー密度の有効利用
の手段として不可欠な装置である。
【０００５】図４はＥＣＳの標準的な構成例を示す図、
図５はＥＣＳ電流ポンプの昇圧、降圧動作領域を示す図
である。ＥＣＳによる電力貯蔵装置では、図４に示すよ
うに電力を蓄えた電気二重層コンデンサから、電流ポン
プと呼ばれるスイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータ
で電力を取り出し、一定電圧にして負荷に供給してい
る。このときに使用する電流ポンプは、降圧チョッパ、
昇圧チョッパ、その他のＤＣ／ＤＣコンバータでよい
が、効率が高いことが必須条件であるため、トランスを
使ったタイプは有利ではない。
図５はＥＣＳ電流ポンプの昇圧、降圧動作領域を示す図
である。ＥＣＳによる電力貯蔵装置では、図４に示すよ
うに電力を蓄えた電気二重層コンデンサから、電流ポン
プと呼ばれるスイッチング方式のＤＣ／ＤＣコンバータ
で電力を取り出し、一定電圧にして負荷に供給してい
る。このときに使用する電流ポンプは、降圧チョッパ、
昇圧チョッパ、その他のＤＣ／ＤＣコンバータでよい
が、効率が高いことが必須条件であるため、トランスを
使ったタイプは有利ではない。
【０００６】いま、ＥＣＳによる電力貯蔵装置におい
て、コンデンサの電圧を満充電時の１／４の電圧まで利
用しようとすれば、電力では１５／１６＝９３．７５％
を使用することになる。それを実現する場合、昇圧コン
バータでは、出力電圧ＶO を満充電時の電圧ＶO * ４と
等しく選び、図５のｕｐに示すようにコンバータで昇圧
して出力が常にＶO * ４になるよう制御すればよい。こ
のとき、昇圧コンバータの動作範囲は１から４倍までの
昇圧となる。また、降圧コンバータでは、出力電圧ＶO
を満充電時の１／４の電圧ＶO * １と等しく選び、図５
のｄｏｗｎに示すようにコンバータで放電開始時は１／
４に降圧し、放電に伴って降圧比を減らして出力が常に
ＶO * １になるよう制御すれば、コンデンサの電圧がは
じめの１／４になるまで定格電圧を供給できる。このと
きの降圧コンバータの動作範囲は１／４から１までの降
圧となる。
て、コンデンサの電圧を満充電時の１／４の電圧まで利
用しようとすれば、電力では１５／１６＝９３．７５％
を使用することになる。それを実現する場合、昇圧コン
バータでは、出力電圧ＶO を満充電時の電圧ＶO * ４と
等しく選び、図５のｕｐに示すようにコンバータで昇圧
して出力が常にＶO * ４になるよう制御すればよい。こ
のとき、昇圧コンバータの動作範囲は１から４倍までの
昇圧となる。また、降圧コンバータでは、出力電圧ＶO
を満充電時の１／４の電圧ＶO * １と等しく選び、図５
のｄｏｗｎに示すようにコンバータで放電開始時は１／
４に降圧し、放電に伴って降圧比を減らして出力が常に
ＶO * １になるよう制御すれば、コンデンサの電圧がは
じめの１／４になるまで定格電圧を供給できる。このと
きの降圧コンバータの動作範囲は１／４から１までの降
圧となる。
【０００７】上記のようにＥＣＳでは、利用するコンデ
ンサの電圧範囲を広くとって、貯蔵できる電力量を増や
したのであるから、コンデンサの端子電圧が大幅に変化
するのは本質的な現象である。しかし、用途によって従
来の二次電池との対比で、ＥＣＳにとって大幅に電圧が
変化するのは不都合な場合が生じる。
ンサの電圧範囲を広くとって、貯蔵できる電力量を増や
したのであるから、コンデンサの端子電圧が大幅に変化
するのは本質的な現象である。しかし、用途によって従
来の二次電池との対比で、ＥＣＳにとって大幅に電圧が
変化するのは不都合な場合が生じる。
【０００８】そこで、満充電状態からエネルギーを取り
出すに従って電圧が漸次低下する電圧変動の大きい電
池、例えば電気二重層コンデンサを用いた電源装置とし
て、電源側電圧の定電圧化を図るため電池の直並列切り
換えを行うようにした構成が既に提案（特開平８−１６
８１８２号公報参照）されている。図６は直並列切換電
源装置の構成例を示す図であり、これは、複数個の電圧
変動の大きいコンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２と、これらを並
列接続から直列に切り換える切り換えスイッチＳｐ１、
Ｓｐ２、Ｓｓ１と、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２から負荷
に供給する電圧又は電流をスイッチング制御する制御手
段（ＥＣＳ）とを備え、切り換えスイッチＳｐ１、Ｓｐ
２、Ｓｓ１により、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２を電圧の
低下にしたがって並列接続から直列接続に切り換えるも
のである。そのために、切り換えスイッチＳｐ１、Ｓｐ
２に対し切り換えスイッチＳｓ１を相補的に動作させて
いる。
出すに従って電圧が漸次低下する電圧変動の大きい電
池、例えば電気二重層コンデンサを用いた電源装置とし
て、電源側電圧の定電圧化を図るため電池の直並列切り
換えを行うようにした構成が既に提案（特開平８−１６
８１８２号公報参照）されている。図６は直並列切換電
源装置の構成例を示す図であり、これは、複数個の電圧
変動の大きいコンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２と、これらを並
列接続から直列に切り換える切り換えスイッチＳｐ１、
Ｓｐ２、Ｓｓ１と、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２から負荷
に供給する電圧又は電流をスイッチング制御する制御手
段（ＥＣＳ）とを備え、切り換えスイッチＳｐ１、Ｓｐ
２、Ｓｓ１により、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２を電圧の
低下にしたがって並列接続から直列接続に切り換えるも
のである。そのために、切り換えスイッチＳｐ１、Ｓｐ
２に対し切り換えスイッチＳｓ１を相補的に動作させて
いる。
【０００９】上記提案の従来の装置によれば、制御手段
として、降圧コンバータを用いても昇圧コンバータを用
いても、降圧比や昇圧比を小さくすることができるの
で、安全性のみならず、電源効率の向上を図ることがで
きる。さらには、使用半導体の選択の自由度や設計の自
由度を大きくとることができるので、装置の経済性を高
めることができる。
として、降圧コンバータを用いても昇圧コンバータを用
いても、降圧比や昇圧比を小さくすることができるの
で、安全性のみならず、電源効率の向上を図ることがで
きる。さらには、使用半導体の選択の自由度や設計の自
由度を大きくとることができるので、装置の経済性を高
めることができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の直並列
切換電源装置では、切り換えスイッチＳｐ１、Ｓｐ２、
Ｓｓ１として、リレーやパワーＭＯＳＦＥＴで対応して
いるが、大容量になると次のような問題が生じる。その
１つは、リレーやパワーＭＯＳＦＥＴで対応できないほ
ど大きな容量規模になると、スイッチとして採用する素
子が問題になり、もう１つは、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ
２を直列接続から並列接続に切り換えて充電する際に、
２つのコンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２の電圧が同じでない
と、並列接続にした瞬間にクロス電流が流れることであ
る。このようなクロス電流は、特に大容量の装置になる
ほど無視できなくなる。
切換電源装置では、切り換えスイッチＳｐ１、Ｓｐ２、
Ｓｓ１として、リレーやパワーＭＯＳＦＥＴで対応して
いるが、大容量になると次のような問題が生じる。その
１つは、リレーやパワーＭＯＳＦＥＴで対応できないほ
ど大きな容量規模になると、スイッチとして採用する素
子が問題になり、もう１つは、コンデンサ電池Ｃ１、Ｃ
２を直列接続から並列接続に切り換えて充電する際に、
２つのコンデンサ電池Ｃ１、Ｃ２の電圧が同じでない
と、並列接続にした瞬間にクロス電流が流れることであ
る。このようなクロス電流は、特に大容量の装置になる
ほど無視できなくなる。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するものであって、対の電池を並列接続充電から直列
接続充電に切り換えたときに電池間の電圧の差によりク
ロス電流が流れるのを防ぐようにするものである。
決するものであって、対の電池を並列接続充電から直列
接続充電に切り換えたときに電池間の電圧の差によりク
ロス電流が流れるのを防ぐようにするものである。
【００１２】そのために本発明は、充放電量に応じて電
圧が大きく変化する対の電池と前記対の電池にそれぞれ
直列に接続すると共に前記直列接続点間に接続する３つ
の切り換え手段を備え、前記３つの切り換え手段により
前記対の電池を所定の電圧で並列接続または直列接続に
切り換えるように構成した直並列切換電源装置におい
て、少なくとも前記対の電池にそれぞれ直列に接続する
切り換え手段を単方向制御整流素子に逆方向の整流素子
を並列接続した並列回路により構成し、かつ、前記電池
から放電電流を流す方向に前記整流素子を接続し前記電
池に充電電流を流す方向に前記単方向制御整流素子を接
続して過大な充電電流が流れるのを制限するように構成
したことを特徴とするものである。
圧が大きく変化する対の電池と前記対の電池にそれぞれ
直列に接続すると共に前記直列接続点間に接続する３つ
の切り換え手段を備え、前記３つの切り換え手段により
前記対の電池を所定の電圧で並列接続または直列接続に
切り換えるように構成した直並列切換電源装置におい
て、少なくとも前記対の電池にそれぞれ直列に接続する
切り換え手段を単方向制御整流素子に逆方向の整流素子
を並列接続した並列回路により構成し、かつ、前記電池
から放電電流を流す方向に前記整流素子を接続し前記電
池に充電電流を流す方向に前記単方向制御整流素子を接
続して過大な充電電流が流れるのを制限するように構成
したことを特徴とするものである。
【００１３】また、少なくとも前記対の電池にそれぞれ
直列に接続する切り換え手段を逆方向に接続した対の単
方向制御整流素子からなる並列回路により構成し、か
つ、前記並列回路の対の単方向制御整流素子のうち、前
記電池から放電電流を流す方向の単方向制御整流素子は
前記対の電池を直列接続から並列接続に切り換えて充電
する際に前記対の電池の電圧が不均一な間は非導通状態
に制御することを特徴とするものである。
直列に接続する切り換え手段を逆方向に接続した対の単
方向制御整流素子からなる並列回路により構成し、か
つ、前記並列回路の対の単方向制御整流素子のうち、前
記電池から放電電流を流す方向の単方向制御整流素子は
前記対の電池を直列接続から並列接続に切り換えて充電
する際に前記対の電池の電圧が不均一な間は非導通状態
に制御することを特徴とするものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照しつつ説明する。図１は本発明に係る直並列切換
電源装置の実施の形態を示す図であり、Ｃ１、Ｃ２は電
池、Ｄ１〜Ｄ３は整流素子、Ｑ１〜Ｑ３、Ｑ１１、Ｑ２
２は単方向制御整流素子、Ｌ１、Ｌ２は電流制限回路を
示す。
を参照しつつ説明する。図１は本発明に係る直並列切換
電源装置の実施の形態を示す図であり、Ｃ１、Ｃ２は電
池、Ｄ１〜Ｄ３は整流素子、Ｑ１〜Ｑ３、Ｑ１１、Ｑ２
２は単方向制御整流素子、Ｌ１、Ｌ２は電流制限回路を
示す。
【００１５】図１（Ａ）において、電池Ｃ１、Ｃ２は、
例えばそれぞれ電気二重層コンデンサ、あるいは複数の
電気二重層コンデンサを直並列に接続したコンデンサバ
ンクからなり、整流素子Ｄ１、Ｄ２と単方向制御整流素
子Ｑ１、Ｑ２との並列回路をそれぞれに直列接続し、さ
らにそれらの直列接続点との間にも整流素子Ｄ３と単方
向制御整流素子Ｑ３との並列回路を接続して、これらの
単方向制御整流素子のＱ１〜Ｑ３のオン、オフの制御に
より、電池Ｃ１、Ｃ２を直列接続と並列接続との切り換
えを行っている。そのために、整流素子Ｄ１と単方向制
御整流素子Ｑ１との並列回路を電池Ｃ１の正極側に接続
すると、整流素子Ｄ２と単方向制御整流素子Ｑ２との並
列回路は、反対に電池Ｃ２の負極側に接続する。そし
て、整流素子Ｄ１とＤ２は、それぞれ電池Ｃ１、Ｃ２か
ら放電電流を流す方向の極性に接続し、これらと反対に
単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２は、それぞれ電池Ｃ１、
Ｃ２に充電電流を流す方向の極性に接続する。また、直
列接続点の間に接続する並列回路では、単方向制御整流
素子Ｑ３を電池Ｃ１、Ｃ２から直列にして放電電流を流
す方向の極性に接続し、整流素子Ｄ３を電池Ｃ１、Ｃ２
に直列に充電電流を流す方向の極性に接続する。電流制
限回路Ｌ１、Ｌ２は、電池Ｃ１、Ｃ２に過大な充電電流
が流れるのを制限する回路である。
例えばそれぞれ電気二重層コンデンサ、あるいは複数の
電気二重層コンデンサを直並列に接続したコンデンサバ
ンクからなり、整流素子Ｄ１、Ｄ２と単方向制御整流素
子Ｑ１、Ｑ２との並列回路をそれぞれに直列接続し、さ
らにそれらの直列接続点との間にも整流素子Ｄ３と単方
向制御整流素子Ｑ３との並列回路を接続して、これらの
単方向制御整流素子のＱ１〜Ｑ３のオン、オフの制御に
より、電池Ｃ１、Ｃ２を直列接続と並列接続との切り換
えを行っている。そのために、整流素子Ｄ１と単方向制
御整流素子Ｑ１との並列回路を電池Ｃ１の正極側に接続
すると、整流素子Ｄ２と単方向制御整流素子Ｑ２との並
列回路は、反対に電池Ｃ２の負極側に接続する。そし
て、整流素子Ｄ１とＤ２は、それぞれ電池Ｃ１、Ｃ２か
ら放電電流を流す方向の極性に接続し、これらと反対に
単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２は、それぞれ電池Ｃ１、
Ｃ２に充電電流を流す方向の極性に接続する。また、直
列接続点の間に接続する並列回路では、単方向制御整流
素子Ｑ３を電池Ｃ１、Ｃ２から直列にして放電電流を流
す方向の極性に接続し、整流素子Ｄ３を電池Ｃ１、Ｃ２
に直列に充電電流を流す方向の極性に接続する。電流制
限回路Ｌ１、Ｌ２は、電池Ｃ１、Ｃ２に過大な充電電流
が流れるのを制限する回路である。
【００１６】本発明に係る直並列切換電源装置は、上記
のように電池Ｃ１、Ｃ２を電圧の変動に応じて並列接続
または直列接続に切り換える切り換え手段として、従来
のスイッチを使った構成に代え、整流素子Ｄ１〜Ｄ３と
単方向制御整流素子Ｑ１〜Ｑ３との並列回路による構成
を採用し、単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２により電池Ｃ
１、Ｃ２が並列接続されたときの充電電流を制御するも
のである。すなわち、電池Ｃ１、Ｃ２に対してそれぞれ
充電電流を流す方向の極性に単方向制御整流素子Ｑ１、
Ｑ２を接続し、電流制限回路Ｌ１、Ｌ２によって単方向
制御整流素子Ｑ１、Ｑ２を制御して過大な充電電流が流
れるのを制限するので、電池Ｃ１、Ｃ２を直列接続から
並列接続に切り換えたときに過大な充電電流が流れるの
を防ぐことができ、結果として電池Ｃ１、Ｃ２の電圧の
差により大きなクロス電流が流れるのを防ぐことができ
る。
のように電池Ｃ１、Ｃ２を電圧の変動に応じて並列接続
または直列接続に切り換える切り換え手段として、従来
のスイッチを使った構成に代え、整流素子Ｄ１〜Ｄ３と
単方向制御整流素子Ｑ１〜Ｑ３との並列回路による構成
を採用し、単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２により電池Ｃ
１、Ｃ２が並列接続されたときの充電電流を制御するも
のである。すなわち、電池Ｃ１、Ｃ２に対してそれぞれ
充電電流を流す方向の極性に単方向制御整流素子Ｑ１、
Ｑ２を接続し、電流制限回路Ｌ１、Ｌ２によって単方向
制御整流素子Ｑ１、Ｑ２を制御して過大な充電電流が流
れるのを制限するので、電池Ｃ１、Ｃ２を直列接続から
並列接続に切り換えたときに過大な充電電流が流れるの
を防ぐことができ、結果として電池Ｃ１、Ｃ２の電圧の
差により大きなクロス電流が流れるのを防ぐことができ
る。
【００１７】次に、電池Ｃ１、Ｃ２をいずれも満充電の
状態から放電し、そこからまた充電する過程にしたがっ
て単方向制御整流素子Ｑ１〜Ｑ３による接続切換制御及
び充電電流制御について説明する。電池Ｃ１、Ｃ２がい
ずれも満充電の状態から放電を開始する際には、単方向
制御整流素子Ｑ３がオフであれば、電池Ｃ１は整流素子
Ｄ１を介して、また電池Ｃ２は整流素子Ｄ２を介してそ
れぞれ出力に並列に接続され、その両方から出力に電力
を供給することができるので、単方向制御整流素子Ｑ
１、Ｑ２はオンでもオフでもよい。
状態から放電し、そこからまた充電する過程にしたがっ
て単方向制御整流素子Ｑ１〜Ｑ３による接続切換制御及
び充電電流制御について説明する。電池Ｃ１、Ｃ２がい
ずれも満充電の状態から放電を開始する際には、単方向
制御整流素子Ｑ３がオフであれば、電池Ｃ１は整流素子
Ｄ１を介して、また電池Ｃ２は整流素子Ｄ２を介してそ
れぞれ出力に並列に接続され、その両方から出力に電力
を供給することができるので、単方向制御整流素子Ｑ
１、Ｑ２はオンでもオフでもよい。
【００１８】まず、電池Ｃ１、Ｃ２から並列に放電が進
んで出力電圧が満充電時の１／２の電圧まで下がると、
単方向制御整流素子Ｑ３にオンにし、単方向制御整流素
子Ｑ１、Ｑ２はオフにして、電池Ｃ１、Ｃ２を直列接続
の状態にする。この状態からさらに出力電圧が満充電時
の１／２の電圧に下がるまで放電が進むと、電池Ｃ１、
Ｃ２が満充電時の全合計電圧の１／４まで、電力にして
初期の全蓄電量の１５／１６を使用したことになる。
んで出力電圧が満充電時の１／２の電圧まで下がると、
単方向制御整流素子Ｑ３にオンにし、単方向制御整流素
子Ｑ１、Ｑ２はオフにして、電池Ｃ１、Ｃ２を直列接続
の状態にする。この状態からさらに出力電圧が満充電時
の１／２の電圧に下がるまで放電が進むと、電池Ｃ１、
Ｃ２が満充電時の全合計電圧の１／４まで、電力にして
初期の全蓄電量の１５／１６を使用したことになる。
【００１９】全放電から逆に充電するプロセスでは、単
方向制御整流素子Ｑ３がオン、単方向制御整流素子Ｑ
１、Ｑ２がオフになり電池Ｃ１、Ｃ２が直列接続された
状態にある。この状態から充電が始まって、電池Ｃ１、
Ｃ２の直列接続した合計電圧が各電池Ｃ１、Ｃ２の満充
電時の電圧に等しくなると、単方向制御整流素子Ｑ３を
オフにして、単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２がオンに
し、電池Ｃ１、Ｃ２を並列接続した状態にする。
方向制御整流素子Ｑ３がオン、単方向制御整流素子Ｑ
１、Ｑ２がオフになり電池Ｃ１、Ｃ２が直列接続された
状態にある。この状態から充電が始まって、電池Ｃ１、
Ｃ２の直列接続した合計電圧が各電池Ｃ１、Ｃ２の満充
電時の電圧に等しくなると、単方向制御整流素子Ｑ３を
オフにして、単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２がオンに
し、電池Ｃ１、Ｃ２を並列接続した状態にする。
【００２０】このとき、従来のスイッチと同様に、整流
素子Ｄ１と単方向制御整流素子Ｑ１との並列回路からな
るスイッチ、及び整流素子Ｄ２と単方向制御整流素子Ｑ
２との並列回路からなるスイッチが一斉にオンになる
と、つまり単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２が一斉にオン
になると、このときの電池Ｃ１とＣ２の電圧は、実際に
同一にはならないので、それらの電圧の差によるクロス
電流が流れる。このようなクロス電流は、小型の装置で
あれば無視する、もしくは電流制限を行う程度の対応で
も問題はない。しかし、大型の装置では、部品や回路の
ストレスに大きな余裕がないのが通例である。
素子Ｄ１と単方向制御整流素子Ｑ１との並列回路からな
るスイッチ、及び整流素子Ｄ２と単方向制御整流素子Ｑ
２との並列回路からなるスイッチが一斉にオンになる
と、つまり単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２が一斉にオン
になると、このときの電池Ｃ１とＣ２の電圧は、実際に
同一にはならないので、それらの電圧の差によるクロス
電流が流れる。このようなクロス電流は、小型の装置で
あれば無視する、もしくは電流制限を行う程度の対応で
も問題はない。しかし、大型の装置では、部品や回路の
ストレスに大きな余裕がないのが通例である。
【００２１】本発明に係る直並列切換電源装置は、この
充電過程において電池Ｃ１、Ｃ２を直列接続から並列接
続に切り換える時に、電流制限回路Ｌ１、Ｌ２により単
方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２を制御して過大な充電電流
が流れるのを制限し、また、充電電流を一時的に遮断し
て、結果的に電池Ｃ１、Ｃ２の充電電圧の差に基づきク
ロス電流が流れることにより部品や回路にストレスがか
かるのを防ぐものである。そのため、単方向制御整流素
子Ｑ１、Ｑ２として、例えばサイリスタやＧＴＯを用い
る場合にはスイッチング方式によりオン／オフして実効
電流が制限値以下になるように制御し、ＩＧＢＴを用い
る場合にはアナログ的にも制御することができるので、
一定電流になるように制御することもできる。電流制限
回路Ｌ１、Ｌ２は、例えば単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ
２に流れる電流を検出する手段を有し、その検出した電
流が最大充電電流以下になるように電流制限をかければ
よいし、また、電流を検出する手段に代えて、発熱を検
出する手段を採用してもよい。これらの過大電流の検出
は、単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２ではなく電池Ｃ１、
Ｃ２で行っても同じであることはいうまでもない。
充電過程において電池Ｃ１、Ｃ２を直列接続から並列接
続に切り換える時に、電流制限回路Ｌ１、Ｌ２により単
方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２を制御して過大な充電電流
が流れるのを制限し、また、充電電流を一時的に遮断し
て、結果的に電池Ｃ１、Ｃ２の充電電圧の差に基づきク
ロス電流が流れることにより部品や回路にストレスがか
かるのを防ぐものである。そのため、単方向制御整流素
子Ｑ１、Ｑ２として、例えばサイリスタやＧＴＯを用い
る場合にはスイッチング方式によりオン／オフして実効
電流が制限値以下になるように制御し、ＩＧＢＴを用い
る場合にはアナログ的にも制御することができるので、
一定電流になるように制御することもできる。電流制限
回路Ｌ１、Ｌ２は、例えば単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ
２に流れる電流を検出する手段を有し、その検出した電
流が最大充電電流以下になるように電流制限をかければ
よいし、また、電流を検出する手段に代えて、発熱を検
出する手段を採用してもよい。これらの過大電流の検出
は、単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２ではなく電池Ｃ１、
Ｃ２で行っても同じであることはいうまでもない。
【００２２】また、上記図１（Ａ）に示すように電流制
限回路Ｌ１、Ｌ２により単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２
（あるいは電池Ｃ１、Ｃ２）に流れる過大電流を検出し
て電流を制限するように単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２
を制御するのに対し、直接クロス電流の流れる回路を遮
断するようにしてもよい。その構成例を示したのが図１
（Ｂ）であり、図１（Ａ）に示す整流素子Ｄ１、Ｄ２に
代えて単方向制御整流素子Ｑ１１、Ｑ２１を接続してク
ロス電流が流れるのを阻止するものである。したがっ
て、単方向制御整流素子Ｑ１１、Ｑ２１は、少なくとも
充電時に電池Ｃ１、Ｃ２を並列接続に切り換えた後一定
時間、つまり電池Ｃ１、Ｃ２の電圧の不均一状態が解消
されるまでの間オフにする。したがって、電池Ｃ１、Ｃ
２を直列充電から並列充電に切り換えた時点から電圧の
不均一が解消される時間を含めば、充電モードの間を単
方向制御整流素子Ｑ１１、Ｑ２１がオフになるように制
御してもよいし、充電パターンに応じて充電電圧を検出
し所定の充電電圧に達するまで、あるいは電池Ｃ１、Ｃ
２の電圧を検出して電圧が不均一な間は単方向制御整流
素子Ｑ１１、Ｑ２１をオフにしておくように制御しても
よい。このようにすることにより、単方向制御整流素子
Ｑ１、Ｑ２は、電池Ｃ１、Ｃ２の電圧の不均一の程度を
全く意識することなく、直列接続から並列接続への切り
換えタイミングにしたがってオンにすればよい。
限回路Ｌ１、Ｌ２により単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２
（あるいは電池Ｃ１、Ｃ２）に流れる過大電流を検出し
て電流を制限するように単方向制御整流素子Ｑ１、Ｑ２
を制御するのに対し、直接クロス電流の流れる回路を遮
断するようにしてもよい。その構成例を示したのが図１
（Ｂ）であり、図１（Ａ）に示す整流素子Ｄ１、Ｄ２に
代えて単方向制御整流素子Ｑ１１、Ｑ２１を接続してク
ロス電流が流れるのを阻止するものである。したがっ
て、単方向制御整流素子Ｑ１１、Ｑ２１は、少なくとも
充電時に電池Ｃ１、Ｃ２を並列接続に切り換えた後一定
時間、つまり電池Ｃ１、Ｃ２の電圧の不均一状態が解消
されるまでの間オフにする。したがって、電池Ｃ１、Ｃ
２を直列充電から並列充電に切り換えた時点から電圧の
不均一が解消される時間を含めば、充電モードの間を単
方向制御整流素子Ｑ１１、Ｑ２１がオフになるように制
御してもよいし、充電パターンに応じて充電電圧を検出
し所定の充電電圧に達するまで、あるいは電池Ｃ１、Ｃ
２の電圧を検出して電圧が不均一な間は単方向制御整流
素子Ｑ１１、Ｑ２１をオフにしておくように制御しても
よい。このようにすることにより、単方向制御整流素子
Ｑ１、Ｑ２は、電池Ｃ１、Ｃ２の電圧の不均一の程度を
全く意識することなく、直列接続から並列接続への切り
換えタイミングにしたがってオンにすればよい。
【００２３】次に、上記本発明に係る直並列切換電源装
置として、図１に示す対の電池からなる電池ユニットを
複数段に直列接続して電圧変動幅を小さくするように構
成した電源装置を説明する。これは、放電により電圧が
低下すると１段ずつ段階的に直並列切換電源装置を並列
接続から直列接続に切り換えるものである。図２は本発
明に係る直並列切換電源装置を４段に直列接続した直並
列切換電源装置の構成例を示す図、図３は従来のコンデ
ンサ電源装置との動作比較例を説明するための図であ
る。図２において、直並列切換電源装置は、段数ｎを４
として４つの直並列切換コンデンサユニット（電池ユニ
ット）１、１１、２１、３１を直列に接続したものであ
り、直並列切換コンデンサユニット１、１１、２１、３
１を満充電状態ではそれぞれ並列接続し、電圧が１／
（ｎ＋１）ずつ低下するごとに、まず、直並列切換コン
デンサユニット１、次に直並列切換コンデンサユニット
１１、というように１段ずつ並列接続から直列接続に切
り換える。したがって、直並列切換コンデンサユニット
の各コンデンサバンクの満充電電圧ＶCFが３０Ｖである
とすると、変動する電圧の上限値ＶU は３０Ｖ×４段で
１２０Ｖとなり、変動する電圧の下限値ＶL はその１／
（ｎ＋１）、つまり１／５に相当する電圧だけ低い９６
Ｖにすることができる。したがって、コンデンサバンク
の電圧が満充電電圧の１／２まで低下すると並列接続か
ら直列接続に切り換えるという従来の装置では、１２０
Ｖとその１／２の６０Ｖとの範囲、つまり５０％で変動
したものが、上記のような多段切り換えでは、１２０Ｖ
と９６Ｖとの変動の範囲、つまり２０％に抑えることが
できる。
置として、図１に示す対の電池からなる電池ユニットを
複数段に直列接続して電圧変動幅を小さくするように構
成した電源装置を説明する。これは、放電により電圧が
低下すると１段ずつ段階的に直並列切換電源装置を並列
接続から直列接続に切り換えるものである。図２は本発
明に係る直並列切換電源装置を４段に直列接続した直並
列切換電源装置の構成例を示す図、図３は従来のコンデ
ンサ電源装置との動作比較例を説明するための図であ
る。図２において、直並列切換電源装置は、段数ｎを４
として４つの直並列切換コンデンサユニット（電池ユニ
ット）１、１１、２１、３１を直列に接続したものであ
り、直並列切換コンデンサユニット１、１１、２１、３
１を満充電状態ではそれぞれ並列接続し、電圧が１／
（ｎ＋１）ずつ低下するごとに、まず、直並列切換コン
デンサユニット１、次に直並列切換コンデンサユニット
１１、というように１段ずつ並列接続から直列接続に切
り換える。したがって、直並列切換コンデンサユニット
の各コンデンサバンクの満充電電圧ＶCFが３０Ｖである
とすると、変動する電圧の上限値ＶU は３０Ｖ×４段で
１２０Ｖとなり、変動する電圧の下限値ＶL はその１／
（ｎ＋１）、つまり１／５に相当する電圧だけ低い９６
Ｖにすることができる。したがって、コンデンサバンク
の電圧が満充電電圧の１／２まで低下すると並列接続か
ら直列接続に切り換えるという従来の装置では、１２０
Ｖとその１／２の６０Ｖとの範囲、つまり５０％で変動
したものが、上記のような多段切り換えでは、１２０Ｖ
と９６Ｖとの変動の範囲、つまり２０％に抑えることが
できる。
【００２４】実際には、第１の直並列切換コンデンサユ
ニット１の直並列切り換えでは、２４Ｖの変動がある
が、第２の直並列切換コンデンサユニット１１、それ以
降は、さらに各コンデンサバンクが放電されるので、図
３に示すように徐々に変動幅が小さくなってゆく。な
お、図３において、０が直並列切り換えのない装置、１
が従来の直並列切り換えを行う装置、４が本発明に係る
直並列切換コンデンサユニットの４段切り換えを行う装
置の電圧変動の比較例を示している。
ニット１の直並列切り換えでは、２４Ｖの変動がある
が、第２の直並列切換コンデンサユニット１１、それ以
降は、さらに各コンデンサバンクが放電されるので、図
３に示すように徐々に変動幅が小さくなってゆく。な
お、図３において、０が直並列切り換えのない装置、１
が従来の直並列切り換えを行う装置、４が本発明に係る
直並列切換コンデンサユニットの４段切り換えを行う装
置の電圧変動の比較例を示している。
【００２５】また、図２に示すようにそれぞれの直並列
切換コンデンサユニットにコンパレータＡ１〜Ａ３１を
接続して切り換え電圧を検出する場合、各コンパレータ
Ａ１〜Ａ３１の切り換え電圧の設定は、例えば第１段目
が２４．２Ｖ、第２段目が２１．３Ｖ、第３段目が１
９．５Ｖ、そして第４段目が１３．２Ｖとなる。このよ
うに各コンデンサバンクが満充電に均等充電されていて
も、放電に伴って各段のコンデンサバンクの充電状態が
不均等になるので、充電の際に放電のときとまったく逆
に各段の直並列切り換えを行えばよい。つまり、充電と
放電で各段とも可逆的に動作させればよい。なお、可逆
充電を行う場合には、直列から並列に切り換える際に、
それらのコンデンサバンク間に電圧の差があると、その
差電圧に基づき大きなクロス電流が流れるので、本発明
は、先に説明したようにこのような過渡的に大電流が流
れるのを防ぐようにするものである。
切換コンデンサユニットにコンパレータＡ１〜Ａ３１を
接続して切り換え電圧を検出する場合、各コンパレータ
Ａ１〜Ａ３１の切り換え電圧の設定は、例えば第１段目
が２４．２Ｖ、第２段目が２１．３Ｖ、第３段目が１
９．５Ｖ、そして第４段目が１３．２Ｖとなる。このよ
うに各コンデンサバンクが満充電に均等充電されていて
も、放電に伴って各段のコンデンサバンクの充電状態が
不均等になるので、充電の際に放電のときとまったく逆
に各段の直並列切り換えを行えばよい。つまり、充電と
放電で各段とも可逆的に動作させればよい。なお、可逆
充電を行う場合には、直列から並列に切り換える際に、
それらのコンデンサバンク間に電圧の差があると、その
差電圧に基づき大きなクロス電流が流れるので、本発明
は、先に説明したようにこのような過渡的に大電流が流
れるのを防ぐようにするものである。
【００２６】上記のようにｎ段の直並列切換コンデンサ
ユニットを直列接続した電源装置において、変動する電
圧の上限値ＶU は、コンデンサバンクＣ１１〜Ｃｎ２の
満充電電圧ＶCFと直並列切換コンデンサユニット１〜ｎ
の段数ｎから、その直列接続電圧としてＶU ＝ＶCF×ｎ
で求めることができる。また、変動する電圧の下限値Ｖ
L は、第１の直並列切換コンデンサユニット１のみがコ
ンデンサバンクＣ１１とＣ１２との直列接続回路となっ
たときの出力電圧がＶL からＶU になるので、ＶL ＝Ｖ
U −ＶU ／（ｎ＋１）で求めることができる。つまり、
出力電圧ＶO の変動幅（ＶU −ＶL ）は、１／（ｎ＋
１）に抑えることができる。したがって、上記のように
段数ｎが４であれば、変動幅は２０％となる。
ユニットを直列接続した電源装置において、変動する電
圧の上限値ＶU は、コンデンサバンクＣ１１〜Ｃｎ２の
満充電電圧ＶCFと直並列切換コンデンサユニット１〜ｎ
の段数ｎから、その直列接続電圧としてＶU ＝ＶCF×ｎ
で求めることができる。また、変動する電圧の下限値Ｖ
L は、第１の直並列切換コンデンサユニット１のみがコ
ンデンサバンクＣ１１とＣ１２との直列接続回路となっ
たときの出力電圧がＶL からＶU になるので、ＶL ＝Ｖ
U −ＶU ／（ｎ＋１）で求めることができる。つまり、
出力電圧ＶO の変動幅（ＶU −ＶL ）は、１／（ｎ＋
１）に抑えることができる。したがって、上記のように
段数ｎが４であれば、変動幅は２０％となる。
【００２７】なお、本発明は、上記実施の形態に限定さ
れるものではなく、種々の変形が可能である。例えば上
記実施の形態では、従来の直並列切換スイッチを単方向
制御整流素子と整流素子との並列回路で構成したが、こ
のような並列回路は、電池に直列接続する直並列切換ス
イッチだけに用いるようにしてもよい。それは、電池ユ
ニットを直列接続から並列接続に切り換えて充電を続け
るときに、それぞれの電池に過渡的に過大な充電電流が
流れるのを防ぐことによって、電池の電圧の差に基づき
クロス電流が流れるのを防ぐようにしているからであ
る。したがって、電池と直並列切換スイッチとの直列接
続点の間に接続する直並列切換スイッチは、リレーや双
方向制御整流素子を用いてもよい。
れるものではなく、種々の変形が可能である。例えば上
記実施の形態では、従来の直並列切換スイッチを単方向
制御整流素子と整流素子との並列回路で構成したが、こ
のような並列回路は、電池に直列接続する直並列切換ス
イッチだけに用いるようにしてもよい。それは、電池ユ
ニットを直列接続から並列接続に切り換えて充電を続け
るときに、それぞれの電池に過渡的に過大な充電電流が
流れるのを防ぐことによって、電池の電圧の差に基づき
クロス電流が流れるのを防ぐようにしているからであ
る。したがって、電池と直並列切換スイッチとの直列接
続点の間に接続する直並列切換スイッチは、リレーや双
方向制御整流素子を用いてもよい。
【００２８】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、充放電量に応じて電圧が大きく変化する対の
電池にそれぞれ直列に接続する切り換え手段として単方
向制御整流素子に逆方向の整流素子を並列接続した並列
回路により構成し、電池から放電電流を流す方向に整流
素子を接続し電池に充電電流を流す方向に単方向制御整
流素子を接続し過大な充電電流が流れるのを防ぐので、
直列接続から並列接続に切り換えて充電する際に、電圧
の差に基づきクロス電流が流れるのを防ぐことができ
る。また、対の電池にそれぞれ直列に接続する切り換え
手段として逆方向に接続した対の単方向制御整流素子か
らなる並列回路により構成し、放電電流を流す方向の単
方向制御整流素子は対の電池を直列接続から並列接続に
切り換えて充電する際に対の電池の電圧が不均一な間は
非導通状態に制御するので、クロス電流が流れるのを防
ぐことができる。
によれば、充放電量に応じて電圧が大きく変化する対の
電池にそれぞれ直列に接続する切り換え手段として単方
向制御整流素子に逆方向の整流素子を並列接続した並列
回路により構成し、電池から放電電流を流す方向に整流
素子を接続し電池に充電電流を流す方向に単方向制御整
流素子を接続し過大な充電電流が流れるのを防ぐので、
直列接続から並列接続に切り換えて充電する際に、電圧
の差に基づきクロス電流が流れるのを防ぐことができ
る。また、対の電池にそれぞれ直列に接続する切り換え
手段として逆方向に接続した対の単方向制御整流素子か
らなる並列回路により構成し、放電電流を流す方向の単
方向制御整流素子は対の電池を直列接続から並列接続に
切り換えて充電する際に対の電池の電圧が不均一な間は
非導通状態に制御するので、クロス電流が流れるのを防
ぐことができる。
【図１】 本発明に係る直並列切換電源装置の実施の形
態を示す図である。
態を示す図である。
【図２】 本発明に係る直並列切換電源装置を４段に直
列接続した直並列切換電源装置の構成例を示す図であ
る。
列接続した直並列切換電源装置の構成例を示す図であ
る。
【図３】 従来のコンデンサ電源装置との動作比較例を
説明するための図である。
説明するための図である。
【図４】 ＥＣＳの標準的な構成例を示す図である。
【図５】 ＥＣＳ電流ポンプの昇圧、降圧動作領域を示
す図である。
す図である。
【図６】 直並列切換電源装置の構成例を示す図であ
る。
る。
Ｃ１、Ｃ２…電池、Ｄ１〜Ｄ３…整流素子、Ｑ１〜Ｑ
３、Ｑ１１、Ｑ２２…単方向制御整流素子、Ｌ１、Ｌ２
…電流制限回路
３、Ｑ１１、Ｑ２２…単方向制御整流素子、Ｌ１、Ｌ２
…電流制限回路
フロントページの続き (72)発明者 岡村 廸夫 神奈川県横浜市南区南太田２丁目19番６ 号 (72)発明者 大島 正明 神奈川県横浜市鶴見区江ケ崎町４−１東 京電力株式会社電力技術研究所内 (72)発明者 山岸 政章 神奈川県横浜市金沢区福浦１丁目１番地 １号 株式会社パワーシステム内 (72)発明者 最上 明矩 東京都昭島市武蔵野三丁目１番２号 日 本電子株式会社内 (56)参考文献 特開 平８−168182（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−88725（ＪＰ，Ａ) 特開 昭48−64445（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−122869（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02J 1/00 - 1/16 H02J 7/00 - 7/12 H02J 7/34 - 7/36
Claims (4)
- 【請求項１】 充放電量に応じて電圧が大きく変化する
対の電池と該対の電池にそれぞれ直列に接続すると共に
前記直列接続点間に接続する３つの切り換え手段を備
え、前記３つの切り換え手段により前記対の電池を所定
の電圧で並列接続または直列接続に切り換えるように構
成した直並列切換電源装置において、少なくとも前記対
の電池にそれぞれ直列に接続する切り換え手段を単方向
制御整流素子に逆方向の整流素子を並列接続した並列回
路により構成し、かつ、前記電池から放電電流を流す方
向に前記整流素子を接続し前記電池に充電電流を流す方
向に前記単方向制御整流素子を接続して過大な充電電流
が流れるのを制限するように構成したことを特徴とする
直並列切換電源装置。 - 【請求項２】 前記電池は、電気二重層コンデンサであ
ることを特徴とする請求項１記載の直並列切換電源装
置。 - 【請求項３】 充放電量に応じて電圧が大きく変化する
対の電池と該対の電池にそれぞれ直列に接続すると共に
前記直列接続点間に接続する３つの切り換え手段を備
え、前記３つの切り換え手段により前記対の電池を所定
の電圧で並列接続または直列接続に切り換えるように構
成した直並列切換電源装置において、少なくとも前記対
の電池にそれぞれ直列に接続する切り換え手段を逆方向
に接続した対の単方向制御整流素子からなる並列回路に
より構成し、かつ、前記並列回路の対の単方向制御整流
素子のうち、前記電池から放電電流を流す方向の単方向
制御整流素子は前記対の電池を直列接続から並列接続に
切り換えて充電する際に前記対の電池の電圧が不均一な
間は非導通状態に制御することを特徴とする直並列切換
電源装置。 - 【請求項４】 前記電池は、電気二重層コンデンサであ
ることを特徴とする請求項３記載の直並列切換電源装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09757598A JP3311670B2 (ja) | 1998-04-09 | 1998-04-09 | 直並列切換電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09757598A JP3311670B2 (ja) | 1998-04-09 | 1998-04-09 | 直並列切換電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11299112A JPH11299112A (ja) | 1999-10-29 |
| JP3311670B2 true JP3311670B2 (ja) | 2002-08-05 |
Family
ID=14196048
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09757598A Expired - Fee Related JP3311670B2 (ja) | 1998-04-09 | 1998-04-09 | 直並列切換電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3311670B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
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|---|---|---|---|---|
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| CN102467210A (zh) * | 2010-11-10 | 2012-05-23 | 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 | 电池控制电路 |
| KR101702824B1 (ko) * | 2014-06-10 | 2017-02-03 | 가부시키가이샤 카그라 | 축전 소자의 충전 방법 및 축전 장치 |
| JP2016032374A (ja) | 2014-07-29 | 2016-03-07 | 三星エスディアイ株式会社Ｓａｍｓｕｎｇ ＳＤＩ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． | 直並列切換電源装置 |
| GB2556914A (en) | 2016-11-25 | 2018-06-13 | Dyson Technology Ltd | Battery system |
| DE102017201604A1 (de) * | 2017-02-01 | 2018-08-02 | Robert Bosch Gmbh | Ladeschaltung mit Gleichspannungswandler und Ladeverfahren für ein elektrisches Energiespeichersystem |
| CN111106662B (zh) * | 2019-12-30 | 2023-08-15 | 重庆大学 | 分形结构开关电容换能器及其摩擦发电机电源管理系统 |
-
1998
- 1998-04-09 JP JP09757598A patent/JP3311670B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JPH11299112A (ja) | 1999-10-29 |
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|---|---|---|---|
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