JP3418951B2 - 直並列切換型電源装置 - Google Patents
直並列切換型電源装置Info
- Publication number
- JP3418951B2 JP3418951B2 JP01539898A JP1539898A JP3418951B2 JP 3418951 B2 JP3418951 B2 JP 3418951B2 JP 01539898 A JP01539898 A JP 01539898A JP 1539898 A JP1539898 A JP 1539898A JP 3418951 B2 JP3418951 B2 JP 3418951B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- series
- capacitor
- parallel
- switching
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、エネルギーを充電
して貯蔵し該貯蔵したエネルギーを取り出すにしたがい
充放電量に応じて電圧が漸次変化する電圧変動の大きい
電池を用いた電源装置に関する。
して貯蔵し該貯蔵したエネルギーを取り出すにしたがい
充放電量に応じて電圧が漸次変化する電圧変動の大きい
電池を用いた電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】電気二重層コンデンサを使用したＥＣＳ
(Energy Capacitor System) による電力貯蔵装置は、電
気自動車の電源装置や大規模な電力貯蔵装置として注目
されている。電気二重層コンデンサは、鉛電池やニッケ
ル・カドミウム電池のような充電に時間がかかる化学電
池と比較して、他のコンデンサと同様に物理的な充電に
より急速充電が可能になる。しかも、化学電池は、定電
圧デバイスであり、正常な動作範囲では負荷に給電して
もその電池に蓄えられたエネルギー量にかかわらず、そ
の端子電圧はほぼ一定の定電圧特性を示すのに対して、
電気二重層コンデンサの電池は、大量にエネルギーが貯
蔵できるという化学電池にない大きなメリットを有して
いる。しかし、電気二重層コンデンサの電池は、電力の
貯蔵量を多くしてそれを有効に利用しようとすると、Ｑ
＝ＣＶ2 ／２の関係に基づいて端子電圧が大きく変動す
る特性を持っているため、放電に伴い蓄積されたエネル
ギー量により端子電圧が満充電電圧からゼロまで大きく
変化し、負荷に安定した定格電圧を供給するにはＥＣＳ
で大幅な出力電圧の調整が必要になる。
(Energy Capacitor System) による電力貯蔵装置は、電
気自動車の電源装置や大規模な電力貯蔵装置として注目
されている。電気二重層コンデンサは、鉛電池やニッケ
ル・カドミウム電池のような充電に時間がかかる化学電
池と比較して、他のコンデンサと同様に物理的な充電に
より急速充電が可能になる。しかも、化学電池は、定電
圧デバイスであり、正常な動作範囲では負荷に給電して
もその電池に蓄えられたエネルギー量にかかわらず、そ
の端子電圧はほぼ一定の定電圧特性を示すのに対して、
電気二重層コンデンサの電池は、大量にエネルギーが貯
蔵できるという化学電池にない大きなメリットを有して
いる。しかし、電気二重層コンデンサの電池は、電力の
貯蔵量を多くしてそれを有効に利用しようとすると、Ｑ
＝ＣＶ2 ／２の関係に基づいて端子電圧が大きく変動す
る特性を持っているため、放電に伴い蓄積されたエネル
ギー量により端子電圧が満充電電圧からゼロまで大きく
変化し、負荷に安定した定格電圧を供給するにはＥＣＳ
で大幅な出力電圧の調整が必要になる。
【０００３】ＥＣＳは、コンデンサと並列モニタと電流
ポンプからなる電力エネルギー貯蔵システムとして既に
各種文献（例えば電子技術、１９９４−１２、ｐ１〜
３、電学論Ｂ、１１５巻５号、平成７年 ｐ５０４〜６
１０など）で紹介されている。ここで、並列モニタは、
複数のコンデンサが直並列に接続されたコンデンサバン
クの各コンデンサの端子間に接続され、コンデンサバン
クの充電電圧が並列モニタの設定値を越えると充電電流
をバイパスする装置である。
ポンプからなる電力エネルギー貯蔵システムとして既に
各種文献（例えば電子技術、１９９４−１２、ｐ１〜
３、電学論Ｂ、１１５巻５号、平成７年 ｐ５０４〜６
１０など）で紹介されている。ここで、並列モニタは、
複数のコンデンサが直並列に接続されたコンデンサバン
クの各コンデンサの端子間に接続され、コンデンサバン
クの充電電圧が並列モニタの設定値を越えると充電電流
をバイパスする装置である。
【０００４】上記並列モニタを備えたコンデンサバンク
は、充電する際にコンデンサバンクの充電電圧が設定値
以上に上昇しないように充電電流をバイパスして一定に
保つので、コンデンサバンク内のすべてのコンデンサ
は、設定された電圧まで均等に充電され、コンデンサの
蓄積能力をほぼ１００パーセント発揮させることができ
る。したがって、並列モニタは、コンデンサの特性のバ
ラツキや残留電荷の大小がある場合にも、最大電圧の均
等化、逆流防止、充電終止電圧の検出と制御などを行
い、耐電圧いっぱいまで使えるようにするものとして、
きわめて大きな役割を持ち、エネルギー密度の有効利用
の手段として不可欠な装置である。
は、充電する際にコンデンサバンクの充電電圧が設定値
以上に上昇しないように充電電流をバイパスして一定に
保つので、コンデンサバンク内のすべてのコンデンサ
は、設定された電圧まで均等に充電され、コンデンサの
蓄積能力をほぼ１００パーセント発揮させることができ
る。したがって、並列モニタは、コンデンサの特性のバ
ラツキや残留電荷の大小がある場合にも、最大電圧の均
等化、逆流防止、充電終止電圧の検出と制御などを行
い、耐電圧いっぱいまで使えるようにするものとして、
きわめて大きな役割を持ち、エネルギー密度の有効利用
の手段として不可欠な装置である。
【０００５】図１３はＥＣＳの標準的な構成例を示す
図、図１４はＥＣＳ電流ポンプの昇圧、降圧動作領域を
示す図である。ＥＣＳによる電力貯蔵装置では、図１３
に示すように電力を蓄えた電気二重層コンデンサから、
電流ポンプと呼ばれるスイッチング方式のＤＣ／ＤＣコ
ンバータで電力を取り出し、一定電圧にして負荷に供給
している。このときに使用する電流ポンプは、降圧チョ
ッパ、昇圧チョッパ、その他のＤＣ／ＤＣコンバータで
よいが、効率が高いことが必須条件であるため、トラン
スを使ったタイプは有利ではない。
図、図１４はＥＣＳ電流ポンプの昇圧、降圧動作領域を
示す図である。ＥＣＳによる電力貯蔵装置では、図１３
に示すように電力を蓄えた電気二重層コンデンサから、
電流ポンプと呼ばれるスイッチング方式のＤＣ／ＤＣコ
ンバータで電力を取り出し、一定電圧にして負荷に供給
している。このときに使用する電流ポンプは、降圧チョ
ッパ、昇圧チョッパ、その他のＤＣ／ＤＣコンバータで
よいが、効率が高いことが必須条件であるため、トラン
スを使ったタイプは有利ではない。
【０００６】いま、ＥＣＳによる電力貯蔵装置におい
て、コンデンサの電圧を満充電時の１／４の電圧まで利
用しようとすれば、電力では１５／１６＝９３．７５％
を使用することになる。それを実現する場合、昇圧コン
バータでは、出力電圧ＶO を満充電時の電圧ＶO * ４と
等しく選び、図１４のｕｐに示すようにコンバータで昇
圧して出力が常にＶO * ４になるよう制御すればよい。
このとき、昇圧コンバータの動作範囲は１から４倍まで
の昇圧となる。また、降圧コンバータでは、出力電圧Ｖ
O を満充電時の１／４の電圧ＶO * １と等しく選び、図
１４のｄｏｗｎに示すようにコンバータで放電開始時は
１／４に降圧し、放電に伴って降圧比を減らして出力が
常にＶO * １になるよう制御すれば、コンデンサの電圧
がはじめの１／４になるまで定格電圧を供給できる。し
たがって、このときの降圧コンバータの動作範囲は１／
４から１までの降圧となる。
て、コンデンサの電圧を満充電時の１／４の電圧まで利
用しようとすれば、電力では１５／１６＝９３．７５％
を使用することになる。それを実現する場合、昇圧コン
バータでは、出力電圧ＶO を満充電時の電圧ＶO * ４と
等しく選び、図１４のｕｐに示すようにコンバータで昇
圧して出力が常にＶO * ４になるよう制御すればよい。
このとき、昇圧コンバータの動作範囲は１から４倍まで
の昇圧となる。また、降圧コンバータでは、出力電圧Ｖ
O を満充電時の１／４の電圧ＶO * １と等しく選び、図
１４のｄｏｗｎに示すようにコンバータで放電開始時は
１／４に降圧し、放電に伴って降圧比を減らして出力が
常にＶO * １になるよう制御すれば、コンデンサの電圧
がはじめの１／４になるまで定格電圧を供給できる。し
たがって、このときの降圧コンバータの動作範囲は１／
４から１までの降圧となる。
【０００７】上記のようにエネルギーを取り出してゆく
と、それに伴って大きく電圧が変動（低下）するコンデ
ンサ電池等の電源では、降圧コンバータで出力電圧を安
定化する回路の場合、定格出力電圧の数倍になるように
コンデンサ電池を直列に接続して使用するため、例えば
９４％のエネルギーを利用するには、定格出力電圧が１
２Ｖの場合でその４倍の４８Ｖ程度の電池電圧が必要に
なり、このような電池電圧を入力として降圧コンバータ
により定格出力電圧の１２Ｖを安定に取り出さなければ
ならない。そのための動作は、はじめの満充電にした状
態の電池電圧が４８Ｖのときであれば１／４に降圧して
１２Ｖにして取り出すが、電池電圧が次第に低下するの
に合わせて、電池電圧が２４Ｖまで低下すると１／２、
１２Ｖでは１／１と降圧比を変化させ、このような降圧
比の変化により出力電圧を１２Ｖに安定化させている。
と、それに伴って大きく電圧が変動（低下）するコンデ
ンサ電池等の電源では、降圧コンバータで出力電圧を安
定化する回路の場合、定格出力電圧の数倍になるように
コンデンサ電池を直列に接続して使用するため、例えば
９４％のエネルギーを利用するには、定格出力電圧が１
２Ｖの場合でその４倍の４８Ｖ程度の電池電圧が必要に
なり、このような電池電圧を入力として降圧コンバータ
により定格出力電圧の１２Ｖを安定に取り出さなければ
ならない。そのための動作は、はじめの満充電にした状
態の電池電圧が４８Ｖのときであれば１／４に降圧して
１２Ｖにして取り出すが、電池電圧が次第に低下するの
に合わせて、電池電圧が２４Ｖまで低下すると１／２、
１２Ｖでは１／１と降圧比を変化させ、このような降圧
比の変化により出力電圧を１２Ｖに安定化させている。
【０００８】したがって、降圧コンバータで出力電圧を
安定化する回路の場合には、実際に使用する電圧値をは
るかに越える、定格出力電圧の３〜４倍の電池電圧が必
要であるため、安全上の問題がありあまり好ましくなか
った。例えば２００Ｖで動作する電気自動車用には８０
０Ｖの電池が必要になるが、この電圧になると使用半導
体の自由度が狭くなり、感電を防止するための絶縁の沿
面距離を十分とることが必要になるだけでなく、絶縁材
料も特殊なものになる。そのため、単に安全性のみなら
ず経済的な観点からも電池の低電圧化が望まれる。
安定化する回路の場合には、実際に使用する電圧値をは
るかに越える、定格出力電圧の３〜４倍の電池電圧が必
要であるため、安全上の問題がありあまり好ましくなか
った。例えば２００Ｖで動作する電気自動車用には８０
０Ｖの電池が必要になるが、この電圧になると使用半導
体の自由度が狭くなり、感電を防止するための絶縁の沿
面距離を十分とることが必要になるだけでなく、絶縁材
料も特殊なものになる。そのため、単に安全性のみなら
ず経済的な観点からも電池の低電圧化が望まれる。
【０００９】また、昇圧コンバータで出力電圧を安定化
する回路により９４％のエネルギーを利用する場合に
は、出力電圧の１２Ｖから１／４の約３Ｖまでを利用す
るが、その動作は、同じようにはじめの満充電にした状
態の電池電圧が１２Ｖの時は昇圧比が１でそのまま出力
するが、電池電圧が低下するに従い昇圧比を変化させ
て、電池電圧が６Ｖになると昇圧比を２に、最終的に電
池電圧が３Ｖになると昇圧比を４まで上げて１２Ｖを安
定に供給するようにしなければならない。
する回路により９４％のエネルギーを利用する場合に
は、出力電圧の１２Ｖから１／４の約３Ｖまでを利用す
るが、その動作は、同じようにはじめの満充電にした状
態の電池電圧が１２Ｖの時は昇圧比が１でそのまま出力
するが、電池電圧が低下するに従い昇圧比を変化させ
て、電池電圧が６Ｖになると昇圧比を２に、最終的に電
池電圧が３Ｖになると昇圧比を４まで上げて１２Ｖを安
定に供給するようにしなければならない。
【００１０】したがって、昇圧コンバータで出力電圧を
安定化する回路の場合には、一般に降圧コンバータに比
べて変換効率が劣るだけでなく、電池のエネルギー利用
効率を９４％とすると、昇圧比が３〜４倍必要になり効
率はさらに低下する。昇圧コンバータでもこのようにあ
まり大きな昇圧比の電力用の設計は好ましくなく、昇圧
比は２倍程度が一番効率的な利用方法として望まれてい
る。
安定化する回路の場合には、一般に降圧コンバータに比
べて変換効率が劣るだけでなく、電池のエネルギー利用
効率を９４％とすると、昇圧比が３〜４倍必要になり効
率はさらに低下する。昇圧コンバータでもこのようにあ
まり大きな昇圧比の電力用の設計は好ましくなく、昇圧
比は２倍程度が一番効率的な利用方法として望まれてい
る。
【００１１】上記のようにＥＣＳでは、利用するコンデ
ンサの電圧範囲を広くとって、貯蔵できる電力量を増や
したのであるから、コンデンサの端子電圧が大幅に変化
するのは本質的な現象である。しかし、用途によって従
来の二次電池との対比で、ＥＣＳにとって大幅に電圧が
変化するのは不都合な場合が生じる。
ンサの電圧範囲を広くとって、貯蔵できる電力量を増や
したのであるから、コンデンサの端子電圧が大幅に変化
するのは本質的な現象である。しかし、用途によって従
来の二次電池との対比で、ＥＣＳにとって大幅に電圧が
変化するのは不都合な場合が生じる。
【００１２】一例として電気自動車では、感電事故を避
けるため、なるべく低電圧で使おうという要求がある
が、電力が一定だけ必要なところに電圧を低くすれば、
電流が増し電線や機器が禁止的に巨大になってしまう。
たとえば二次電池で３００Ｖを定格電圧とする電気自動
車を上記の電圧範囲で利用するコンデンサ電源に変えよ
うとすると、その４倍の１２００Ｖを満充電にするコン
デンサと１／４の降圧コンバータを積むことになり、安
全上のコストがかさむ恐れがある。他方３００Ｖを満充
電にする場合には、４倍の昇圧コンバータを使用する
か、逆に降圧コンバータを使用して出力電圧を７５Ｖに
下げることが必要になる。
けるため、なるべく低電圧で使おうという要求がある
が、電力が一定だけ必要なところに電圧を低くすれば、
電流が増し電線や機器が禁止的に巨大になってしまう。
たとえば二次電池で３００Ｖを定格電圧とする電気自動
車を上記の電圧範囲で利用するコンデンサ電源に変えよ
うとすると、その４倍の１２００Ｖを満充電にするコン
デンサと１／４の降圧コンバータを積むことになり、安
全上のコストがかさむ恐れがある。他方３００Ｖを満充
電にする場合には、４倍の昇圧コンバータを使用する
か、逆に降圧コンバータを使用して出力電圧を７５Ｖに
下げることが必要になる。
【００１３】別の例として電力貯蔵について考えると、
４０００Ｖで電力貯蔵を行う場合、、降圧型ではコンデ
ンサの最大電圧が４倍の１６０００Ｖになり、部品や絶
縁もともかくだが、スイッチング半導体素子に対応でき
るものを用意できるかどうか困難が生じる。昇圧型にし
ても、４倍も昇圧するには効率が低下するだけでなく、
昇圧用チョークコイルの製造も難しくなる。
４０００Ｖで電力貯蔵を行う場合、、降圧型ではコンデ
ンサの最大電圧が４倍の１６０００Ｖになり、部品や絶
縁もともかくだが、スイッチング半導体素子に対応でき
るものを用意できるかどうか困難が生じる。昇圧型にし
ても、４倍も昇圧するには効率が低下するだけでなく、
昇圧用チョークコイルの製造も難しくなる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】そこで、満充電状態か
らエネルギーを取り出すに従って電圧が漸次低下する電
圧変動の大きい電池、例えば電気二重層コンデンサを用
いた電源装置として、電源側電圧の定電圧化を図るため
電池の直並列切り換えを行うようにした構成が既に提案
（特開平８−１６８１８２号公報参照）されている。こ
れは、複数個の電圧変動の大きい電池と、該電池を並列
接続から直列に切り換える切り換え手段と、該切り換え
手段により並列直列切り換え接続される電池を電源とし
てスイッチング手段により負荷に供給する電圧又は電流
を制御する制御手段とを備え、切り換え手段により、電
池を電圧の低下にしたがって並列接続から直列接続に切
り換えるものである。なお、切り換え手段は、例えば半
導体素子を用いた第１乃至第３の切り換えスイッチを有
し、電池と第２の切り換えスイッチとの直列回路及び第
３の切り換えスイッチと電池との直列回路を並列に接続
し、それぞれの直列回路の直列接続点間に第１の切り換
えスイッチを接続して、第１の切り換えスイッチに対し
第２、第３の切り換えスイッチを相補的に動作させてい
る。
らエネルギーを取り出すに従って電圧が漸次低下する電
圧変動の大きい電池、例えば電気二重層コンデンサを用
いた電源装置として、電源側電圧の定電圧化を図るため
電池の直並列切り換えを行うようにした構成が既に提案
（特開平８−１６８１８２号公報参照）されている。こ
れは、複数個の電圧変動の大きい電池と、該電池を並列
接続から直列に切り換える切り換え手段と、該切り換え
手段により並列直列切り換え接続される電池を電源とし
てスイッチング手段により負荷に供給する電圧又は電流
を制御する制御手段とを備え、切り換え手段により、電
池を電圧の低下にしたがって並列接続から直列接続に切
り換えるものである。なお、切り換え手段は、例えば半
導体素子を用いた第１乃至第３の切り換えスイッチを有
し、電池と第２の切り換えスイッチとの直列回路及び第
３の切り換えスイッチと電池との直列回路を並列に接続
し、それぞれの直列回路の直列接続点間に第１の切り換
えスイッチを接続して、第１の切り換えスイッチに対し
第２、第３の切り換えスイッチを相補的に動作させてい
る。
【００１５】上記提案の従来の装置によれば、制御手段
として、降圧コンバータを用いても昇圧コンバータを用
いても、降圧比や昇圧比を小さくすることができるの
で、安全性のみならず、電源効率の向上を図ることがで
き、さらには、使用半導体の選択の自由度や設計の自由
度を大きくとることができるので、装置の経済性を高め
ることができる。しかし、上記提案の従来の装置であっ
ても、並列接続から直列接続に切り換えた瞬間に出力電
圧は２倍になってしまうため、満充電電圧に対してその
１／２、つまり５０％の電圧変動幅をさらに小さくする
ことはできないという問題がある。
として、降圧コンバータを用いても昇圧コンバータを用
いても、降圧比や昇圧比を小さくすることができるの
で、安全性のみならず、電源効率の向上を図ることがで
き、さらには、使用半導体の選択の自由度や設計の自由
度を大きくとることができるので、装置の経済性を高め
ることができる。しかし、上記提案の従来の装置であっ
ても、並列接続から直列接続に切り換えた瞬間に出力電
圧は２倍になってしまうため、満充電電圧に対してその
１／２、つまり５０％の電圧変動幅をさらに小さくする
ことはできないという問題がある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するものであって、コンデンサのようにエネルギーを
充電して貯蔵し該貯蔵したエネルギーを取り出すにした
がい充放電量に応じて電圧が漸次変化する電圧変動の大
きい電池を用いた電源装置の電圧の変動幅を抑えるもの
である。
決するものであって、コンデンサのようにエネルギーを
充電して貯蔵し該貯蔵したエネルギーを取り出すにした
がい充放電量に応じて電圧が漸次変化する電圧変動の大
きい電池を用いた電源装置の電圧の変動幅を抑えるもの
である。
【００１７】そのために本発明は、エネルギーを充電し
て貯蔵し該貯蔵したエネルギーを取り出すにしたがい充
放電量に応じて電圧が漸次変化する電圧変動の大きい電
池を用いた電源装置において、前記電圧変動の大きい１
対のコンデンサ電池及び該１対のコンデンサ電池の並列
接続と直列接続との切り換えを行う切り換え手段により
電池ユニットを構成し、該電池ユニットを複数段に直列
接続するとともに、放電時には電圧の低下にしたがい前
記切り換え手段を制御して、前記直列接続した複数段の
各電池ユニットの１対のコンデンサ電池を並列接続から
直列接続に順次段階的に切り換え、充電時には電圧の上
昇にしたがい前記切り換え手段を制御して、前記直列接
続した複数段の各電池ユニットの１対のコンデンサ電池
を直列接続から並列接続に前記放電時とは逆の順に段階
的に切り換えるようにしたことを特徴とするものであ
り、また、前記電圧変動の大きいコンデンサ電池は、電
力貯蔵用として複数個の電気二重層コンデンサを直並列
に接続した電気二重層コンデンサバンクであり、前記切
り換え手段は、電流制限回路を有することを特徴とする
ものである。
て貯蔵し該貯蔵したエネルギーを取り出すにしたがい充
放電量に応じて電圧が漸次変化する電圧変動の大きい電
池を用いた電源装置において、前記電圧変動の大きい１
対のコンデンサ電池及び該１対のコンデンサ電池の並列
接続と直列接続との切り換えを行う切り換え手段により
電池ユニットを構成し、該電池ユニットを複数段に直列
接続するとともに、放電時には電圧の低下にしたがい前
記切り換え手段を制御して、前記直列接続した複数段の
各電池ユニットの１対のコンデンサ電池を並列接続から
直列接続に順次段階的に切り換え、充電時には電圧の上
昇にしたがい前記切り換え手段を制御して、前記直列接
続した複数段の各電池ユニットの１対のコンデンサ電池
を直列接続から並列接続に前記放電時とは逆の順に段階
的に切り換えるようにしたことを特徴とするものであ
り、また、前記電圧変動の大きいコンデンサ電池は、電
力貯蔵用として複数個の電気二重層コンデンサを直並列
に接続した電気二重層コンデンサバンクであり、前記切
り換え手段は、電流制限回路を有することを特徴とする
ものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照しつつ説明する。図１は本発明に係る直並列切換
型電源装置の実施の形態を示す図、図２は動作範囲を説
明するための図である。図中、１〜ｎは直並列切換型コ
ンデンサユニット、Ｃ１１〜Ｃｎ２はコンデンサバン
ク、Ｓ１１〜Ｓｎ３は切り換えスイッチ、ＶO は出力電
圧を示す。
を参照しつつ説明する。図１は本発明に係る直並列切換
型電源装置の実施の形態を示す図、図２は動作範囲を説
明するための図である。図中、１〜ｎは直並列切換型コ
ンデンサユニット、Ｃ１１〜Ｃｎ２はコンデンサバン
ク、Ｓ１１〜Ｓｎ３は切り換えスイッチ、ＶO は出力電
圧を示す。
【００１９】図１において、直並列切換型コンデンサユ
ニット１〜ｎは、１対のコンデンサバンクと並列接続ー
直列接続の切り換えを行う切り換えスイッチからなり、
それらを複数段にわたり縦続接続してコンデンサ電力貯
蔵装置を構成している。例えば直並列切換型コンデンサ
ユニット１は、１対のコンデンサバンクＣ１１、Ｃ１２
にそれぞれ第１の切り換えスイッチＳ１１、第２の切り
換えスイッチＳ１２をお互いに反対の極性側に直列に接
続し、それらの直列接続回路を並列に接続するととも
に、直列接続回路の接続点間に第３の切り換えスイッチ
Ｓ１３を接続して構成される。そして、第１の切り換え
スイッチＳ１１、第２の切り換えスイッチＳ１２に対し
第３の切り換えスイッチＳ１３を相補的に動作させるこ
とにより、第１の切り換えスイッチＳ１１、第２の切り
換えスイッチＳ１２をオンにしたときには、第３の切り
換えスイッチＳ１３をオフにして１対のコンデンサバン
クＣ１１、Ｃ１２を並列に接続し、第３の切り換えスイ
ッチＳ１３をオンにしたときには、第１の切り換えスイ
ッチＳ１１、第２の切り換えスイッチＳ１２をオフにし
て１対のコンデンサバンクＣ１１、Ｃ１２を直列に接続
する。直並列切換型コンデンサユニット２〜ｎも直並列
切換型コンデンサユニット１と同じ構成であり、直並列
切換型コンデンサユニット１、２、……、ｎが直列に接
続され、出力電圧ＶO が得られる。なお、コンデンサバ
ンクＣ１１〜Ｃｎ２は、複数個の例えば並列モニタを有
する電気二重層コンデンサを直並列に接続してなる。
ニット１〜ｎは、１対のコンデンサバンクと並列接続ー
直列接続の切り換えを行う切り換えスイッチからなり、
それらを複数段にわたり縦続接続してコンデンサ電力貯
蔵装置を構成している。例えば直並列切換型コンデンサ
ユニット１は、１対のコンデンサバンクＣ１１、Ｃ１２
にそれぞれ第１の切り換えスイッチＳ１１、第２の切り
換えスイッチＳ１２をお互いに反対の極性側に直列に接
続し、それらの直列接続回路を並列に接続するととも
に、直列接続回路の接続点間に第３の切り換えスイッチ
Ｓ１３を接続して構成される。そして、第１の切り換え
スイッチＳ１１、第２の切り換えスイッチＳ１２に対し
第３の切り換えスイッチＳ１３を相補的に動作させるこ
とにより、第１の切り換えスイッチＳ１１、第２の切り
換えスイッチＳ１２をオンにしたときには、第３の切り
換えスイッチＳ１３をオフにして１対のコンデンサバン
クＣ１１、Ｃ１２を並列に接続し、第３の切り換えスイ
ッチＳ１３をオンにしたときには、第１の切り換えスイ
ッチＳ１１、第２の切り換えスイッチＳ１２をオフにし
て１対のコンデンサバンクＣ１１、Ｃ１２を直列に接続
する。直並列切換型コンデンサユニット２〜ｎも直並列
切換型コンデンサユニット１と同じ構成であり、直並列
切換型コンデンサユニット１、２、……、ｎが直列に接
続され、出力電圧ＶO が得られる。なお、コンデンサバ
ンクＣ１１〜Ｃｎ２は、複数個の例えば並列モニタを有
する電気二重層コンデンサを直並列に接続してなる。
【００２０】並列モニタは、先に紹介した文献や出願等
により既に知られているように充電電流をバイパスする
例えば半導体制御素子を有し、その制御により充電電圧
が設定値を越えるとその設定値の電圧に保って充電電流
をバイパスすると共に、並列接続した電気二重層コンデ
ンサが故障して充電異常の状態となった場合には、ター
ンオンして電気二重層コンデンサを短絡する装置であ
り、充電電流に対して逆極性に電気二重層コンデンサに
並列接続される半導体整流素子、充電電流をバイパスす
るように電気二重層コンデンサに並列接続される半導体
制御素子、その半導体制御素子を制御するモニタ制御回
路からなる。
により既に知られているように充電電流をバイパスする
例えば半導体制御素子を有し、その制御により充電電圧
が設定値を越えるとその設定値の電圧に保って充電電流
をバイパスすると共に、並列接続した電気二重層コンデ
ンサが故障して充電異常の状態となった場合には、ター
ンオンして電気二重層コンデンサを短絡する装置であ
り、充電電流に対して逆極性に電気二重層コンデンサに
並列接続される半導体整流素子、充電電流をバイパスす
るように電気二重層コンデンサに並列接続される半導体
制御素子、その半導体制御素子を制御するモニタ制御回
路からなる。
【００２１】上記のように構成された本発明に係る直並
列切換型電源装置では、まず、同じ定格電圧、容量の各
コンデンサバンクＣ１１〜Ｃｎ２が満充電されている
と、図１（Ａ）に示すように各直並列切換型コンデンサ
ユニット１〜ｎは、第１の切り換えスイッチＳ１１、Ｓ
２１、……、Ｓｎ１、第２の切り換えスイッチＳ１２、
Ｓ２２、……、Ｓｎ２がオン、第３の切り換えスイッチ
Ｓ１３、Ｓ２３、……、Ｓｎ３がオフになっている。つ
まり、すべての直並列切換型コンデンサユニット１〜ｎ
が並列に接続された状態となる。
列切換型電源装置では、まず、同じ定格電圧、容量の各
コンデンサバンクＣ１１〜Ｃｎ２が満充電されている
と、図１（Ａ）に示すように各直並列切換型コンデンサ
ユニット１〜ｎは、第１の切り換えスイッチＳ１１、Ｓ
２１、……、Ｓｎ１、第２の切り換えスイッチＳ１２、
Ｓ２２、……、Ｓｎ２がオン、第３の切り換えスイッチ
Ｓ１３、Ｓ２３、……、Ｓｎ３がオフになっている。つ
まり、すべての直並列切換型コンデンサユニット１〜ｎ
が並列に接続された状態となる。
【００２２】次に、放電により各コンデンサバンクＣ１
１〜Ｃｎ２の充電電圧が低下し出力電圧ＶO の低下が少
なくともコンデンサバンクＣ１１〜Ｃｎ２の１個分の電
圧になると、図１（Ｂ）に示すように第１の直並列切換
型コンデンサユニット１のみが第１の切り換えスイッチ
Ｓ１１、第２の切り換えスイッチＳ１２をオフ、第３の
切り換えスイッチＳ１３をオンにする。このことによ
り、第１の直並列切換型コンデンサユニット１のみがコ
ンデンサバンクＣ１１とＣ１２との直列接続回路とな
り、全体としてコンデンサバンクＣ１１の充電電圧分が
上昇する。
１〜Ｃｎ２の充電電圧が低下し出力電圧ＶO の低下が少
なくともコンデンサバンクＣ１１〜Ｃｎ２の１個分の電
圧になると、図１（Ｂ）に示すように第１の直並列切換
型コンデンサユニット１のみが第１の切り換えスイッチ
Ｓ１１、第２の切り換えスイッチＳ１２をオフ、第３の
切り換えスイッチＳ１３をオンにする。このことによ
り、第１の直並列切換型コンデンサユニット１のみがコ
ンデンサバンクＣ１１とＣ１２との直列接続回路とな
り、全体としてコンデンサバンクＣ１１の充電電圧分が
上昇する。
【００２３】さらに、放電により各コンデンサバンクＣ
１１〜Ｃｎ２の充電電圧が低下し、出力電圧ＶO の低下
が少なくとも並列接続状態のコンデンサバンクＣ２１〜
Ｃｎ２の１個分の電圧になると、図１（Ｃ）に示すよう
に第２の直並列切換型コンデンサユニット２が第１の切
り換えスイッチＳ２１、第２の切り換えスイッチＳ２２
をオフ、第３の切り換えスイッチＳ２３をオンにする。
このことにより、第１の直並列切換型コンデンサユニッ
ト１に続いて第２の直並列切換型コンデンサユニット２
がコンデンサバンクＣ２１とＣ２２との直列接続回路と
なり、全体としてコンデンサバンクＣ２１の充電電圧分
が上昇する。
１１〜Ｃｎ２の充電電圧が低下し、出力電圧ＶO の低下
が少なくとも並列接続状態のコンデンサバンクＣ２１〜
Ｃｎ２の１個分の電圧になると、図１（Ｃ）に示すよう
に第２の直並列切換型コンデンサユニット２が第１の切
り換えスイッチＳ２１、第２の切り換えスイッチＳ２２
をオフ、第３の切り換えスイッチＳ２３をオンにする。
このことにより、第１の直並列切換型コンデンサユニッ
ト１に続いて第２の直並列切換型コンデンサユニット２
がコンデンサバンクＣ２１とＣ２２との直列接続回路と
なり、全体としてコンデンサバンクＣ２１の充電電圧分
が上昇する。
【００２４】以下同様に、放電により各コンデンサバン
クＣ１１〜Ｃｎ２の充電電圧が低下し、出力電圧ＶO が
少なくとも並列接続状態のコンデンサバンクの１個分の
電圧だけ低下する毎に、コンデンサバンクを並列接続か
ら直列接続に切り換える直並列切換型コンデンサユニッ
トを逐次増やしてゆく。このような多段切り換えによる
電圧変動の様子を示したのが図２である。このことによ
り、出力電圧ＶO は、図２に示すようにＶU 〜ＶL の範
囲内で変動することになる。
クＣ１１〜Ｃｎ２の充電電圧が低下し、出力電圧ＶO が
少なくとも並列接続状態のコンデンサバンクの１個分の
電圧だけ低下する毎に、コンデンサバンクを並列接続か
ら直列接続に切り換える直並列切換型コンデンサユニッ
トを逐次増やしてゆく。このような多段切り換えによる
電圧変動の様子を示したのが図２である。このことによ
り、出力電圧ＶO は、図２に示すようにＶU 〜ＶL の範
囲内で変動することになる。
【００２５】ここで、変動する電圧の上限値ＶU は、コ
ンデンサバンクＣ１１〜Ｃｎ２の満充電電圧ＶCFと直並
列切換型コンデンサユニット１〜ｎの段数ｎから、その
直列接続電圧としてＶU ＝ＶCF×ｎで求めることができ
る。また、変動する電圧の下限値ＶL は、第１の直並列
切換型コンデンサユニット１のみがコンデンサバンクＣ
１１とＣ１２との直列接続回路となったときの出力電圧
がＶL からＶU になるので、ＶL ＝ＶU −ＶU ／（ｎ＋
１）で求めることができる。つまり、出力電圧ＶO の変
動幅（ＶU −ＶL ）は、１／（ｎ＋１）に抑えることが
できる。例えば段数ｎが４であれば、変動幅は２０％と
なる。
ンデンサバンクＣ１１〜Ｃｎ２の満充電電圧ＶCFと直並
列切換型コンデンサユニット１〜ｎの段数ｎから、その
直列接続電圧としてＶU ＝ＶCF×ｎで求めることができ
る。また、変動する電圧の下限値ＶL は、第１の直並列
切換型コンデンサユニット１のみがコンデンサバンクＣ
１１とＣ１２との直列接続回路となったときの出力電圧
がＶL からＶU になるので、ＶL ＝ＶU −ＶU ／（ｎ＋
１）で求めることができる。つまり、出力電圧ＶO の変
動幅（ＶU −ＶL ）は、１／（ｎ＋１）に抑えることが
できる。例えば段数ｎが４であれば、変動幅は２０％と
なる。
【００２６】図３は本発明に係る直並列切換型電源装置
の４段切り換えの回路の構成例を示す図、図４は従来の
コンデンサ電源装置と本発明との動作比較例を説明する
ための図である。本発明に係る直並列切換型電源装置と
して、例えば図３に示すように直並列切換型コンデンサ
ユニットの段数ｎが４で、各コンデンサバンクの満充電
電圧ＶCFが３０Ｖであるとすると、この場合の変動する
電圧の上限値ＶU は１２０Ｖとなり、変動する電圧の下
限値ＶL はその１／５に相当する電圧だけ低い９６Ｖと
なる。したがって、従来の装置では、１２０Ｖとその１
／２の６０Ｖとの範囲、つまり５０％で変動したもの
が、本発明では、１２０Ｖと９６Ｖとの変動の範囲、つ
まり２０％に抑えることができる。実際には、第１の直
並列切換型コンデンサユニット１の直並列切り換えで
は、２４Ｖの変動があるが、第２の直並列切換型コンデ
ンサユニット２、それ以降は、さらに各コンデンサバン
クが放電されるので、図４に示すように徐々に変動幅が
小さくなってゆく。なお、図４において、０が直並列切
り換えのない装置、１が従来の直並列切り換えを行う装
置、４が本発明に係る直並列切換型コンデンサユニット
の４段切り換えを行う装置の電圧変動の比較例を示して
いる。
の４段切り換えの回路の構成例を示す図、図４は従来の
コンデンサ電源装置と本発明との動作比較例を説明する
ための図である。本発明に係る直並列切換型電源装置と
して、例えば図３に示すように直並列切換型コンデンサ
ユニットの段数ｎが４で、各コンデンサバンクの満充電
電圧ＶCFが３０Ｖであるとすると、この場合の変動する
電圧の上限値ＶU は１２０Ｖとなり、変動する電圧の下
限値ＶL はその１／５に相当する電圧だけ低い９６Ｖと
なる。したがって、従来の装置では、１２０Ｖとその１
／２の６０Ｖとの範囲、つまり５０％で変動したもの
が、本発明では、１２０Ｖと９６Ｖとの変動の範囲、つ
まり２０％に抑えることができる。実際には、第１の直
並列切換型コンデンサユニット１の直並列切り換えで
は、２４Ｖの変動があるが、第２の直並列切換型コンデ
ンサユニット２、それ以降は、さらに各コンデンサバン
クが放電されるので、図４に示すように徐々に変動幅が
小さくなってゆく。なお、図４において、０が直並列切
り換えのない装置、１が従来の直並列切り換えを行う装
置、４が本発明に係る直並列切換型コンデンサユニット
の４段切り換えを行う装置の電圧変動の比較例を示して
いる。
【００２７】また、図３に示すようにそれぞれの直並列
切換型コンデンサユニットにコンパレータＡ１〜Ａ３１
を接続して切り換え電圧を検出する場合、各コンパレー
タＡ１〜Ａ３１の切り換え電圧の設定は、例えば第１段
目が２４．２Ｖ、第２段目が２１．３Ｖ、第３段目が１
９．５Ｖ、そして第４段目が１３．２Ｖとなる。このよ
うに各コンデンサバンクが満充電に均等充電されていて
も、放電に伴って各段のコンデンサバンクの充電状態が
不均等になるので、充電の際に放電のときとまったく逆
に各段の直並列切り換えを行えばよい。つまり、充電と
放電で各段とも可逆的に動作させればよい。なお、可逆
充電を行う場合には、直列から並列に切り換える際に、
それらのコンデンサバンク間に電圧の差があると、その
差電圧に基づき大きな短絡電流が流れる。そこで、この
ような過渡的に大電流が流れるのを避けるためには、Ｆ
ＥＴを使ったスイッチ全部に定電圧電源で使われている
ような電流制限回路が接続される。これは、電流検出部
とトランジスタとを用いた簡単な回路からなるものであ
る。
切換型コンデンサユニットにコンパレータＡ１〜Ａ３１
を接続して切り換え電圧を検出する場合、各コンパレー
タＡ１〜Ａ３１の切り換え電圧の設定は、例えば第１段
目が２４．２Ｖ、第２段目が２１．３Ｖ、第３段目が１
９．５Ｖ、そして第４段目が１３．２Ｖとなる。このよ
うに各コンデンサバンクが満充電に均等充電されていて
も、放電に伴って各段のコンデンサバンクの充電状態が
不均等になるので、充電の際に放電のときとまったく逆
に各段の直並列切り換えを行えばよい。つまり、充電と
放電で各段とも可逆的に動作させればよい。なお、可逆
充電を行う場合には、直列から並列に切り換える際に、
それらのコンデンサバンク間に電圧の差があると、その
差電圧に基づき大きな短絡電流が流れる。そこで、この
ような過渡的に大電流が流れるのを避けるためには、Ｆ
ＥＴを使ったスイッチ全部に定電圧電源で使われている
ような電流制限回路が接続される。これは、電流検出部
とトランジスタとを用いた簡単な回路からなるものであ
る。
【００２８】次に、本発明に係る直並列切換型電源装置
の切り換えスイッチを制御する直並列切り換え回路の構
成例を説明する。図５は直並列切り換え回路の構成例を
示す図、図６は直並列切り換え回路の他の構成例を示す
図であり、１１、２２、２７は比較器、１２−１〜１２
−ｎはアンドゲート、１３−１〜１３−ｎは切換制御
器、２１、２６は減算回路、ＶREF は基準電圧、ＶO は
出力電圧、ＶCnはコンデンサバンク電圧を示す。
の切り換えスイッチを制御する直並列切り換え回路の構
成例を説明する。図５は直並列切り換え回路の構成例を
示す図、図６は直並列切り換え回路の他の構成例を示す
図であり、１１、２２、２７は比較器、１２−１〜１２
−ｎはアンドゲート、１３−１〜１３−ｎは切換制御
器、２１、２６は減算回路、ＶREF は基準電圧、ＶO は
出力電圧、ＶCnはコンデンサバンク電圧を示す。
【００２９】上記実施の形態では、放電による電圧の低
下に伴って各コンデンサユニット毎にコンパレータによ
り切り換え電圧を検出してコンデンサバンクを並列から
直列に接続切り換えを行ったが、出力電圧ＶO を検出し
て切り換え電圧を判断することもできる。その例を示し
たのが図５であり、この場合には、比較器１１で出力電
圧ＶO を基準電圧ＶREF と比較してコンデンサバンクの
並列から直列への切り換えを順次行うようにする。すな
わち、図５に示す回路では、まず、基準電圧ＶREF を図
２に示した変動する電圧の下限値ＶL に設定して、比較
器１１では、出力電圧ＶO が基準電圧ＶREF 、つまり下
限値ＶL より小さくなると切換信号（例えば論理「１」
の信号）を出力する。アンドゲート１２−１と切換制御
器１３−１は、第１段目のコンデンサユニット１の切り
換えを制御する回路を構成し、アンドゲート１２−２と
切換制御器１３−２は、第２段目のコンデンサユニット
２の切り換えを制御する回路を、アンドゲート１２−３
と切換制御器１３−３は、第３段目のコンデンサユニッ
ト３の切り換えを制御する回路を、……、アンドゲート
１２−ｎと切換制御器１３−ｎは、第ｎ段目のコンデン
サユニットｎの切り換えを制御する回路をそれぞれ構成
している。そして、アンドゲート１２−１〜１２−ｎ
は、前段のコンデンサユニットの切換制御信号と比較器
１１の切換信号を入力信号とし、前段のコンデンサユニ
ットが直列接続に切り換わっていること及び出力電圧が
基準電圧より小さくなったことを条件に、出力信号が論
理「１」となりそのコンデンサユニットの切換制御器を
動作させる。切換制御器１３−１〜１３−ｎは、アンド
ゲート１２−１〜１２−ｎの論理条件が満足したときの
出力信号により動作し、そのコンデンサユニットのコン
デンサバンクの接続を並列から直列に切り換える。
下に伴って各コンデンサユニット毎にコンパレータによ
り切り換え電圧を検出してコンデンサバンクを並列から
直列に接続切り換えを行ったが、出力電圧ＶO を検出し
て切り換え電圧を判断することもできる。その例を示し
たのが図５であり、この場合には、比較器１１で出力電
圧ＶO を基準電圧ＶREF と比較してコンデンサバンクの
並列から直列への切り換えを順次行うようにする。すな
わち、図５に示す回路では、まず、基準電圧ＶREF を図
２に示した変動する電圧の下限値ＶL に設定して、比較
器１１では、出力電圧ＶO が基準電圧ＶREF 、つまり下
限値ＶL より小さくなると切換信号（例えば論理「１」
の信号）を出力する。アンドゲート１２−１と切換制御
器１３−１は、第１段目のコンデンサユニット１の切り
換えを制御する回路を構成し、アンドゲート１２−２と
切換制御器１３−２は、第２段目のコンデンサユニット
２の切り換えを制御する回路を、アンドゲート１２−３
と切換制御器１３−３は、第３段目のコンデンサユニッ
ト３の切り換えを制御する回路を、……、アンドゲート
１２−ｎと切換制御器１３−ｎは、第ｎ段目のコンデン
サユニットｎの切り換えを制御する回路をそれぞれ構成
している。そして、アンドゲート１２−１〜１２−ｎ
は、前段のコンデンサユニットの切換制御信号と比較器
１１の切換信号を入力信号とし、前段のコンデンサユニ
ットが直列接続に切り換わっていること及び出力電圧が
基準電圧より小さくなったことを条件に、出力信号が論
理「１」となりそのコンデンサユニットの切換制御器を
動作させる。切換制御器１３−１〜１３−ｎは、アンド
ゲート１２−１〜１２−ｎの論理条件が満足したときの
出力信号により動作し、そのコンデンサユニットのコン
デンサバンクの接続を並列から直列に切り換える。
【００３０】切り換え電圧として変動する電圧の下限値
ＶL を用いた上記の例に対し、図６（Ａ）に示す例は、
切り換え電圧を変動する電圧の上限値ＶU とするもので
ある。この場合、図６（Ａ）において、減算回路２１
は、基準電圧ＶREF から出力電圧ＶO を減算し、比較器
２２は、この減算した値と最終段のコンデンサユニット
のコンデンサバンク電圧ＶCnとを比較する。ここで、基
準電圧ＶREF は、上限値ＶU に設定し、出力電圧ＶO が
最終段のコンデンサユニットのコンデンサバンク電圧Ｖ
Cnより低下すると切換信号を比較器２２から出力するよ
うに構成している。つまり、最終段のコンデンサユニッ
トのコンデンサバンク電圧ＶCnは、各コンデンサユニッ
トのうち、並列接続されているコンデンサユニットのコ
ンデンサバンク電圧の代表値として用いている。
ＶL を用いた上記の例に対し、図６（Ａ）に示す例は、
切り換え電圧を変動する電圧の上限値ＶU とするもので
ある。この場合、図６（Ａ）において、減算回路２１
は、基準電圧ＶREF から出力電圧ＶO を減算し、比較器
２２は、この減算した値と最終段のコンデンサユニット
のコンデンサバンク電圧ＶCnとを比較する。ここで、基
準電圧ＶREF は、上限値ＶU に設定し、出力電圧ＶO が
最終段のコンデンサユニットのコンデンサバンク電圧Ｖ
Cnより低下すると切換信号を比較器２２から出力するよ
うに構成している。つまり、最終段のコンデンサユニッ
トのコンデンサバンク電圧ＶCnは、各コンデンサユニッ
トのうち、並列接続されているコンデンサユニットのコ
ンデンサバンク電圧の代表値として用いている。
【００３１】また、図６（Ｂ）に示す例は、変動する電
圧の平均値が一定になるように切り換え電圧を制御する
ものである。そのため、図６（Ｂ）において、減算回路
２６は、基準電圧ＶREF から出力電圧ＶO を減算し、比
較器２７は、この減算した値と最終段のコンデンサユニ
ットのコンデンサバンク電圧ＶCnの１／２の値とを比較
する。そして、基準電圧ＶREF は、上限値ＶU と下限値
ＶL との中間の値、つまり変動する電圧の平均値ＶM ＝
（ＶU ＋ＶL ）／２とする。このようにすることによ
り、出力電圧ＶO が平均値ＶM よりＶCn／２以上低下す
ると、コンデンサユニットが並列から直列に接続が切り
換わるので、その直後の出力電圧ＶO は、逆にＶCn／２
大きくなる。
圧の平均値が一定になるように切り換え電圧を制御する
ものである。そのため、図６（Ｂ）において、減算回路
２６は、基準電圧ＶREF から出力電圧ＶO を減算し、比
較器２７は、この減算した値と最終段のコンデンサユニ
ットのコンデンサバンク電圧ＶCnの１／２の値とを比較
する。そして、基準電圧ＶREF は、上限値ＶU と下限値
ＶL との中間の値、つまり変動する電圧の平均値ＶM ＝
（ＶU ＋ＶL ）／２とする。このようにすることによ
り、出力電圧ＶO が平均値ＶM よりＶCn／２以上低下す
ると、コンデンサユニットが並列から直列に接続が切り
換わるので、その直後の出力電圧ＶO は、逆にＶCn／２
大きくなる。
【００３２】上記のようにコンデンサユニットの段数を
増やすことにより、出力電圧の変動幅は小さくなるの
で、±１０％あるいはそれ以内という電池並みの電圧安
定度のある電源装置が実現できる。しかも、高効率で、
大きなチョークコイルや高圧大電流・高速のスイッチな
どを要求することなく実現できる。勿論、従来の装置と
同様に降圧チョッパ回路や昇圧チョッパ回路を用いてさ
らに出力電圧を安定化するように構成してもよい。次
に、１つのコンデンサユニットの構成例により出力電圧
の安定化を具体的に説明する。
増やすことにより、出力電圧の変動幅は小さくなるの
で、±１０％あるいはそれ以内という電池並みの電圧安
定度のある電源装置が実現できる。しかも、高効率で、
大きなチョークコイルや高圧大電流・高速のスイッチな
どを要求することなく実現できる。勿論、従来の装置と
同様に降圧チョッパ回路や昇圧チョッパ回路を用いてさ
らに出力電圧を安定化するように構成してもよい。次
に、１つのコンデンサユニットの構成例により出力電圧
の安定化を具体的に説明する。
【００３３】図７は出力電圧の安定化回路の構成例を示
す図、図８は動作範囲を説明するための図であり、３１
は降圧チョッパ回路、３２は昇圧チョッパ回路、３４は
比較器、３５は降圧チョッパ制御回路、３６は昇圧チョ
ッパ制御回路、３７はインバータ、３８は誤差増幅器、
ＤD 、ＤU は単方向整流素子、ＣＨD 、ＣＨU はチョッ
パ用スイッチング素子、Ｌはチョークコイル、ＶrOは基
準電圧を示す。
す図、図８は動作範囲を説明するための図であり、３１
は降圧チョッパ回路、３２は昇圧チョッパ回路、３４は
比較器、３５は降圧チョッパ制御回路、３６は昇圧チョ
ッパ制御回路、３７はインバータ、３８は誤差増幅器、
ＤD 、ＤU は単方向整流素子、ＣＨD 、ＣＨU はチョッ
パ用スイッチング素子、Ｌはチョークコイル、ＶrOは基
準電圧を示す。
【００３４】図７において、チョークコイルＬは、降圧
チョッパ回路３１及び昇圧チョッパ回路３２で共用する
ものであり、降圧チョッパ回路３１及び昇圧チョッパ回
路３２は、電源電圧の変動範囲の中間でチョッパの動作
を降圧チョッパ回路３１から昇圧チョッパ回路３２へ切
り替えるようにしている。降圧チョッパ回路３１の動作
時は、昇圧チョッパ回路３２のチョッパ用スイッチング
素子ＣＨU がオフになったままの状態で、チョッパ用ス
イッチング素子ＣＨD がオン／オフして降圧し、出力電
圧を負荷の定格電圧に調整する。また、昇圧チョッパ回
路３２の動作時は、チョッパ用スイッチング素子ＣＨD
がオンになったままの状態で、チョッパ用スイッチング
素子ＣＨU がオン／オフして昇圧し、出力電圧を負荷の
定格電圧に調整する。
チョッパ回路３１及び昇圧チョッパ回路３２で共用する
ものであり、降圧チョッパ回路３１及び昇圧チョッパ回
路３２は、電源電圧の変動範囲の中間でチョッパの動作
を降圧チョッパ回路３１から昇圧チョッパ回路３２へ切
り替えるようにしている。降圧チョッパ回路３１の動作
時は、昇圧チョッパ回路３２のチョッパ用スイッチング
素子ＣＨU がオフになったままの状態で、チョッパ用ス
イッチング素子ＣＨD がオン／オフして降圧し、出力電
圧を負荷の定格電圧に調整する。また、昇圧チョッパ回
路３２の動作時は、チョッパ用スイッチング素子ＣＨD
がオンになったままの状態で、チョッパ用スイッチング
素子ＣＨU がオン／オフして昇圧し、出力電圧を負荷の
定格電圧に調整する。
【００３５】基準電圧ＶrOは、電力貯蔵装置の負荷に対
して供給する定格電圧に対応し、チョッパ制御の誤差検
出のための基準電圧に使用すると同時に降圧チョッパ制
御と昇圧チョッパ制御の切り替えのための基準電圧に使
用するものであり、電源電圧の変動範囲の中間の値が設
定される。例えば電源電圧の変動範囲を１２０Ｖ〜９６
Ｖ、負荷の定格電圧を１０８Ｖとすると、上限値の１２
０Ｖから１０８Ｖまでの領域を降圧チョッパ回路で制御
し、１０８Ｖから下限値の９６Ｖまでの領域を昇圧チョ
ッパ回路で制御して定格電圧の１０８Ｖを供給するもの
である。
して供給する定格電圧に対応し、チョッパ制御の誤差検
出のための基準電圧に使用すると同時に降圧チョッパ制
御と昇圧チョッパ制御の切り替えのための基準電圧に使
用するものであり、電源電圧の変動範囲の中間の値が設
定される。例えば電源電圧の変動範囲を１２０Ｖ〜９６
Ｖ、負荷の定格電圧を１０８Ｖとすると、上限値の１２
０Ｖから１０８Ｖまでの領域を降圧チョッパ回路で制御
し、１０８Ｖから下限値の９６Ｖまでの領域を昇圧チョ
ッパ回路で制御して定格電圧の１０８Ｖを供給するもの
である。
【００３６】比較器３４は、電力貯蔵部の端子電圧と基
準電圧ＶrOとを比較して、電力貯蔵部の端子電圧が基準
電圧ＶrOより大きい場合には、出力信号をアクティブ
（論理「１」）にし、基準電圧ＶrOより小さくなると、
出力信号をノンアクティブ（論理「０」）にするもので
あり、インバータ３７は、この比較器３４の出力信号を
反転させるものである。誤差増幅器３８は、負荷に供給
する出力電圧と基準電圧ＶrOとの誤差を検出して増幅す
るものであり、この誤差増幅信号が降圧チョッパ制御回
路３５及び昇圧チョッパ制御回路３６の制御信号として
使用される。
準電圧ＶrOとを比較して、電力貯蔵部の端子電圧が基準
電圧ＶrOより大きい場合には、出力信号をアクティブ
（論理「１」）にし、基準電圧ＶrOより小さくなると、
出力信号をノンアクティブ（論理「０」）にするもので
あり、インバータ３７は、この比較器３４の出力信号を
反転させるものである。誤差増幅器３８は、負荷に供給
する出力電圧と基準電圧ＶrOとの誤差を検出して増幅す
るものであり、この誤差増幅信号が降圧チョッパ制御回
路３５及び昇圧チョッパ制御回路３６の制御信号として
使用される。
【００３７】降圧チョッパ制御回路３５は、比較器３４
の出力信号がアクティブであることを条件に動作して、
誤差増幅器３８の誤差増幅信号に基づきチョッパ用スイ
ッチング素子ＣＨD をオン／オフ制御し、比較器３４の
出力信号がノンアクティブになると動作を停止して、チ
ョッパ用スイッチング素子ＣＨD をオン、単方向整流素
子ＤD をオフの状態にするものである。
の出力信号がアクティブであることを条件に動作して、
誤差増幅器３８の誤差増幅信号に基づきチョッパ用スイ
ッチング素子ＣＨD をオン／オフ制御し、比較器３４の
出力信号がノンアクティブになると動作を停止して、チ
ョッパ用スイッチング素子ＣＨD をオン、単方向整流素
子ＤD をオフの状態にするものである。
【００３８】昇圧チョッパ制御回路３６は、インバータ
３７を通して比較器３４の出力信号を入力することによ
って、比較器３４の出力信号がアクティブであることを
条件に動作を停止して、チョッパ用スイッチング素子Ｃ
ＨU をオフの状態にし、比較器３４の出力信号がノンア
クティブになると動作して、誤差増幅器３８の誤差増幅
信号に基づきチョッパ用スイッチング素子ＣＨU をオン
／オフ制御するものである。
３７を通して比較器３４の出力信号を入力することによ
って、比較器３４の出力信号がアクティブであることを
条件に動作を停止して、チョッパ用スイッチング素子Ｃ
ＨU をオフの状態にし、比較器３４の出力信号がノンア
クティブになると動作して、誤差増幅器３８の誤差増幅
信号に基づきチョッパ用スイッチング素子ＣＨU をオン
／オフ制御するものである。
【００３９】次に、全体の動作を説明する。いま、各コ
ンデンサユニットのコンデンサバンクが満充電状態、つ
まり図８（コンデンサユニットが１段の場合の例で示し
ている）の放電電力量が０％にあると、比較器３４の出
力信号はアクティブになっているので、降圧チョッパ制
御回路３５が動作し、昇圧チョッパ制御回路３６は動作
を停止している。したがって、降圧チョッパ回路３１に
より電力貯蔵部の電圧をＶrOまで降圧して負荷に給電さ
れる。放電電力量が増えるにしたがって図８に示すよう
に電力貯蔵部の電圧が低下し、負荷の定格電圧と同じに
なると、比較器３４の出力信号がノンアクティブになる
ので、降圧チョッパ制御回路３５が動作を停止し、昇圧
チョッパ制御回路３６が動作を開始する。さらに放電電
力量が増え電力貯蔵部の電圧が低下して下限値になる
と、先に説明したようにコンデンサユニットの切り換え
スイッチが動作してコンデンサバンクを並列接続から直
列接続に切り換えるので、電力貯蔵部の電圧がほぼ始め
の電圧まで上がる。したがって、比較器３４の出力信号
が再びアクティブになるので、昇圧チョッパ制御回路３
６が動作を停止し、降圧チョッパ制御回路３５が動作を
開始する。このようにして電力貯蔵部の最終段のコンデ
ンサユニットのコンデンサバンクを並列接続から直列接
続に切り換え所定電圧以下に低下するまで負荷に定格電
圧による給電を行うことができる。
ンデンサユニットのコンデンサバンクが満充電状態、つ
まり図８（コンデンサユニットが１段の場合の例で示し
ている）の放電電力量が０％にあると、比較器３４の出
力信号はアクティブになっているので、降圧チョッパ制
御回路３５が動作し、昇圧チョッパ制御回路３６は動作
を停止している。したがって、降圧チョッパ回路３１に
より電力貯蔵部の電圧をＶrOまで降圧して負荷に給電さ
れる。放電電力量が増えるにしたがって図８に示すよう
に電力貯蔵部の電圧が低下し、負荷の定格電圧と同じに
なると、比較器３４の出力信号がノンアクティブになる
ので、降圧チョッパ制御回路３５が動作を停止し、昇圧
チョッパ制御回路３６が動作を開始する。さらに放電電
力量が増え電力貯蔵部の電圧が低下して下限値になる
と、先に説明したようにコンデンサユニットの切り換え
スイッチが動作してコンデンサバンクを並列接続から直
列接続に切り換えるので、電力貯蔵部の電圧がほぼ始め
の電圧まで上がる。したがって、比較器３４の出力信号
が再びアクティブになるので、昇圧チョッパ制御回路３
６が動作を停止し、降圧チョッパ制御回路３５が動作を
開始する。このようにして電力貯蔵部の最終段のコンデ
ンサユニットのコンデンサバンクを並列接続から直列接
続に切り換え所定電圧以下に低下するまで負荷に定格電
圧による給電を行うことができる。
【００４０】なお、電源電圧の変動範囲を１２０Ｖ〜９
６Ｖの場合、負荷の定格電圧をその中間の１０８Ｖにし
たが、負荷の定格電圧を１００Ｖとしても、１０５Ｖと
してもよいし、変動範囲内で任意に負荷の定格電圧を設
定できることはいうまでもない。この場合、満充電時の
電圧と負荷の定格電圧とを同じにした場合には、昇圧チ
ョッパ回路のみで構成し、変動範囲の下限値と負荷の定
格電圧とを同じにした場合には、降圧チョッパ回路のみ
で構成される。図９は昇圧チョッパ回路又は降圧チョッ
パ回路のいずれかで構成した場合のそれぞれの制御領域
を示す図である。また、放電の終点を下限値ＶL とする
か、上限値ＶU の５０％の電圧とするか、どのレベルに
するかは適宜設定自由であり、それに応じて昇圧チョッ
パ回路、降圧チョッパ回路の動作範囲が設定される。
６Ｖの場合、負荷の定格電圧をその中間の１０８Ｖにし
たが、負荷の定格電圧を１００Ｖとしても、１０５Ｖと
してもよいし、変動範囲内で任意に負荷の定格電圧を設
定できることはいうまでもない。この場合、満充電時の
電圧と負荷の定格電圧とを同じにした場合には、昇圧チ
ョッパ回路のみで構成し、変動範囲の下限値と負荷の定
格電圧とを同じにした場合には、降圧チョッパ回路のみ
で構成される。図９は昇圧チョッパ回路又は降圧チョッ
パ回路のいずれかで構成した場合のそれぞれの制御領域
を示す図である。また、放電の終点を下限値ＶL とする
か、上限値ＶU の５０％の電圧とするか、どのレベルに
するかは適宜設定自由であり、それに応じて昇圧チョッ
パ回路、降圧チョッパ回路の動作範囲が設定される。
【００４１】また、チョークコイルを共用することによ
り降圧チョッパ回路と昇圧チョッパ回路を直列に接続し
たが、降圧チョッパ回路と昇圧チョッパ回路とを並列に
接続するように構成してもよい。さらに、単相ブリッジ
インバータや単相プッシュプル、単相ハーフブリッジ、
３相、６相等の多相ブリッジインバータ等の交直変換回
路と組み合わせてもよいし、その組み合わせを利用して
可逆型電力貯蔵装置を実現してもよい。
り降圧チョッパ回路と昇圧チョッパ回路を直列に接続し
たが、降圧チョッパ回路と昇圧チョッパ回路とを並列に
接続するように構成してもよい。さらに、単相ブリッジ
インバータや単相プッシュプル、単相ハーフブリッジ、
３相、６相等の多相ブリッジインバータ等の交直変換回
路と組み合わせてもよいし、その組み合わせを利用して
可逆型電力貯蔵装置を実現してもよい。
【００４２】図１０は単相ブリッジインバータの構成例
を示す図、図１１は可逆型電力貯蔵装置の構成例を示す
図、図１２はパルス幅変調の場合における変換波形の変
形例を示す図である。図１０（Ａ）に示す単相ブリッジ
インバータを使用し、図１０（Ｂ）に示すようなＰＷＭ
（パルス幅変調）により直流から正弦波の交流に変換す
る場合、高調波の少ない正弦波を得るには、その過程で
かなり深いパルス幅変調が必要となる。電力用の大型の
インバータでは、±２０％以内の入力変動仕様のものが
ほとんどであり、直流入力電圧が大幅に、例えば４倍に
も変動すると、パルス幅変調の深さや制御性（フィード
バック制御を行っている状態で発振やハンティングを起
こさず安定な自動制御がかかる条件）に問題が生じやす
く、設計が困難となる。しかし、電力貯蔵装置を上記の
ようにコンデンサバンクを直並列に切り替える構成にす
ると、電圧変動幅を抑えることができるので、さらに、
上記チョッパを組み合わせることにより入力変動幅を小
さく抑えることもできる。そのため、図１１に示すよう
に単方向整流素子を双方向のスイッチング素子に置き換
えて、ＰＷＭインバータを接続することにより、可逆型
電力貯蔵装置を実現することもできる。しかも、ＰＷＭ
部分を遙に容易に、安定で効率的な設計とすることがで
きる。この場合には、インバータを逆方向に制御するこ
とにより、コンデンサに対して定電流型充電器となるよ
うに扱い、同じ装置を充電器に兼用することができる。
また、パルス幅変調では、実用上で矩形波から疑似正弦
波まで種々の波形が用いられるが、元来の目的は正弦波
を得ることであるので、図１２のに示す矩形波に対し
に示すような改造した矩形波を採用することもでき
る。
を示す図、図１１は可逆型電力貯蔵装置の構成例を示す
図、図１２はパルス幅変調の場合における変換波形の変
形例を示す図である。図１０（Ａ）に示す単相ブリッジ
インバータを使用し、図１０（Ｂ）に示すようなＰＷＭ
（パルス幅変調）により直流から正弦波の交流に変換す
る場合、高調波の少ない正弦波を得るには、その過程で
かなり深いパルス幅変調が必要となる。電力用の大型の
インバータでは、±２０％以内の入力変動仕様のものが
ほとんどであり、直流入力電圧が大幅に、例えば４倍に
も変動すると、パルス幅変調の深さや制御性（フィード
バック制御を行っている状態で発振やハンティングを起
こさず安定な自動制御がかかる条件）に問題が生じやす
く、設計が困難となる。しかし、電力貯蔵装置を上記の
ようにコンデンサバンクを直並列に切り替える構成にす
ると、電圧変動幅を抑えることができるので、さらに、
上記チョッパを組み合わせることにより入力変動幅を小
さく抑えることもできる。そのため、図１１に示すよう
に単方向整流素子を双方向のスイッチング素子に置き換
えて、ＰＷＭインバータを接続することにより、可逆型
電力貯蔵装置を実現することもできる。しかも、ＰＷＭ
部分を遙に容易に、安定で効率的な設計とすることがで
きる。この場合には、インバータを逆方向に制御するこ
とにより、コンデンサに対して定電流型充電器となるよ
うに扱い、同じ装置を充電器に兼用することができる。
また、パルス幅変調では、実用上で矩形波から疑似正弦
波まで種々の波形が用いられるが、元来の目的は正弦波
を得ることであるので、図１２のに示す矩形波に対し
に示すような改造した矩形波を採用することもでき
る。
【００４３】なお、本発明は、上記実施の形態に限定さ
れるものではなく、種々の変形が可能である。例えば上
記実施の形態では、同じ定格電圧、容量のユニット、電
気二重層コンデンサバンクを用いた構成で説明したが、
定格電圧、容量の異なるものを組み合わせ、例えば直並
列切り換えを行う前段のユニットより後段のユニットに
対して定格電圧の高い、あるいは容量の小さいものを用
いてもよい。さらには、直並列切り換えを行うユニット
を１つずつだけでなく、電圧の低下に伴い複数ユニット
をグルーピングし、その数を段階的に変えるようにして
もよいし、これらを組み合わせてもよい。また、先に述
べたように並列から直列に切り換えを行うユニットの制
御段に応じて電圧変動幅が変化し次第に小さくなるの
で、この変化に合わせて図５、６に示した基準電圧Ｖ
REF を変化させるようにしてもよい。直並列切換型コン
デンサユニットとして電気二重層コンデンサバンクを用
いた直並列切換型電源装置について説明したが、エネル
ギーを充電して貯蔵し該貯蔵したエネルギーを取り出す
にしたがい充放電量に応じて電圧が漸次変化する電圧変
動の大きい電池であれば他のコンデンサや二次電池など
の蓄電手段にも同様に適用できる。
れるものではなく、種々の変形が可能である。例えば上
記実施の形態では、同じ定格電圧、容量のユニット、電
気二重層コンデンサバンクを用いた構成で説明したが、
定格電圧、容量の異なるものを組み合わせ、例えば直並
列切り換えを行う前段のユニットより後段のユニットに
対して定格電圧の高い、あるいは容量の小さいものを用
いてもよい。さらには、直並列切り換えを行うユニット
を１つずつだけでなく、電圧の低下に伴い複数ユニット
をグルーピングし、その数を段階的に変えるようにして
もよいし、これらを組み合わせてもよい。また、先に述
べたように並列から直列に切り換えを行うユニットの制
御段に応じて電圧変動幅が変化し次第に小さくなるの
で、この変化に合わせて図５、６に示した基準電圧Ｖ
REF を変化させるようにしてもよい。直並列切換型コン
デンサユニットとして電気二重層コンデンサバンクを用
いた直並列切換型電源装置について説明したが、エネル
ギーを充電して貯蔵し該貯蔵したエネルギーを取り出す
にしたがい充放電量に応じて電圧が漸次変化する電圧変
動の大きい電池であれば他のコンデンサや二次電池など
の蓄電手段にも同様に適用できる。
【００４４】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、１対のコンデンサバンクを並列から直列に切
り換え接続するコンデンサユニットを複数段に直列接続
し、放電に伴う電圧の低下にしたがって、コンデンサユ
ニットを段階的に並列から直列に切り換え接続するの
で、コンデンサユニットの段数に応じて電圧の変動幅を
抑えることができる。したがって、大型の電力エネルギ
ー貯蔵や電気バス、トラックなどにおいて、電圧変動幅
を抑えるのにチョッパ型スイッチングコンバータを用い
る場合にも、コンバータの小型化を図ることができる。
によれば、１対のコンデンサバンクを並列から直列に切
り換え接続するコンデンサユニットを複数段に直列接続
し、放電に伴う電圧の低下にしたがって、コンデンサユ
ニットを段階的に並列から直列に切り換え接続するの
で、コンデンサユニットの段数に応じて電圧の変動幅を
抑えることができる。したがって、大型の電力エネルギ
ー貯蔵や電気バス、トラックなどにおいて、電圧変動幅
を抑えるのにチョッパ型スイッチングコンバータを用い
る場合にも、コンバータの小型化を図ることができる。
【図１】 本発明に係る直並列切換型電源装置の実施の
形態を示す図である。
形態を示す図である。
【図２】 動作範囲を説明するための図である。
【図３】 本発明に係る直並列切換型電源装置の４段切
り換えの回路の構成例を示す図である。
り換えの回路の構成例を示す図である。
【図４】 従来のコンデンサ電源装置と本発明との動作
比較例を説明するための図である。
比較例を説明するための図である。
【図５】 直並列切り換え回路の構成例を示す図であ
る。
る。
【図６】 直並列切り換え回路の他の構成例を示す図で
ある。
ある。
【図７】 出力電圧の安定化回路の構成例を示す図であ
る。
る。
【図８】 動作範囲を説明するための図である。
【図９】 昇圧チョッパ回路又は降圧チョッパ回路で構
成した場合のそれぞれの制御領域を示す図である。
成した場合のそれぞれの制御領域を示す図である。
【図１０】 単相ブリッジインバータの構成例を示す図
である。
である。
【図１１】 可逆型電力貯蔵装置の構成例を示す図であ
る。
る。
【図１２】 パルス幅変調の場合における変換波形の変
形例を示す図である。
形例を示す図である。
【図１３】 ＥＣＳの標準的な構成例を示す図である。
【図１４】 ＥＣＳ電流ポンプの昇圧、降圧動作領域を
示す図である。
示す図である。
【符号の説明】
１〜ｎ…直並列切換型コンデンサユニット、Ｃ１１〜Ｃ
ｎ２…コンデンサバンク、Ｓ１１〜Ｓｎ３…切り換えス
イッチ、ＶO …出力電圧
ｎ２…コンデンサバンク、Ｓ１１〜Ｓｎ３…切り換えス
イッチ、ＶO …出力電圧
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平８−168182（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−252528（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−292925（ＪＰ，Ａ)
特開 昭50−152601（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−80677（ＪＰ，Ａ)
特公 昭48−36057（ＪＰ，Ｂ１)
特公 昭49−9347（ＪＰ，Ｂ１)
特公 昭43−5631（ＪＰ，Ｂ１)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02J 1/00
H01J 7/00
H01J 7/36
Claims (3)
- 【請求項１】 エネルギーを充電して貯蔵し該貯蔵した
エネルギーを取り出すにしたがい充放電量に応じて電圧
が漸次変化する電圧変動の大きい電池を用いた電源装置
において、前記電圧変動の大きい１対のコンデンサ電池
及び該１対のコンデンサ電池の並列接続と直列接続との
切り換えを行う切り換え手段により電池ユニットを構成
し、該電池ユニットを複数段に直列接続するとともに、
放電時には電圧の低下にしたがい前記切り換え手段を制
御して、前記直列接続した複数段の各電池ユニットの１
対のコンデンサ電池を並列接続から直列接続に順次段階
的に切り換え、充電時には電圧の上昇にしたがい前記切
り換え手段を制御して、前記直列接続した複数段の各電
池ユニットの１対のコンデンサ電池を直列接続から並列
接続に前記放電時とは逆の順に段階的に切り換えるよう
にしたことを特徴とする直並列切換型電源装置。 - 【請求項２】 前記電圧変動の大きいコンデンサ電池
は、電力貯蔵用として複数個の電気二重層コンデンサを
直並列に接続した電気二重層コンデンサバンクであるこ
とを特徴とする請求項１記載の直並列切換型電源装置。 - 【請求項３】 前記切り換え手段は、電流制限回路を有
することを特徴とする請求項１記載の直並列切換型電源
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01539898A JP3418951B2 (ja) | 1998-01-28 | 1998-01-28 | 直並列切換型電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01539898A JP3418951B2 (ja) | 1998-01-28 | 1998-01-28 | 直並列切換型電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11215695A JPH11215695A (ja) | 1999-08-06 |
| JP3418951B2 true JP3418951B2 (ja) | 2003-06-23 |
Family
ID=11887637
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01539898A Expired - Fee Related JP3418951B2 (ja) | 1998-01-28 | 1998-01-28 | 直並列切換型電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3418951B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007046138A1 (ja) * | 2005-10-19 | 2007-04-26 | Limited Company Tm | キャパシタを用いた蓄電装置とその制御方法 |
| CN102723769A (zh) * | 2012-05-02 | 2012-10-10 | 清华大学 | 快速切换型动力电池组 |
| CN108736541A (zh) * | 2015-07-31 | 2018-11-02 | 深圳市大疆创新科技有限公司 | 供电系统、供电控制方法及具有该供电系统的可移动平台 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4618227B2 (ja) * | 2006-10-24 | 2011-01-26 | 日産自動車株式会社 | 車両の電力供給装置 |
| JP4977804B2 (ja) | 2010-07-27 | 2012-07-18 | 佳史 竹田 | 蓄電装置の充電制御方法および放電制御方法 |
| WO2012088447A1 (en) | 2010-12-24 | 2012-06-28 | Marc Henness | Electrical circuit for controlling electrical power to drive an inductive load |
| FR2996965B1 (fr) * | 2012-10-11 | 2017-04-07 | Renault Sas | Structure pour la modulation de tension d'une batterie et son equilibrage actif |
| CN105720639B (zh) * | 2016-03-30 | 2018-11-23 | 北京交通大学 | 一种基于超级电容的并联模式和串联模式切换电路 |
| JP6898028B2 (ja) * | 2017-08-28 | 2021-07-07 | トヨタ自動車東日本株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータ及び電力供給方法 |
-
1998
- 1998-01-28 JP JP01539898A patent/JP3418951B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2007046138A1 (ja) * | 2005-10-19 | 2007-04-26 | Limited Company Tm | キャパシタを用いた蓄電装置とその制御方法 |
| US7898223B2 (en) | 2005-10-19 | 2011-03-01 | Limited Company Tm | Electric power storage system using capacitors and control method thereof including serial-parallel switching means for each circuit block of batteries based on descending order of block voltages |
| CN102723769A (zh) * | 2012-05-02 | 2012-10-10 | 清华大学 | 快速切换型动力电池组 |
| CN108736541A (zh) * | 2015-07-31 | 2018-11-02 | 深圳市大疆创新科技有限公司 | 供电系统、供电控制方法及具有该供电系统的可移动平台 |
| CN108736541B (zh) * | 2015-07-31 | 2020-08-07 | 深圳市大疆创新科技有限公司 | 供电系统、供电控制方法及具有该供电系统的可移动平台 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH11215695A (ja) | 1999-08-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7049711B2 (en) | Uninterruptible power system | |
| JP3973638B2 (ja) | 電源ユニット及びこれを有する電源システム | |
| US7982434B2 (en) | Apparatus and method for controlling a power supply | |
| US7227277B2 (en) | Multiple input DC-DC power converter | |
| JP3211323B2 (ja) | 充電装置 | |
| US10811900B2 (en) | Uninterruptible power supply system and uninterruptible power supply apparatus | |
| JP2000253572A (ja) | 接続切り換え制御キャパシタ電源装置 | |
| JP6427574B2 (ja) | パワーバッテリーの素子の充電平衡化装置 | |
| US11601006B2 (en) | Control of DC voltage distribution system | |
| JP3418951B2 (ja) | 直並列切換型電源装置 | |
| Dahono et al. | A family of modular multilevel bidirectional DC-DC converters for high voltage-ratio and low-ripple applications | |
| Hulea et al. | Bidirectional hybrid switched-inductor switched-capacitor converter topology with high voltage gain | |
| JP3529623B2 (ja) | 直並列切換蓄電源の残量検出装置及び残量検出方法 | |
| US20240001785A1 (en) | Ev chargers and ev charging | |
| JP3311670B2 (ja) | 直並列切換電源装置 | |
| JP3306326B2 (ja) | コンデンサ電力貯蔵装置 | |
| US20240195178A1 (en) | Power conversion device and control method thereof | |
| Liu et al. | Analysis and comparison of isolated converter based step-down partial power processing configurations | |
| Janaki et al. | Efficient Operation of Dc-Dc Converter Using Cuk and Sepic Topology for the Application of Photovotaic System | |
| Saxena et al. | Three-Port DC-DC Converters for Integration of Solar PV and Energy Storage Devices with LVPDS Distribution System | |
| Moo et al. | Battery power module with tri-port DC-to-DC converter | |
| EP4388630A1 (en) | Hybrid charger and inverter system | |
| WO2023048775A1 (en) | Hybrid charger and inverter system | |
| Macellari et al. | Bidirectional converter for single-cell Li-ion batteries in a small space vehicle | |
| KRISHNA et al. | Design and Performance of a New Isolated DC–DC Converter for Multiple Voltage Conversions |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20030319 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313117 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080418 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090418 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100418 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |