JP3290826B2 - 電圧形自励変換器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＧＴＯ（ゲートターン
オフサイリスタ）等の自己消弧素子を用いた電圧形自励
変換器において、特に自己消弧素子のスイッチング動作
に伴うサージ電圧を抑制するスナバ回路を備えた電圧形
自励変換器に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１０は、従来のスナバ回路を具備した
電圧形自励変換器（具体的には電圧形自励インバータ）
の第１の例を示す回路図である。これは直流電圧源Ｖd
、自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 、フリーホイーリングダイ
オードＤ1 ，Ｄ2 、アノードリアクトルＬA 、還流用ダ
イオードＤA 、抵抗ＲA 、出力端子Ｕ、スナバダイオー
ドＤS1，ＤS2、スナバコンデンサＣS1，ＣS2、スナバ抵
抗ＲS1，ＲS2、配線インダクタンスＬl から構成されて
いる。この電圧形自励変換器の出力電圧ＶU は、 素子Ｓ1 がオン（Ｓ2 はオフ）のとき、ＶU ＝＋Ｖｄ／
２ 素子Ｓ２ がオン（Ｓ1 はオフ）のとき、ＶU ＝−Ｖd/
2 となる。従って、素子Ｓ1 のオン期間を長くすれば出力
電圧ＶU を正側に大きくすることができ、反対に、素子
Ｓ2 のオン期間を長くすれば出力電圧ＶU を負側に大き
くすることができる。

【０００３】出力電圧ＶU を調整する方法として、パル
ス幅変調制御（ＰＷＭ制御）が一般によく知られてい
る。ＰＷＭ制御により、負荷に可変電圧可変長周波数の
交流電力を供給することができ、交流電動機を駆動する
電力変換器などに広く用いられている。

【０００４】自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 として、ゲートタ
ーンオフサイタリスタ（ＧＴＯ）等の自己消弧素子が使
われる。アノードリアクトルＬA は自己消弧素子Ｓ1 ，
Ｓ2 の電流変化率（ｄｉ／ｄｔ）を抑制し、素子Ｓ1 ，
Ｓ2 が壊れるのを防止している。

【０００５】すなわち、負荷電流ＩU が図示の方向に流
れている場合、素子Ｓ1 がオフしたとき電流ＩU はダイ
オードＤ2 を通って流れる。アノードリアクトルＬA は
素子Ｓ1 がオンしたときホイーリングダイオードＤ2 が
オフ状態になるまで、直流電源Ｖd による短絡電流が増
大するのを抑制する働きをする。

【０００６】同様に、負荷電流ＩU が図示と反対方向に
流れている場合、素子Ｓ2 がオフしたとき電流ＩU はダ
イオードＤ1 を通って流れる。アノードリアクトルＬA
は素子Ｓ2 がオンしたときにホイーリングダイオードＤ
1 がオフ状態になるまで、直流電源Ｖd による短絡電流
が増大するのを抑制する働きをする。

【０００７】素子Ｓ1 またはＳ2 がオフしたとき、アノ
ードリアクトルＬA に蓄積されたエネルギーは還流用ダ
イオードＤA および抵抗ＲA を介して消費される。スナ
バ回路は自己消弧素子Ｓ1 またはＳ2 がオフしたとき、
配線のインダクタンスＬ1 やアノードリアクトルＬA に
よって発生するサージ電圧を吸収する役目をする。すな
わち、スナバ回路が無い場合、素子Ｓ1 がオフすると、
負荷電流ＩL は前述のようにホイーリングダイオードＤ
2 を介して循環するが、配線のインダクタンスＬl に流
れていた負荷電流を遮断するとき、Ｌl ・（ｄｉ／ｄ
ｔ）の電圧が発生し、素子Ｓ1 に過大な電圧が印加さ
れ、素子Ｓ1 を破壊してしまう。スナバ回路を接続する
ことにより、素子Ｓ1 がオフしたとき、配線のインダク
タンスＬl のエネルギーはダイオードＤS1を介してスナ
バコンデンサＣS1に蓄積され、コンデンサＣS1を図示の
極性に充電する。コンデンサＣS1に充電された電圧は、
素子Ｓ1 が次にオンしたとき抵抗ＲS1を介して放電し、
その次のターンオフに備える。素子Ｓ2 のスナバ回路も
同様に動作する。

【０００８】この従来のスナバ回路では、スナバコンデ
ンサＣS1，ＣS2に蓄積されたエネルギーは全て抵抗ＲS
1，ＲS2によって消費され、熱損失となってしまう。こ
の熱損失は自己消弧素子のスイッチング周波数に比例
し、チョッパ装置やインバータ装置の変換効率を低下さ
せるだけでなく、装置寸法を増大させる欠点がある。同
時に、大容量機ともなると、その冷却法も難しくなって
くる。

【０００９】図１１は従来のスナバ回路を具備した電圧
形自励変換器（具体的には電圧形自励インバータ）の第
２の例を示す回路図である。これは、直流電圧源Ｖd 、
自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 、フリーホイーリングダイオー
ドＤ1 ，Ｄ2 、アノードリアクトルＬA 、還流用ダイオ
ードＤA 、抵抗ＲA、出力端子Ｕ、スナバダイオードＤS
1，ＤS2、スナバコンデンサＣS 、直流コンデンサＣT
、放電抵抗ＲS 、配線のインダクタンスＬl からなっ
ている。

【００１０】図１１の回路において、負荷電流ＩU が図
示の方向に流れていた場合、素子Ｓ1 をターンオフさせ
るとアノードリアクトルＬA が蓄積されたエネルギーは
還流用ダイオードＤA と抵抗ＲA を介して消費され、ま
た、配線のインダクタンスＬl に蓄えられたエネルギー
はスナバダイオードＤS1を介してスナバコンデンサＣS
に移り、スナバコンデンサＣS 図示の極性に充電する。
スナバコンデンサＣSの印加電圧が直流電圧源Ｖd の電
源電圧より高くなると、負荷電流ＩU はダイオードＤ2
を介して流れるようになる。次に、素子Ｓ2 をターンオ
ンさせてもスナバコンデンサＣS の電圧は放電しない。

【００１１】図１０のスナバ回路では、素子Ｓ2 をター
ンオンさせたときスナバコンデンサＣS2を放電させて熱
として消費していたが、図１１の回路ではそのモードが
無いため、スイッチングに伴う損失を低減させることが
できる。

【００１２】素子Ｓ1 がターンオンすると、スナバコン
デンサＣS の電圧ダイオードＤS2および抵抗Ｒ2 を介し
て放電し、熱エネルギーとなって消費される。Ｓ2 がオ
ンで、負荷電流ＩU が図示と反対方向に流れていた場
合、素子Ｓ2 をターンオフさせると、負荷電流ＩU はス
ナバコンデンサＣS →ダイオードＤS2→直流コンデンサ
ＣT を介して流れ、スナバコンデンサＣS の電圧を放電
させ、直流コンデンサＣT の電圧を高める。直流コンデ
ンサＣT の電圧が直流電源電圧Ｖd より高くなると放電
抵抗ＲS を介して直流電圧源Ｖd まで放電する。スナバ
コンデンサＣS の電圧が零になると、負荷電流ＩU はダ
イオードＤ1 →アノードリアクトルＬA →直流電圧源Ｖ
d の経路に流れる。このとき、ＬA ・（ｄｉ／ｄｔ）の
電圧が発生するが、還流用ダイオードＤA と抵抗ＲA を
介してそのエネルギーは消費される。

【００１３】図１１のスナバ回路は一般に非対称スナバ
回路と呼ばれ、スナバコンデンサＣS を上下アームで共
用しており、図１０で示した通常のスナバ回路に比較す
ると、放電モードが少なくなるため、スナバ回路損失が
半減する利点を持つ。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、この非対称ス
ナバ回路を具備した電圧形自励変換器のような問題点が
ある。すなわち、素子Ｓ1 のターンオフ時に作用するス
ナバ回路は通常のスナバ回路と同じになるが、素子Ｓ2
がターンオフした時に作用するスナバ回路は、スナバコ
ンデンサＣS と直流コンデンサＣT が直列となり、コン
デンサ容量が、 ＣS ・ＣT ／（ＣS ＋ＣT ） となって、減ってしまう欠点がある。従って、素子Ｓ1
の（ｄｖ／ｄｔ）に比較し素子Ｓ2 の（ｄｖ／ｄｔ）の
方が多くなってしまう不利がある。

【００１５】この欠点をカバーするために、直流コンデ
ンサＣT の容量をスナバコンデンサＣS の容量より一桁
ぐらい大きく設計しなければならず、装置の重量寸法が
増大するばかりでなく、経済的な面での不利が出てく
る。

【００１６】また、通常のスナバ回路を具備した電圧形
自励変換器に比較すると、スナバ回路損失が半減できる
メリットがあるが、それでも、ＰＷＭ制御等でスイッチ
ング周波数を高めていった場合には損失が大きくなり、
変換効率の低下、放電抵抗ＲS の容量増加および冷却設
備の増大などの問題が残ってしまう。

【００１７】本発明は以上の問題点に鑑みてなされたも
ので、非対称スナバ回路における上下アーム素子に印加
される電圧の（ｄｖ／ｄｔ）の均一化を図り、直流コン
デンサＣT の容量を低減し、さらにスナバ回路やアノー
ドリアクトルのエネルギーを電源に回生し、変換効率の
向上を図った電圧形自励変換器を提供することを目的と
する。

【００１８】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に請求項１に対応する発明の電圧形自励変換器は、直流
電圧源と、複数の電力変換器ユニットからなり、この各
電力変換器ユニットは、前記直流電圧源の負側（または
正側）の端子に一方の端子が接続されたアノードリアク
トルと、このアノードリアクトルの他方の端子と前記直
流電圧源の正側（または負側）の端子との間に接続され
た第１および第２の自己消弧素子の直列回路と、この第
１および第２の自己消弧素子にそれぞれに逆並列に接続
された第１および第２のフリーホイリングダイオード
と、前記第１および第２の自己消弧素子の接続点と前記
アノードリアクトルの他方の端子との間に接続され、ス
ナバコンデンサとスナバダイオードが直列接続され、か
つ前記スナバコンデンサが前記第１および第２の自己消
弧素子の接続点側に接続されたスナバ回路と、このスナ
バ回路のスナバコンデンサとスナバダイオードの接続点
と前記直流電圧源の正側（または負側）の端子との間に
ダイオードと直流コンデンサが直列に接続され、かつこ
の直流コンデンサが前記直流電圧源の正側（または負
側）の端子側に接続された直列回路から構成され、前記
各電力変換器ユニットを構成する前記ダイオードと前記
直流コンデンサの直列回路の接続点同士を共通に結び、
かつ、前記直流電圧源の負側（または正側）の端子と前
記ダイオードと前記直流コンデンサの直列回路の共通の
接続点との間に放電抵抗を接続したものである。

【００１９】

【００２０】前記目的を達成するために請求項２に対応
する発明の電圧形自励変換器は、直流電圧源と、複数の
電力変換器ユニットからなり、この各電力変換器ユニッ
トは、前記直流電圧源の負側（または正側）の端子に一
方の端子が接続されたアノードリアクトルと、このアノ
ードリアクトルの他方の端子と前記直流電圧源の正側
（または負側）の端子との間に接続された第１および第
２の自己消弧素子の直列回路と、この第１および第２の
自己消弧素子のそれぞれに逆並列に接続された第１およ
び第２のフリーホイリングダイオードと、前記第１およ
び第２の自己消弧素子の接続点と前記アノードリアクト
ルの他方の端子との間に接続され、スナバコンデンサと
スナバダイオードが直列接続され、かつ前記スナバコン
デンサが前記第１および第２の自己消弧素子の接続点側
に接続されたスナバ回路と、このスナバ回路のスナバコ
ンデンサとスナバダイオードの接続点と前記直流電圧源
の正側（または負側）の端子との間に接続されたダイオ
ードと直流コンデンサが直列に接続され、かつこの直流
コンデンサが前記直流電圧源の正側（または負側）の端
子側に接続された直列回路から構成され、前記各電力変
換器ユニットを構成する前記ダイオードと直流コンデン
サの直列回路の接続点同士を共通に結び、前記直流電圧
源の正側（または負側）の端子と前記ダイオードと前記
直流コンデンサの直列回路の共通の接続点との間にチョ
ッパ用スイッチング素子と直流リアクトルの直列回路を
接続し、前記直流電圧源の正側（または負側）の端子と
前記チョッパ用スイッチング素子と前記直流リアクトル
の接続点との間にチョッパ用ダイオードを接続したもの
である。

【００２１】

【００２２】前記目的を達成するために請求項３に対応
する発明の電圧形自励変換器は、直流電圧源と、複数の
電力変換器ユニットからなり、この各電力変換器ユニッ
トは、前記直流電圧源の負側（または正側）の端子に一
方の端子が接続されたアノードリアクトルと、このアノ
ードリアクトルの他方の端子と前記直流電圧源正側（ま
たは負側）の端子との間に接続された第１および第２の
自己消弧素子の直列回路と、この第１および第２の自己
消弧素子のそれぞれに逆並列に接続された第１および第
２のフリーホイリングダイオードと、前記第１および第
２の自己消弧素子の接続点と前記アノードリアクトルの
他方の端子との間に接続され、スナバコンデンサとスナ
バダイオードが直列接続され、かつ前記スナバコンデン
サが前記第１および第２の自己消弧素子の接続点側に接
続されたスナバ回路と、このスナバ回路のスナバコンデ
ンサとスナバダイオードの接続点と前記直流電圧源の正
側（または負側）の端子との間に接続されたダイオード
と直流コンデンサが直列に接続され、かつこの直流コン
デンサが前記直流電圧源の正側（または負側）の端子側
に接続された直列回路とからなる構成され、前記各電力
変換器ユニットを構成する前記ダイオードと直流コンデ
ンサの直列回路の接続点同士を共通に結び、前記直流電
圧源の負側（または正側）の端子に一方の端子が接続さ
れた補助直流電圧源と、この補助直流電圧源の他方の端
子と前記ダイオードと前記直流コンデンサの直列回路の
接続点との間に接続された回生用ダイオードと、を具備
したものである。

【００２３】前記目的を達成するために請求項４に対応
する発明の電圧形自励変換器は、次のように構成したも
のである。すなわち、請求項３記載の補助直流電圧源は
直流平滑コンデンサで構成され、この直流平滑コンデン
サに直流リアクトルとチョッパ用スイッチング素子の直
列回路を並列接続し、前記直流リアクトルと前記チョッ
パ用スイッチング素子との接続点と前記直流電圧源の負
側（または正側）の端子との間にチョッパ用ダイオード
を設置したものである。

【００２４】前記目的を達成するために請求項５に対応
する発明の電圧形自励変換器は、直流電圧源の負側（ま
たは正側）の端子に一方の端子が接続されたアノードリ
アクトルと、このアノードリアクトルの他方の端子と前
記直流電圧源の正側（または負側）の端子との間に接続
された第１および第２の自己消弧素子の直列回路と、こ
の第１および第２の自己消弧素子のそれぞれに逆並列に
接続された第１および第２のフリーホイリングダイオー
ドと、前記第１および第２の自己消弧素子の接続点と前
記アノードリアクトルの他方の端子との間に接続され、
スナバコンデンサとスナバダイオードが直列接続され、
かつ前記スナバコンデンサが前記第１および第２の自己
消弧素子の接続点側に接続されたスナバ回路と、このス
ナバ回路のスナバコンデンサとスナバダイオードの接続
点と前記直流電圧源の正側（または負側）の端子との間
に接続されたダイオードと直流コンデンサが直列に接続
され、かつこの直流コンデンサが前記直流電圧源の正側
（または負側）の端子側に接続された直列回路と、前記
直流電圧源の負側（または正側）の端子に一方の端子が
接続された補助直流電圧源と、この補助直流電圧源の他
方の端子と前記ダイオードと前記直流コンデンサの直列
回路の接続点との間に接続された回生用ダイオードと、
前記第１および第２の自己消弧素子の接続点と前記直流
電圧源の負側（または正側）の端子との間に、補助スナ
バダイオードと補助スナバ抵抗が並列接続され、かつこ
れに直列接続された補助スナバコンデンサからなる補助
スナバ回路と、を具備したものである。

【００２５】

【作用】請求項１に対応する発明によれば、複数の電力
変換器ユニットを構成するダイオードＤT （ＤT1，ＤT
2，…）と直流コンデンサＣT （ＣT1，ＣT2，…）の直
列回路の接続点同士を共通に結んだことにより、直流コ
ンデンサＣT （ＣT1，ＣT2，…）を共用することができ
るようになり、各ユニットのスナバコンデンサＣS（ＣS
1，ＣS2，…）に直列に接続される直流コンデンサに容
量ＣT0は、 ＣT0＝ＣT1＋ＣT2＋… となる。言い換えると、ｎ台のユニットで共用させた場
合、各直流コンデンサＣT1，ＣT2，…の容量を（１／
ｎ）に低減できるメリットがある。これにより、装置の
小形軽量化およびコストの低減が図れる。

【００２６】

【００２７】請求項２に対応する発明によれば、チョッ
パ装置（チョッパ用スイッチング素子ＣＨＯ、直流リア
クトルＬo およびチョッパ用ダイオードＤCH）により、
共用の直流コンデンサＣT （ＣT1，ＣT2，…）に蓄積さ
れたエネルギーを直流電圧源Ｖd に回生することができ
る。この時、共用の直流コンデンサＣT （ＣT1，ＣT2，
…）に印加される電圧ＶT は、直流電圧源Ｖd よりある
設定電圧Ｅo だけ高くなるように制御される。なお、こ
こでＥo はＶd より一桁ぐらい小さい値に設定する。こ
の結果、スナバコンデンサＣS （ＣS1，ＣS2，…）に印
加される電圧の最大値はＶd ＋Ｅo となり、素子印加電
圧の抑制とスナバエネルギーの回生が可能となる。

【００２８】請求項３、請求項４のいずれか一つに対応
する発明によれば、補助直流電圧源Ｅo を用意し、各電
力変換器ユニットの直流コンデンサＣT に蓄積されたエ
ネルギーを当該補助直流電圧源Ｅo に回生するように構
成している。素子Ｓ1 およびＳ2 のターンオフ時にアノ
ードリアクトルＬA によって発生するサージ電圧ＬA・
（ｄｖ／ｄｔ）は補助直流電圧源の電圧Ｅo によって抑
制され、スナバコンデンサＣS に印加される電圧の最大
値は、Ｖd ＋Ｅo に抑制される。Ｅo はＶd に対し、一
桁程度小さい値に選ばれる。また、スナバ回路を構成す
る直流コンデンサＣT のエネルギーは、一旦、補助直流
電圧源Ｅo に回生され、さらにチョッパ装置を介して直
流電圧源Ｖd に回生される。これにより、スイッチング
動作に伴うスナバ回路のエネルギーは有効利用され、変
換器の効率を向上させることが可能となる。

【００２９】請求項５に対応する発明によれば、複数の
電力変換器ユニットを構成する前記ダイオードＤT （Ｄ
T1，ＤT2，…）と直流コンデンサＣT （ＣT1，ＣT2，
…）の直列回路の接続点同士を共通に結び、その直流コ
ンデンサＣT （ＣT1，ＣT2，…）に蓄積されたエネルギ
ーを一旦、補助直流電圧源Ｅo に回生するように構成
し、さらにチョッパ装置等で直流電圧源Ｖd に回生する
ように構成している。この結果、直流コンデンサ直流コ
ンデンサＣT （ＣT1，ＣT2，…）を共用することができ
るようになり、各ユニットのスナバコンデンサＣS （Ｃ
S1，ＣS2，…）に直列に接続される直流コンデンサに容
量ＣT0は、ＣT0＝ＣT1＋ＣT2＋…となる。言い換える
と、ｎ台のユニットで共用させた場合、各直流コンデン
サＣT1，ＣT2，…の容量を（１／ｎ）に低減でき、装置
の小形軽量化およびコストの低減が図れる。また、スイ
ッチング動作に伴うスナバ回路のエネルギーは有効利用
され、変換器の効率を向上させることが可能となる。

【００３０】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。 ［第１実施例（請求項１に対応する実施例）］図１は本
発明の電圧形自励変換器の第１実施例を回路図であり、
図ではインバータ出力３相分のうちの１相分についてし
か示されていないが、他の２相も同様な構成となってい
る。

【００３１】直流電圧源Ｖd と、この直流電圧源Ｖd の
正側（または負側）端子に一方の端子が接続されたアノ
ードリアクトルＬA と、このアノードリアクトルＬA の
他方の端子と直流電圧源Ｖd の負側（または正側）端子
との間に直列に接続された第１および第２の自己消弧素
子Ｓ1 ，Ｓ2 と、この自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 にそれぞ
れに逆並列に接続された第１および第２のフリーホイリ
ングダイオードＤ1 ，Ｄ2 と、自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2
の接続点とアノードリアクトルＬA の他方の端子との間
に直列に接続されたスナバコンデンサＣS とスナバダイ
オードＤS からなるスナバ回路と、このスナバ回路のス
ナバコンデンサＣS とスナバダイオードＤS の接続点と
直流電圧源の負側（または正側）端子との間に直列に接
続されたダイオードＤT と直流コンデンサＣT からな
り、直流コンデンサＣT が直流電圧源Ｖd の負側（また
は正側）端子側に接続された直列回路と、直流電圧源Ｖ
d の正側（または負側）端子とダイオードＤT と直流コ
ンデンサＣT の直列回路の接続点との間に接続された放
電抵抗ＲT と、第１および第２の自己消弧素子（Ｓ1，
Ｓ2 ）の接続点と直流電圧源Ｖd の負側（または正側）
端子との間に接続された補助スナバ回路（補助スナバコ
ンデンサＣSSと補助スナバダイオードＤSSおよび補助放
電抵抗ＲSSで構成された回路）と、直流電圧源Ｖd の正
側（または負側）端子とアノードリアクトルＬA の一方
の端子間に接続された配線インダクタンスＬl を具備し
ている。

【００３２】以下、このように構成された第１実施例の
作用効果について説明する。いま、出力端子Ｕに負荷電
流ＩU が図示の方向に流れていた場合、素子Ｓ1 をター
ンオフさせるとアノードリアクトルＬA に流れていた電
流はＬA →ＤS →ＤT →ＲT→ＬA の経路に還流子、ＬA
に蓄積されたエネルギーは抵抗ＲT によって消費され
る。

【００３３】また、配線インダクタンスＬl に蓄えられ
たエネルギーはスナバダイオードＤS を介してスナバコ
ンデンサＣS に移り、スナバコンデンサＣS を図示の極
性に充電する。ＣS の印加電圧が直流電源源Ｖd の電源
電圧より高くなると、負荷電流ＩU はダイオードＤ2 を
介して流れるようになる。次に、素子Ｓ2 をターンオン
させてもスナバコンデンサＣS の電圧は放電しない。

【００３４】素子Ｓ1 がターンオンすると、スナバコン
デンサＣS の電圧はダイオードＤT、抵抗ＲT およびリ
アクトルＬA を介して放電し、熱エネルギーとなって消
費される。

【００３５】Ｓ2 がオンで、負荷電流ＩU が図示と反対
方向に流れていた場合、素子Ｓ2 をターンオフさせる
と、負荷電流ＩU はスナバコンデンサＣS →ダイオード
ＤT →直流コンデンサＣT を介して流れるとともに、補
助スナバ回路のダイオードＤSS→コンデンサＣSSを介し
て流れる。すなわち、素子Ｓ2 に対して、スナバコンデ
ンサの容量ＣS0は、 ＣS0= ＣSS＋ＣS ・ＣT ／（ＣS ＋ＣT ） となる。ここで、補助スナバ回路のコンデンサＣSSの容
量を、 ＣSS＝ＣS −ＣS ・ＣT ／（ＣS ＋ＣT ） となるように選ぶと、ＣS0＝ＣS となり、上下アームの
素子Ｓ1 ，Ｓ2 に対するスナバ回路コンデンサ容量を等
しくすることが可能となる。

【００３６】この結果、従来の非対称スナバ回路の欠点
であった上下アームのターンオフ時の印加電圧の（ｄｖ
／ｄｔ）のアンバランスを無くすことができる。素子Ｓ
2 がターンオフした時、スナバコンデンサＣS の電圧は
放電し、直流コンデンサＣT の電圧を高める。直流コン
デンサＣT の電圧が直流電源電圧Ｖd より高くなると放
電抵抗ＲS を介して直流電圧源Ｖd まで放電する。

【００３７】スナバコンデンサＣS の電圧が零になる
と、負荷電流ＩU はダイオードＤ1 →アノードリアクト
ルＬA →直流電圧源Ｖd の経路に流れる。このとき、Ｌ
A ・（ｄｉ／ｄｔ）の電圧が発生するが、ダイオードＤ
S ，ＤT と抵抗ＴA を介して電流が流れ、そのエネルギ
ーは熱となって消費される。

【００３８】ここで、例えば、ＣS ＝５［μＦ］、ＣT
＝２０［μＦ］とした場合、ＣSS＝１［μＦ］となり、
次に素子Ｓ2 がターンオンした時にコンデンサＣSSに蓄
積されたエネルギーは抵抗ＲSSを介して放電し、熱エネ
ルギーとなって消費される。しかし、ＣSSの容量はＣS
の（１／５）なので、損失は小さくて済む。 ［第２実施例（請求項２に対応する実施例）］図２は本
発明の電圧形自励変換器の第２実施例を示す回路図であ
る。ここでは、単相交流を定電圧の直流に交換するＰＷ
Ｍ制御コンバータの構成例を示す。

【００３９】これは交流電源ＶS 、交流リアクトルＬS
、直流電圧源（直流平滑コンデンサＣd ）Ｖd 、自己
消弧素子Ｓ1 〜Ｓ4 、フリーホイーリングダイオードＤ
1 〜Ｄ4 、アノードリアクトル［ターンオン時の素子電
流の立ち上がり（ｄｉ／ｄｔ）を制御するためのもの］
ＬA1，ＬA2、スナバダイオードＤS1，ＤS2、スナバコン
デンサＣS1，ＣS2、ダイオードＤT1，ＤT2、直流コンデ
ンサＣT1，ＣT2、放電抵抗ＲT からなっている。

【００４０】具体的には、直流電圧源Ｖd と、以下に述
べる複数の電力変換器ユニットからなるものである。第
１の電力変換器ユニットは、直流電圧源Ｖd の負側（ま
たは正側）端子に一方の端子が接続されたアノードリア
クトルＬA1と、アノードリアクトルＬA1の他方の端子と
直流電圧源Ｖd の正側（または負側）端子との間に直列
に接続された第１および第２の自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2
と、自己消弧素子Ｓ1，Ｓ2 にそれぞれに逆並列に接続
された第１および第２のフリーホイリングダイオードＤ
1 ，Ｄ2 と、自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 の接続点とアノー
ドリアクトルＬA1の他方の端子との間に接続されたスナ
バ回路（スナバコンデンサＣS1とスナバダイオードＤS1
の直列回路で、スナバコンデンサＣS1を自己消弧素子Ｓ
1 ，Ｓ2の接続点側に接続した回路）と、スナバ回路の
スナバコンデンサＣS1とスナバダイオードＤS1の接続点
と直流電圧源の正側（または負側）端子との間に接続さ
れたダイオードＤT1と直流コンデンサＣT1の直列回路で
あって、直流コンデンサＣT1が直流電圧源Ｖd の負側
（または正側）端子側に接続された直列回路とから構成
されている。以上述べた構成は第１の電力変換器ユニッ
トについてであるが、第２の電力変換器ユニットも同様
に同様に、自己消弧素子Ｓ3 ，Ｓ4 、フリーホイーリン
グダイオードＤ3 ，Ｄ4 、アノードリアクトルＬA2、ス
ナバコンデンサＣS2、スナバダイオードＤS2、ダイオー
ドＤT2および直流コンデンサＣT2により構成され、また
図示しないが、これ以外の第３以下の電力変換器ユニッ
トも同様に構成される。

【００４１】そして、各電力変換器ユニットを構成する
前記ダイオードＤT と直流コンデンサＣT の直列回路の
接続点同士を共通に結び、かつ、直流電圧源Ｖd の正側
（または負側）端子とダイオードＤT1と直流コンデンサ
ＣT1の直列回路の共通の接続点との間に放電抵抗ＲT を
接続している。

【００４２】以上のよう構成された第２実施例の作用効
果について説明するが、第１の電力変換器ユニットの直
流コンデンサＣT1とダイオードＤT1の接続点と、第２の
電力変換器ユニットの直流コンデンサＣT2とダイオード
ＤT2の接続点とを結び、その接続点と直流電圧源Ｖd の
負側端子との間に放電抵抗ＲT を接続している。これに
より、２つの電力変換器ユニットの直流コンデンサＣT
1，ＣT2は並列接続されたことになる。

【００４３】ＰＷＭコンバータの交流側出力電圧ＶCN
は、自己消弧素子Ｓ1 〜Ｓ4 のスイッチングモードによ
って次のように決定される。すなわち、 素子Ｓ1 とＳ4 がオンのとき、ＶCN＝＋Ｖd 素子Ｓ2 とＳ3 がオンのとき、ＶCN＝−Ｖd その他のモードのとき、 ＶCN＝０ となる。交流電源ＶS から供給される入力電流ＩS は、
電源電圧ＶSSとコンバータの出力電圧ＶCNとの差電圧を
調整することにより制御する。すなわち、交流リアクト
ルＬS に印加される電圧（ＶSS−ＶCN）を増やせば電流
ＩS が図示の方向に増加し、差電圧（ＶSS−ＶCN）を負
の値にすれば電流ＩS を減少させることができる。一般
には、入力電流ＩS は電源電圧ＶSSと同相（または逆
相）の正弦波に制御され、入力力率＝１で、高調波の少
ない電力変換を行っている。

【００４４】また、直流平滑コンデンサＣd に印加され
る電圧Ｖd は、入力電流ＩS の大きさ（波高値ＩSm）を
調整することにより制御している。すなわち、電圧指令
値Ｖd ^* に対し直流電圧Ｖd が小さいときは入力電流の
波高値ＩSmを増加させ、有効電力を交流電源から直流平
滑コンデンサＣd に供給し、直流電圧Ｖd を増加させ
る。逆に、Ｖd ^* ＜Ｖd となったときは入力電流の波高
値ＩSmを減少させ（または、負の値にして）、有効電力
を直流平滑コンデンサＣd から交流電源に回生し、直流
電圧Ｖd を減少させる。このようにして、直流平滑コン
デンサＣd に印加される電圧Ｖd の値をほぼ一定に制御
することができる。

【００４５】次に、第１の電力変換器ユニットのスイッ
チング動作を説明する。入力電流ＩS が図示の矢印の方
向に流れている場合、素子Ｓ2 がターンオフすると、電
流ＩS は、スナバコンデンサＣS1とスナバダイオードＤ
S1を介して流れ、スナバコンデンサＣS1を図示の極性に
充電する。これにより、素子Ｓ2 に印加される電圧の
（ｄｖ／ｄｔ）を次式のように抑制する。

【００４６】（ｄｖ／ｄｔ）＝ＩS ／ＣS1 また、アノードリアクトルＬA1に流れていた電流は、Ｌ
A1→ＲT →ＤT1→ＤS1→ＬA1の経路で流れ、そのエネル
ギーは抵抗ＲT によって消費される。スナバコンデンサ
ＣS1の印加電圧が直流電圧源Ｖd の電圧より高くなる
と、ダイオードＤ1が導通し、入力電流ＩS は、ＶS →
ＬS →Ｄ1 →Ｖd の方向に流れる。またスナバコンデン
サＣS1の印加電圧が直流コンデンサＣT1の印加電圧より
高くなれば、ダイオードＤT1が導通し、ＣS1のエネルギ
ーは直流コンデンサＣT1とＣT2の並列回路に移る。さら
に、直流コンデンサＣT1とＣT2の印加電圧が直流電圧源
Ｖd の電圧より高くなると、放電抵抗ＲT を介して電圧
Ｖd になるまで放電する。

【００４７】入力電流ＩS が図の矢印と反対方向に流れ
ている場合に、素子Ｓ1 がターンオフすると、入力電流
ＩS は、直流コンデンサＣT1，ＣT2→ダイオードＤT1→
スナバコンデンサＣS1→交流リアクトルＬS の経路に流
れ、素子Ｓ2 の（ｄｖ／ｄｔ）を抑制する。このときの
スナバ回路の等価容量ＣS0は、 ＣSO＝（ＣT1+ ＣT2）・ＣS1／（ＣT1＋ＣＴ2 ＋ＣS1） となる。例えば、ＣS1＝５［μＦ］、ＣT1＝ＣT2＝２０
［μＦ］とした場合、等価容量は、ＣS0＝４．４４［μ
Ｆ］となる。各電力変換器ユニット毎に動作させたとき
よりも等価容量が０．４４［μＦ］だけ増えて、その分
素子の（ｄｖ／ｄｔ）を抑制させることができる。言い
換えると、従来のスナバ回路の等価容量で済むとすれ
ば、直流コンデンサＣT1，ＣT2の容量を半分にすること
が可能なる。この結果、装置の小形軽量化およびコスト
ダウンが図ることができる。

【００４８】同様に、第２の電力変換器ユニットのスイ
ッチング動作時も直流コンデンサＣT1，ＣT2の並列回路
が有効に働くことは言うまでもない。図２の実施例で
は、コンバータ１台で説明したが、複数のコンバータで
直流コンデンサＣT1，ＣT2，…を共用させることも可能
であり、また、コンバータとインバータで直流コンデン
サＣT1，ＣT2，…を共用させることもできる。ｎ個の直
流コンデンサＣT1，ＣT2，…ＣTnを共用させた場合、そ
れぞれのコンデンサ容量を（１／ｎ）に低減させること
ができる。 ［第３実施例（請求項３に対応する実施例）］図３は本
発明の電圧形自励変換器の第３実施例を示す回路図であ
る。ここでは、単相交流を定電圧の直流に交換するＰＷ
Ｍ制御コンバータの構成例を示す。

【００４９】これは図２の実施例にチョッパ用スイッチ
ング素子ＣＨＯ、チョッパ用ダイオードＤCH、直流リア
クトルＬo を新たに追加し、図２の実施例の放電抵抗Ｒ
T を除去したものである。具体的には、直流電圧源Ｖd
の正側（または負側）端子とダイオードＤT1，ＤT2と直
流コンデンサＣT1，ＣT2の直列回路の共通の接続点との
間にチョッパ用スイッチング素子ＣＨＯと直流リアクト
ルＬo の直列回路を接続し、直流電圧源Ｖd の正側（ま
たは負側）端子とチョッパ用スイッチング素子ＣＨＯと
直流リアクトルＬo の接続点との間にチョッパ用ダイオ
ードＤCHを接続している。これ以外の点は、図２の実施
例と同一である。

【００５０】以下、図３のように構成された実施例の作
用効果について説明する。図２の実施例では、直流コン
デンサＣT1，ＣT2の印加電圧が直流電圧源の電圧Ｖd よ
り高くなった場合、放電抵抗ＲT を介して放電させ、ス
ナバ回路およびアノードリアクトルＬA1，ＬA2のエネル
ギーは全て熱エネルギーとして消費させていた。

【００５１】これに対して図３の実施例では、チョッパ
装置（スイッチング素子ＣＨＯ、ダイオードＤCHおよび
直流リアクトルで構成される）により、直流コンデンサ
ＣT1，ＣT2のエネルギーを直流電圧源Ｖd に回生してい
る。

【００５２】図４は、図３の実施例のチョッパ装置の制
御回路を示す。これは、比較器ＣＴ、制御補償回路ＧＴ
（Ｓ）、パルス幅変調制御回路ＰＷＭＣＴ、三角波発生
器ＴＲＧから構成されている。チョッパ装置は直流コン
デンサＣT1，ＣT2に印加される電圧ＶT を制御する。

【００５３】まず、直流コンデンサＣT1の印加電圧ＶT
を検出し、比較器ＣT により電圧指令値ＶT ^* と比較す
る。その偏差εT ＝ＶT ^* −ＶT を制御補償制御回路Ｇ
T(S)により反転増幅し、ＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣＴの指
令値ｅT ^* とするＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣＴでは、指令
値ｅT ^* とＰＷＭ制御の搬送波信号（三角波）と比較し
てスイッチング素子ＣＨＯのゲート信号ｇT を作る。

【００５４】すなわち、図３の直流コンデンサＣT1，Ｃ
T2の印加電圧ＶT が設定値ＶT ^* より高くなった場合偏
差εT は負の値となり、指令値ｅT ^* が大きくなり、ス
イッチング素子ＣＨＯのオン期間を増加させる。

【００５５】スイッチング素子ＣＨＯがオンのとき、直
流リアクトルＬo に（ＶT −Ｖd ）の電圧が印加され、
電流Ｉo を増加させる。また、スイッチング素子ＣＨＯ
をオフすると、直流リアクトルＬo の電流Ｉo を直流電
圧源Ｖd に回生する。スイッチング素子ＣＨＯのオン期
間を増やせば、より多くのエネルギーが直流リアクトル
Ｌo を介して直流電圧源Ｖd に回生され、直流コンデン
サＣT1，ＣT2の印加電圧ＶT を減らすことができる。

【００５６】ここで，直流コンデンサＣT1，ＣT2の印加
電圧ＶT の設定値ＶT ^* は、直流電圧源Ｖd より電圧Ｅ
o だけ高くなるように設定する。電圧Ｅo の値はＶd の
値に対し、一桁程度低い値に選ぶ。

【００５７】この差電圧Ｅo ＝ＶT −Ｖd は、アノード
リアクトルＬA1，ＬA2のエネルギーをリセットするため
に有効に働く。すなわち、第１の電力変換器ユニットに
おいて、入力電流ＩS が図示の方向に流れていた時、素
子Ｓ2 をターンオフさせると、アノードリアクトルＬA1
に流れていた電流は、、ＬA1→Ｖd →ＣT1とＣT2の並列
回路→ＤT1→ＤS1→ＬA1の経路に流れ、前記差電圧Ｅo
＝ＶT −Ｖd がアノードリアクトルＬA1に印加されて、
電流が減衰していく。その電流ＩLAが零になるまでの時
間Δｔは、 Δｔ＝ＩLA・ＬA1／Ｅo となる。例えば、ＩLA＝２，０００［Ａ］、ＬA ＝１０
［μＨ］、Ｅo ＝２００［Ｖ］とした場合、Δｔ＝１０
０［μｓｅｃ］となる。この時間Δｔは、自己消弧素子
Ｓ1 ，Ｓ2 の最小オン・オフ時間を考慮して決定され、
Ｅo はそれを満足させるように設計される。 ［第４実施例（請求項４または請求項５に対応する実施
例）］図５は本発明の電圧形自励変換器の第４実施例を
示す回路図である。ここでは、単相交流を定電圧の直流
に交換するＰＷＭ制御コンバータの構成例を示す。

【００５８】これは、交流電源ＶS 、交流リアクトルＬ
S 、直流電圧源（直流平滑コンデンサＣd ）Ｖd 、自己
消弧素子Ｓ1 〜Ｓ4 、フリーホイーリングダイオードＤ
1 〜Ｄ4 、アノードリアクトルＬA1，ＬA2、スナバダイ
オードＤS1，ＤS2、スナバコンデンサＣS1，ＣS2、ダイ
オードＤT1，ＤT2、直流コンデンサＣT1，ＣT2、回生用
ダイオードＤr1，Ｄr2、補助直流電圧源Ｅo から構成さ
れている。

【００５９】具体的には、直流電圧源Ｖd と、複数の電
力変換器ユニットからなっている。第１の電力変換器ユ
ニットは、直流電圧源Ｖd の負側（または正側）端子に
一方の端子が接続され、ターンオン時の素子電流の立ち
上がり（ｄｉ／ｄｔ）を制御するためのアノードリアク
トルＬA1と、アノードリアクトルＬA1の他方の端子と直
流電圧源Ｖd の正側（または負側）端子との間に直列接
続された第１および第２の自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 と、
自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 のそれぞれに逆並列に接続され
た第１および第２のフリーホイリングダイオードＤ1 ，
Ｄ2 と、自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 の接続点とアノードリ
アクトルＬA1の他方の端子との間に接続されたスナバ回
路（スナバコンデンサＣS1とスナバダイオードＤS1の直
列回路）から構成されている。

【００６０】第２の電力変換器ユニットも同様に、自己
消弧素子Ｓ3 ，Ｓ4 、フリーホイーリングダイオードＤ
3 ，Ｄ4 、ターンオン時の素子電流の立ち上がり（ｄｉ
／ｄｔ）を制御するためのアノードリアクトルＬA2、ス
ナバコンデンサＣS2、スナバダイオードＤS2、ダイオー
ドＤT2、直流コンデンサＣT2および回生用ダイオードＤ
r2により構成されている。

【００６１】そして、各電力変換器ユニットを構成する
ダイオードＤT1，ＤT2と直流コンデンサＣT1，ＣT2の直
列回路の接続点同士を共通に結び、直流電圧源Ｖd の負
側（または正側）端子に一方の端子が接続された補助直
流電圧源Ｅo と、補助直流電圧源Ｅo の他方の端子とダ
イオードＤT1，ＤT2と直流コンデンサＣT1，ＣT2の直列
回路の共通の接続点との間にそれぞれ回生用ダイオード
Ｄr1，Ｄr2が接続されている。

【００６２】次に、図５の実施例の作用効果について説
明する。始めに、第１の電力変換器ユニットについて自
己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 のスイッチング動作に伴うスナバ
回路動作を説明する。

【００６３】入力電流ＩS が図示の矢印の方向に流れて
いる場合、自己消弧素子Ｓ2 がターンオフさせると、電
流ＩS は、スナバコンデンサＣS1およびスナバダイオー
ドＤS1を介して流れ、スナバコンデンサＣS1を図示の極
性に充電する。このとき、自己消弧素子Ｓ2 に印加され
る電圧の（ｄｖ／ｄｔ）は、次式のようになる。

【００６４】（ｄｖ／ｄｔ）＝ＩS ／ＣS1 また、このときアノードリアクトルＬA1に流れていた電
流は、ＬA1→Ｅo →Ｄr1→ＤT1→ＤS1→ＬA1の経路に流
れ、電圧Ｅ0 がアノードリアクトルＬA1に印加されて、
電流が減衰していく。その電流ＩLAが零になるまでの時
間Δｔは、 Δｔ＝ＩLA・ＬA1／Ｅo となる。例えば、ＩLA＝２，０００［Ａ］、ＬA ＝１０
［μＨ］、Ｅo ＝２００［Ｖ］とした場合、Δｔ＝１０
０［μｓｅｃ］となる。この時間Δｔは、自己消弧素子
Ｓ1 ，Ｓ2 の最小オン・オフ時間を考慮して決定され、
Ｅo はそれを満足させるように設計される。

【００６５】スナバコンデンサＣS1の印加電圧が直流電
圧源の電圧Ｖd と補助直流電圧源の電圧Ｅo の和電圧
（Ｖd ＋Ｅo ）より高くなると、ダイオードＤ1 が導通
し、入力電流ＩS はＤ1 を介して流れる。

【００６６】また、入力電流ＩS が図示の矢印と反対方
向に流れていた場合に、自己消弧素子Ｓ1 がターンオフ
させると、入力電流ＩS は直流コンデンサＣT1→ダイオ
ードＤT1→スナバコンデンサＣS1→交流リアクトルＬS
の経路に流れ、スナバコンデンサＣS1の電圧を放電させ
る。このとき、素子Ｓ1 に印加される電圧の（ｄｖ／ｄ
ｔ）は、 （ｄｖ／ｄｔ）＝ＩS ／ＣS0 となる。ここで、ＣS0＝ＣS1・ＣT1／（ＣS1＋ＣT1）は
上側アームに対するスナバ回路の等価コンデンサ容量で
ある。直流コンデンサＣT1の印加電圧（Ｖd ＋Ｅo ）よ
り高くなると回生用ダイオードＤr1が導通し、Ｃr1の印
加電圧は（Ｖd ＋Ｅo ）にクランプされる。

【００６７】ただし、配線のインダクタンスがあるた
め、電圧（Ｖd ＋Ｅo ）より少し高くなる。また、スナ
バコンデンサＣS1の電圧が図示の極性と反対方向に充電
されると、ダイオードＤS1とＤ2 が導通し、入力電力Ｉ
S はダイオードＤ2 を介して流れるようになる。

【００６８】すなわち、第２の電力変換器ユニットのダ
イオードＤ3 が導通しているとすると、入力電流ＩS は
最初、Ｓ1 →ＬS →ＶS →Ｄ3 →Ｓ1 の経路で流れてい
る。次にＳ1 がオフすると、電流ＩS は、ＣT1→ＤT1→
ＣS1→ＬS →ＶS →Ｄ3 →ＣT1の経路に流れて、ＣS1の
電圧を放電し、ＣT1の電圧を高める。ＣT1の電圧が（Ｖ
d ＋Ｅo ）より高くなるとダイオードＤr1が導通し、電
流はＩS はＤr1→ＤT1→ＣS1→ＬS →ＶS →Ｄ3 →Ｖd
→Ｅo →Ｄr1の経路に流れる。さらに、ＣS1の電圧が図
示の極性と反対方向に充電されると、ダイオードＤS1と
Ｄ2 が導通し、電流ＩS はＤr1→ＤT1→ＣS1→Ｄ2 →Ｌ
S →ＶS →Ｄ3 →Ｖd →Ｅo →Ｄr1の経路と、ＬA1→Ｄ
2 →ＬS →ＶS →Ｄ3 →Ｖd →ＬA1の経路に分流して流
れる。最終的に、電流ＩS はＬA1→Ｄ2 →ＬS →ＶS →
Ｄ3 →Ｖd →ＬA1の経路に流れるようになる。

【００６９】第２電力変換器ユニットの動作も同様にな
る。このようにして、ＰＷＭコンバータのスイッチング
動作に伴うスナバ回路やアノードリアクトルに蓄積され
たエネルギーを補助直流電圧源Ｅo （バッテリー等）に
回生することができ、効率の良い運転が可能となる。 ［第５実施例（請求項６に対応する実施例）］図６は本
発明の第５実施例の回路図を示すもので、図５の回路の
補助直流電圧源Ｅo を直流平滑コンデンサＣo とチョッ
パ用スイッチング素子ＣＨＯ、チョッパ用ダイオードＤ
CHおよび直流リアクトルＬo に置き換えたものである。
これ以外の点は、図５の回路と同一であるので、その説
明を省略する。

【００７０】図５の回路で説明したように、ＰＷＭコン
バータのスイッチング動作に伴うスナバ回路やアノード
リアクトルに蓄積されたエネルギーは補助直流電圧源Ｅ
o に回生される。図６の回路では、この補助直流電圧源
Ｅo として直流平滑コンデンサＣo を用い、チョッパ装
置によりこの電圧Ｅo がほぼ一定となるように制御して
いる。

【００７１】図７に、図６の装置の直流平滑コンデンサ
Ｃo に印加される電圧Ｅo の制御回路を示すもので、比
較器Ｃ0 、制御補償回路Ｇ0(S)、ＰＷＭＣ0 はパルス幅
変調制御回路ＰＷＭＣ0 、三角波発生器ＴＲＧから構成
されている。

【００７２】このように構成されている第５実施例の作
用効果について説明する。まず、図６の直流平滑コンデ
ンサＣo の印加電圧Ｅo を検出し、比較器Ｃo により電
圧指令値Ｅo ^* と比較する。その偏差εo ＝Ｅo ^* −Ｅ
o を制御補償制御回路Ｇｏ（Ｓ）により反転増幅し、Ｐ
ＷＭ制御回路ＰＷＭＣＯの指令値ｅｏ ^＊ とする。Ｐ
ＷＭ制御回路ＰＷＭＣＴでは、指令値ｅo ^* とＰＷＭ制
御の搬送波信号（三角波）と比較してスイッチング素子
ＣＨＯのゲート信号ｇo を作る。

【００７３】すなわち、図６の直流平滑コンデンサＣo
の印加電圧Ｅo が設定値Ｅo ^* より高くなった場合偏差
εo は負の値となり、指令値ｅo ^* が大きくなり、スイ
ッチング素子ＣＨＯのオン期間を増加させる。ＣＨＯが
オンのとき、直流リアクトルＬo にＥo の電圧を印加
し、電流Ｉo を増加させる。また、ＣＨＯをオフする
と、Ｌo の電流Ｉo を直流電圧源Ｖd に回生する。スイ
ッチング素子ＣＨＯのオン期間を増やせば、より多くの
エネルギーが直流リアクトルＬo を介して直流電圧源Ｖ
d に回生され、直流平滑コンデンサＣo の印加電圧Ｅo
を減らすことができる。ここで、直流コンデンサＣo の
印加電圧の設定値Ｅo ^* は、直流電圧源Ｖdより一桁程
度低い値に選ぶ。

【００７４】この電圧Ｅo は、アノードアクリトルＬA
1，ＬA2のエネルギーをリセットするために有効に働
く。すなわち、第１の電力変換器ユニットにおいて，入
力電流ＩS が図示の方向に流れていた時、素子Ｓ2 をタ
ーンオフさせると、アノードリアクトルＬA1に流れてい
た電流は、ＬA1→Ｅo →Ｄr1→ＤT1→ＤS1→ＬA1の経路
に流れ、電圧Ｅo がアノードリアクトルＬA1に印加され
て、電流が減衰していく。その電流ＩLAが零になるまで
の時間Δｔは、 Δｔ＝ＩLA・（ＬA1／Ｅo ） となる。この時間Δｔは、自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 の最
小オン・オフ時間を考慮して決定され、Ｅo はそれを満
足させるように設計される。 ［第６実施例（請求項７に対応する実施例）］図８は本
発明の電圧形自励変換器の第６実施例を示す回路図であ
り、これは単相交流を定電圧の直流に変換するＰＷＭ制
御コンバータの例を示している。

【００７５】これは交流電源ＶS 、交流リアクトルＬS
、直流電圧源（直流平滑コンデンサＣd ）Ｖd 、自己
消弧素子Ｓ1 〜Ｓ4 、フリーホイーリングダイオードＤ
1 〜Ｄ4 、アノードリアクトル［ターンオン時の素子電
流の立ち上がり（ｄｉ／ｄｔ）を抑制するためのもの］
ＬA1，ＬA2、スナバダイオードＤS1，ＤS2、スナバコン
デンサＣS1，ＣS2、ダイオードＤT1，ＤT2、直流コンデ
ンサＣT1，ＣT2、回生用ダイオードＤr 、補助直流電圧
源Ｅo から構成されている。

【００７６】補助直流電圧源Ｅo は直流平滑コンデンサ
Ｃo 、チョッパ用スイッチング素子ＣＨＯ、チョッパ用
ダイオードＤCHおよび直流リアクトルＬo で構成されて
いる。

【００７７】このうち、自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 、フリ
ーホイーリングダイオードＤ1 ，Ｄ2 、アノードリアク
トルＬA1、スナバコンデンサＣS1、スナバダイオードＤ
S1、ダイオードＤT1はおよび直流コンデンサＣT1は、第
１の電力変換器ユニットを構成している。同様に、自己
消弧素子Ｓ3 ，Ｓ4 、フリーホイーリングダイオードＤ
3 ，Ｄ4 、アノードリアクトルＬA2、スナバコンデンサ
ＣS2、スナバダイオードＤS2、ダイオードＤT2および直
流コンデンサＣT2は、第２の電力変換器ユニットを構成
している。

【００７８】第１の電力変換器ユニットの直流コンデン
サＣT1とダイオードＤT1の接続点と、第２の電力変換器
ユニットの直流コンデンサＣT2とダイオードＤT2の接続
点とを結び、その接続点と直流電圧源Ｖd の負側端子と
の間に補助直流電圧源Ｅo と回生用ダイオードＤr を接
続している。これにより、２つの電力変換器ユニットの
直流コンデンサＣT1，ＣT2は並列接続されたことにな
り、図２に示した装置と同様の効果が得られる。補助直
流電圧源Ｅo は第１および第２の電力変換器ユニットで
共用している。

【００７９】次に、第１の電力変換器ユニットについて
自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 のスイッチング動作に伴うスナ
バ回路動作を説明する。入力電流ＩS が図示の矢印の方
向に流れていた場合、素子Ｓ2 をターンオフさせると、
電流ＩS はスナバコンデンサＣS1およびスナバダイオー
ドＤS1を介して流れ、スナバコンデンサＣS1を図示の極
性に充電させる。このとき、自己消弧素子Ｓ2 に印加さ
れる電圧の（ｄｖ／ｄｔ）は、次式のようになる。

【００８０】（ｄｖ／ｄｔ）＝ＩS ／ＣS1 また、このときアノードリアクトルＬA1に流れていた電
流は、、ＬA1→Ｅo →Ｄr →ＤT1→ＤS1→ＬA1の経路に
流れ、電圧Ｅo がアノードリアクトルＬA1に印加され
て、電流が減衰していく。その電流ＩLAが零になるまで
の時間Δｔは、 Δｔ＝ＩLA・（ＬA1／Ｅo ） となる。例えば、ＩLA＝２，０００［Ａ］、ＬA ＝１０
［μＨ］、Ｅo ＝２００［Ｖ］とした場合、Δｔ＝１０
０［μｓｅｃ］となる。この時間Δｔは、自己消弧素子
Ｓ1 ，Ｓ2 の最小オン・オフ時間を考慮して決定され、
Ｅo はそれを満足させるように設計される。

【００８１】スナバコンデンサＣS1の印加電圧が直流電
圧源の電圧Ｖd と補助直流電圧源の電圧Ｅo の和電圧
（Ｖd ＋Ｅo ）より高くなると、ダイオードＤ1 が導通
し、入力電流ＩS はＤ1 を介して流れる。

【００８２】また、入力電流ＩS が図示の矢印と反対方
向に流れていた場合に、自己消弧素子Ｓ1 がターンオフ
させると、入力電流ＩS は、直流コンデンサＣT1とＣT2
の並列回路→ダイオードＤT1→スナバコンデンサＣS1→
交流リアクトルＬS の経路に流れ、スナバコンデンサＣ
S1の電圧を放電させる。

【００８３】このとき、自己消弧素子Ｓ1 に印加される
電圧の（ｄｖ／ｄｔ）は、 （ｄｖ／ｄｔ）＝ＩS ／ＣS0 となる。ここで、ＣS0＝ＣS1・（ＣT1＋ＣT1）／（ＣS1
＋ＣT1＋ＣT1）は上側アームに対するスナバ回路の等価
コンデンサ容量である。例えば、ＣS1＝５［μＦ］、Ｃ
T1＝ＣT2＝２０［μＦ］とした場合、等価容量は、ＣSo
＝４．４４［μＦ］となる。各電力変換器ユニット毎に
動作させたときよりも等価容量が０．４４［μＦ］だけ
増えて、その分素子の（ｄｖ／ｄｔ）を抑制させること
ができる。言い換えると、従来のスナバ回路の等価容量
で済むとすれば、直流コンデンサＣT1，ＣT2の容量を半
分にすることが可能となる。この結果、装置の小形軽量
化およびコストダウンが図ることができる。

【００８４】直流コンデンサＣT1およびＣT2の印加電圧
（Ｖd ＋Ｅo ）より高くなると回生用ダイオードＤr1が
導通し、ＣT1およびＣT2の印加電圧は（Ｖd ＋Ｅo ）に
クランプされる。

【００８５】ただし、配線のインダクタンスがあるた
め、電圧（Ｖd ＋Ｅo ）より少し高くなる。また、スナ
バコンデンサＣS1の電圧が図示の極性と反対方向に充電
されると、ダイオードＤS1とＤ2 が導通し、入力電流Ｉ
S はダイオードＤ2 を介して流れるようになる。

【００８６】すなわち、第２の電力変換器ユニットのダ
イオードＤ3 が導通しているとすると、入力電流ＩS は
最初、Ｓ1 →ＬS →ＶS →Ｄ3 →Ｓ1 の経路で流れてい
る。次にＳ1 がオフすると、電流ＩS はＣT1とＣT2の並
列回路→ＤT1→ＣS1→ＬS →ＶS →Ｄ3 →ＣT1とＣT2の
並列回路の経路に流れて、ＣS1の電圧を放電し、ＣT1と
ＣT2の電圧を高める。ＣT1とＣT2の電圧が（Ｖd ＋Ｅo
）より高くなるとダイオードＤr が導通し、電流はＩS
はＤr →ＤT1→ＣS1→ＬS →ＶS →Ｄ3 →Ｖd→Ｅo →
Ｄr の経路に流れる。さらに、ＣS1の電圧が図示の極性
と反対方向に充電されると、ダイオードＤS1とＤ2 が導
通し、電流ＩS はＤr →ＤT1→ＣS1→Ｄ2 →ＬS →ＶS
→Ｄ3 →Ｖd →Ｅo →Ｄr の経路と、ＬA1→Ｄ2 →ＬS
→ＶS →Ｄ3 →Ｖd →ＬA1の経路に分流して流れる。最
終的に、電流ＩS はＬA1→Ｄ2 →ＬS →ＶS →Ｄ3 →Ｖ
d →ＬA1の経路に流れるようになる。

【００８７】第２の電力変換器ユニットの動作も同様に
なる。このようにして、ＰＷＭコンバータのスイッチン
グ動作に伴うスナバ回路やアノードリアクトルに蓄積さ
れたエネルギーを補助直流電圧源Ｅo に回生することが
でき、効率の良い運転が可能となる。

【００８８】補助直流電圧源Ｅo の電圧を一定に制御す
る動作は図６および図７で説明したので省略する。 ［第７実施例］図９は本発明の電圧形自励変換器の第７
実施例を示す回路図であり、ここでは、単相き電線から
電力供給を受ける交流電車システムのＰＷＭ制御コンバ
ータの構成例を示す。

【００８９】これは単相交流き電線ＢＵＳ、集電器Ｐ
Ｔ、遮断器ＭＣ、変圧器ＴＲ、車輪ＷＬ、交流リアクト
ルＬs 、直流電圧源（直流平滑コンデンサＣd ）Ｖd 、
自己消弧素子Ｓ1 〜Ｓ4 、フリーホイーリングダイオー
ドＤ1 〜Ｄ4 、アノードリアクトルＬA1，ＬA2、スナバ
ダイオードＤS1，ＤS2、スナバコンデンサＣS1，ＣS2、
ダイオードＤT1，ＤT2、直流コンデンサＣT1，ＣT2、回
生用ダイオードＤr 、補助直流電圧源Ｅo である。補助
直流電圧源Ｅo は直流平滑コンデンサＣo 、電力回生可
能なＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）イ
ンバータＶＳＩおよび交流リアクトルＬR で構成されて
いる。

【００９０】ターンオン時の素子電流の立ち上がり（ｄ
ｉ／ｄｔ）を抑制するためのアノードリアトルＬA1，Ｌ
A2は直流電圧源Ｖd の負側端子側に接続した例を示して
いる。

【００９１】自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 、フリーホイーリ
ングダイオードＤ1 ，Ｄ2 、アノードリアクトルＬA1、
スナバコンデンサＣS1、スナバダイオードＤS1、ダイオ
ードＤT1はおよび直流コンデンサＣT1は、第１の電力変
換器ユニットを構成している。同様に、自己消弧素子Ｓ
3 ，Ｓ4 、フリーホイーリングダイオードＤ3 ，Ｄ4、
アノードリアクトルＬA2、スナバコンデンサＣS2、スナ
バダイオードＤS2、ダイオードＤT2および直流コンデン
サＣT2は、第２の電力変換器ユニットを構成している。

【００９２】当該第１の電力変換器ユニットの直流コン
デンサＣT1とダイオードＤT1の接続点と、第２の電力変
換器ユニットの直流コンデンサＣT2とダイオードＤT2の
接続点とを結び、その接続点と直流電圧源Ｖd の負側端
子との間に補助直流電圧源Ｅo と回生用ダイオードＤr
を接続している。これにより、２つの電力変換器ユニッ
トの直流コンデンサＣT1，ＣT2は並列接続されることに
なり、図２に示した装置と同様の効果が得られる。補助
直流電圧源Ｅo は第１および第２の電力変換器ユニット
で共用している。

【００９３】補助直流電圧源Ｅo は電力回生可能な電圧
形インバータＶＳＩによって、その電力がほぼ一定にな
るように制御される。電圧形インバータＶＳＩは、例え
ばトランジスタ４個とフリーフォイリングダイオード４
個をフルブリッジ結線されたインバータで、交流側端子
は交流リアクトルＬR を介して変圧器の３次巻線ｗ3 に
接続されている。電圧形インバータＶＳＩは、当該直流
電圧Ｅo がほぼ一定になるように交流電流ＩR の大きさ
を制御する。

【００９４】すなわち、電圧指令値Ｅo ^* と電圧検出値
Ｅo を比較し、その偏差εo ＝Ｅo^* −Ｅo が正の場合
は、電流ＩR を増やして交流電源ＢＵＳから電力を受け
取り、電圧Ｅo を増加させる。逆に、偏差εo が負の場
合は、電流ＩR の位相を交流電圧の位相と逆にして電源
ＢＵＳに電力を回生し、電圧Ｅo を減少させる。このよ
うにして、常に直流電圧Ｅo がほぼ一定になるように制
御する。

【００９５】アノードリアクトルＬA1，ＬA2やスナバ回
路のエネルギーは、この補助直流電圧源Ｅo に、一旦蓄
積され、さらに電圧形インバータＶＳＩによって交流電
源ＢＵＳに回生される。

【００９６】補助直流電圧源Ｅo の電圧は、前にも述べ
たように、直流電圧源Ｖd の電圧により一桁ぐらい低く
て済むため、電圧形インバータＶＳＩに使われるスイッ
チング素子の耐圧は低いものでよい。そのため、ＩＧＢ
Ｔ等の高速スイッチング素子を使うことが可能となり、
ＰＷＭ制御の搬送波周波数も高めて使うことができ、交
流リアクトルＬR のインダクタンス値の小さいものが使
用でき、故に、補助直流電圧源Ｅo の小形軽量化が可能
となる。

【００９７】以上、電力変換器として、交流を直流に変
換するＰＷＭコンバータについて説明したが、直流を可
変電圧可変周波数の３相交流に変換するＰＷＭインバー
タでも同様に構成できることは言うまでもない。また、
コンバータとインバータを合わせて、一括して補助直流
電圧源に回生することもできることは言うまでもない。

【００９８】また、本発明装置において、アノードリア
クトルを直流電圧源の負側端子側に接続した例を示した
が、当然のことながら正側端子側に接続しても同様に構
成できる。この場合、直流コンデンサＣT はアノードリ
アクトルＬA と反対側に設置され、補助直流電圧源Ｅo
はアノードリアクトル側に接続される。

【００９９】

【発明の効果】本発明によれば、非対称スナバ回路にお
ける上下アーム素子に印加される電圧の（ｄｖ／ｄｔ）
の均一化を図り、直流コンデンサＣT の容量を低減し、
さらにスナバ回路やアノードリアクトルのエネルギーを
電源に回生し、変換効率の向上を図った電圧形自励変換
器を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電圧形自励変換器の第１実施例を示す
回路図。

【図２】本発明の電圧形自励変換器の第２実施例を示す
回路図。

【図３】本発明の電圧形自励変換器の第３実施例を示す
回路図。

【図４】図３のチョッパ装置の制御回路の一例を示す回
路図。

【図５】本発明の電圧形自励変換器の第４実施例を示す
回路図。

【図６】本発明の電圧形自励変換器の第５実施例を示す
回路図。

【図７】図６のチョッパ装置の制御回路の一例を示す回
路図。

【図８】本発明の電圧形自励変換器の第６実施例を示す
回路図。

【図９】本発明の電圧形自励変換器の第７実施例を示す
回路図。

【図１０】従来の電圧形自励変換器の回路図。

【図１１】従来の電圧形自励変換器の回路図。

【符号の説明】

Ｖd …直流電源、ＬA ，ＬA1，ＬA2ーアノードリアクト
ル、Ｓ1 〜Ｓ4 …自己消弧素子、Ｄ1 〜Ｄ4 …フリーホ
イリングダイオード、ＣS ，ＣS1，ＣS2…スナバコンデ
ンサ、ＤS ，ＤS1，ＤS2…スナバダイオード、ＤT ，Ｄ
T1，ＤT2…ダイオード、ＣT ，ＣT1，ＣT2…直流コンデ
ンサ、ＲT …放電抵抗、Ｄr ，Ｄr1，Ｄr2…回生用ダイ
オード、Ｅo …補助直流電圧源、ＤSS，ＣSS，ＲSS…補
助スナバ回路のダイオード，コンデンサ，抵抗、ＶS …
交流電圧源、ＬS …交流リアクトル、ＣＨＯ，ＤCH…チ
ョッパ用スイッチング素子、ダイオード、Ｌo …直流リ
アクトル、ＢＵＳ…単相交流き電線、ＰＴ…集電器、Ｔ
Ｒ…変圧器、ＷＬ…車輪、ＶＳＩ…電圧インバータ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−289778（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−189563（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−227736（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−22536（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−236734（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−62582（ＪＰ，Ａ) 実開 昭62−140890（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 1/06 H02M 7/515 H02M 7/5387

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧源と、複数の電力変換器ユニッ
   トからなり、 この各電力変換器ユニットは、前記直流電圧源の負側
   （または正側）の端子に一方の端子が接続されたアノー
   ドリアクトルと、このアノードリアクトルの他方の端子
   と前記直流電圧源の正側（または負側）の端子との間に
   接続された第１および第２の自己消弧素子の直列回路
   と、この第１および第２の自己消弧素子にそれぞれに逆
   並列に接続された第１および第２のフリーホイリングダ
   イオードと、前記第１および第２の自己消弧素子の接続
   点と前記アノードリアクトルの他方の端子との間に接続
   され、スナバコンデンサとスナバダイオードが直列接続
   され、かつ前記スナバコンデンサが前記第１および第２
   の自己消弧素子の接続点側に接続されたスナバ回路と、
   このスナバ回路のスナバコンデンサとスナバダイオード
   の接続点と前記直流電圧源の正側（または負側）の端子
   との間にダイオードと直流コンデンサが直列に接続さ
   れ、かつこの直流コンデンサが前記直流電圧源の正側
   （または負側）の端子側に接続された直列回路から構成
   され、 前記各電力変換器ユニットを構成する前記ダイオードと
   前記直流コンデンサの直列回路の接続点同士を共通に結
   び、かつ、前記直流電圧源の負側（または正側）の端子
   と前記ダイオードと前記直流コンデンサの直列回路の共
   通の接続点との間に放電抵抗を接続したことを特徴とす
   る電圧形自励変換器。
2. 【請求項２】 直流電圧源と、複数の電力変換器ユニッ
   トからなり、 この各電力変換器ユニットは、前記直流電圧源の負側
   （または正側）の端子に一方の端子が接続されたアノー
   ドリアクトルと、このアノードリアクトルの他方の端子
   と前記直流電圧源の正側（または負側）の端子との間に
   接続された第１および第２の自己消弧素子の直列回路
   と、この第１および第２の自己消弧素子のそれぞれに逆
   並列に接続された第１および第２のフリーホイリングダ
   イオードと、前記第１および第２の自己消弧素子の接続
   点と前記アノードリアクトルの他方の端子との間に接続
   され、スナバコンデンサとスナバダイオードが直列接続
   され、かつ前記スナバコンデンサが前記第１および第２
   の自己消弧素子の接続点側に接続されたスナバ回路と、
   このスナバ回路のスナバコンデンサとスナバダイオード
   の接続点と前記直流電圧源の正側（または負側）の端子
   との間に接続されたダイオードと直流コンデンサが直列
   に接続され、かつこの直流コンデンサが前記直流電圧源
   の正側（または負側）の端子側に接続された直列回路か
   ら構成され、 前記各電力変換器ユニットを構成する前記ダイオードと
   直流コンデンサの直列回路の接続点同士を共通に結び、
   前記直流電圧源の正側（または負側）の端子と前記ダイ
   オードと前記直流コンデンサの直列回路の共通の接続点
   との間にチョッパ用スイッチング素子と直流リアクトル
   の直列回路を接続し、前記直流電圧源の正側（または負
   側）の端子と前記チョッパ用スイッチング素子と前記直
   流リアクトルの接続点との間にチョッパ用ダイオードを
   接続したことを特徴とする電圧形自励変換器。
3. 【請求項３】 直流電圧源と、複数の電力変換器ユニッ
   トからなり、 この各電力変換器ユニットは、前記直流電圧源の負側
   （または正側）の端子に一方の端子が接続されたアノー
   ドリアクトルと、このアノードリアクトルの他方の端子
   と前記直流電圧源正側（または負側）の端子との間に接
   続された第１および第２の自己消弧素子の直列回路と、
   この第１および第２の自己消弧素子のそれぞれに逆並列
   に接続された第１および第２のフリーホイリングダイオ
   ードと、前記第１および第２の自己消弧素子の接続点と
   前記アノードリアクトルの他方の端子との間に接続さ
   れ、スナバコンデンサとスナバダイオードが直列接続さ
   れ、かつ前記スナバコンデンサが前記第１および第２の
   自己消弧素子の接続点側に接続されたスナバ回路と、こ
   のスナバ回路のスナバコンデンサとスナバダイオードの
   接続点と前記直流電圧源の正側（または負側）の端子と
   の間に接続されたダイオードと直流コンデンサが直列に
   接続され、かつこの直流コンデンサが前記直流電圧源の
   正側（または負側）の端子側に接続された直列回路とか
   らなる構成され、前記各電力変換器ユニットを構成する
   前記ダイオードと直流コンデンサの直列回路の接続点同
   士を共通に結び、 前記直流電圧源の負側（または正側）の端子に一方の端
   子が接続された補助直流電圧源と、 この補助直流電圧源の他方の端子と前記ダイオードと前
   記直流コンデンサの直列回路の接続点との間に接続され
   た回生用ダイオードと、 を具備したことを特徴とする電圧形自励変換器。
4. 【請求項４】 前記補助直流電圧源は直流平滑コンデン
   サで構成され、この直流平滑コンデンサに直流リアクト
   ルとチョッパ用スイッチング素子の直列回路を並列接続
   し、前記直流リアクトルと前記チョッパ用スイッチング
   素子との接続点と前記直流電圧源の負側（または正側）
   の端子との間にチョッパ用ダイオードを設置したことを
   特徴とする請求項３記載の電圧形自励変換器。
5. 【請求項５】 直流電圧源の負側（または正側）の端子
   に一方の端子が接続されたアノードリアクトルと、 このアノードリアクトルの他方の端子と前記直流電圧源
   の正側（または負側）の端子との間に接続された第１お
   よび第２の自己消弧素子の直列回路と、 この第１および第２の自己消弧素子のそれぞれに逆並列
   に接続された第１および第２のフリーホイリングダイオ
   ードと、 前記第１および第２の自己消弧素子の接続点と前記アノ
   ードリアクトルの他方の端子との間に接続され、スナバ
   コンデンサとスナバダイオードが直列接続され、かつ前
   記スナバコンデンサが前記第１および第２の自己消弧素
   子の接続点側に接続されたスナバ回路と、 このスナバ回路のスナバコンデンサとスナバダイオード
   の接続点と前記直流電圧源の正側（または負側）の端子
   との間に接続されたダイオードと直流コンデンサが直列
   に接続され、かつこの直流コンデンサが前記直流電圧源
   の正側（または負側）の端子側に接続された直列回路
   と、 前記直流電圧源の負側（または正側）の端子に一方の端
   子が接続された補助直流電圧源と、 この補助直流電圧源の他方の端子と前記ダイオードと前
   記直流コンデンサの直列回路の接続点との間に接続され
   た回生用ダイオードと、 前記第１および第２の自己消弧素子の接続点と前記直流
   電圧源の負側（または正側）の端子との間に、補助スナ
   バダイオードと補助スナバ抵抗が並列接続され、かつこ
   れに直列接続された補助スナバコンデンサからなる補助
   スナバ回路と、を具備したことを特徴とする電圧形自励
   変換器。