JP3286356B2 - フェージングチャネル用多次元トレリスコード化変調方法及び装置 - Google Patents
フェージングチャネル用多次元トレリスコード化変調方法及び装置Info
- Publication number
- JP3286356B2 JP3286356B2 JP27067092A JP27067092A JP3286356B2 JP 3286356 B2 JP3286356 B2 JP 3286356B2 JP 27067092 A JP27067092 A JP 27067092A JP 27067092 A JP27067092 A JP 27067092A JP 3286356 B2 JP3286356 B2 JP 3286356B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- subset
- signal
- trellis
- state
- constellation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/186—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual signal points belong, e.g. coset coding or related schemes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【０００１】
【発明の背景】本件発明は、トレリスコード化変調技術
に関し、特にフェージングチャネル応用、例えばセルラ
ー移動無線におけるこれらの技術の使用に関する。
に関し、特にフェージングチャネル応用、例えばセルラ
ー移動無線におけるこれらの技術の使用に関する。
【０００２】ＡＷＧＮチャネル、すなわち付加的ホワイ
トガウスノイズ（ＡＷＧＮ）によって特徴づけられるチ
ャネルを含む通信システムのために、トレリスコード化
変調方法は、追加的帯域幅を必要とせずにシステムのエ
ラー性能を改善するという結果を伴なう、（いわゆる非
コード化変調方法に比べて）信号電力におけるコーディ
ングゲインを提供することが知られていた。例えば、ト
レリスコード化変調は、商業電話線モデムすなわちデー
タ通信用の実用上電力効率の良いかつ帯域幅効率の良い
変調方法であることがわかり、１９．２Kbit/secほどま
でそれらのモデムの伝送レートを増加させた。
トガウスノイズ（ＡＷＧＮ）によって特徴づけられるチ
ャネルを含む通信システムのために、トレリスコード化
変調方法は、追加的帯域幅を必要とせずにシステムのエ
ラー性能を改善するという結果を伴なう、（いわゆる非
コード化変調方法に比べて）信号電力におけるコーディ
ングゲインを提供することが知られていた。例えば、ト
レリスコード化変調は、商業電話線モデムすなわちデー
タ通信用の実用上電力効率の良いかつ帯域幅効率の良い
変調方法であることがわかり、１９．２Kbit/secほどま
でそれらのモデムの伝送レートを増加させた。
【０００３】トレリスコード化変調は、２つのカテゴリ
ーに分類できる。すなわち、２次元（２Ｄ）トレリスコ
ード化変調と、多次元トレリスコード化変調である。先
行技術においてそれらの作用は、ＡＷＧＮチャネルに適
用された場合多次元トレリスコード化変調の方が２Ｄト
レリスコード化変調より多くの利点を有することを示し
た。これらの利点は、コーティングゲインがより高いこ
と、デコーダの複雑さがより少ないこと、２Ｄ信号空間
配置の構成がより小さいこと等である。
ーに分類できる。すなわち、２次元（２Ｄ）トレリスコ
ード化変調と、多次元トレリスコード化変調である。先
行技術においてそれらの作用は、ＡＷＧＮチャネルに適
用された場合多次元トレリスコード化変調の方が２Ｄト
レリスコード化変調より多くの利点を有することを示し
た。これらの利点は、コーティングゲインがより高いこ
と、デコーダの複雑さがより少ないこと、２Ｄ信号空間
配置の構成がより小さいこと等である。
【０００４】ＡＷＧＮチャネルにおけるトレリスコード
化変調の使用のほかにも、その技術における人々は、フ
エージングチャネルすなわち受信信号がどんな有用な情
報も運ぶには弱過ぎる（深いフェージング、すなわちデ
ィープフェードと呼ばれる現象）チャネルを含む通信シ
ステムへのトレリスコード化変調の適用性を研究してい
た。フェージングチャネルの重要な例はセルラー移動無
線のそれである。セルラー移動無線において、受信信号
は非常に弱くなるところから非常に強くなるところまで
変化し、反対にほんの１フィートの運転距離（または時
速２０マイルの車速の時のほんの１０ミリ秒）以内でも
変化し得る。
化変調の使用のほかにも、その技術における人々は、フ
エージングチャネルすなわち受信信号がどんな有用な情
報も運ぶには弱過ぎる（深いフェージング、すなわちデ
ィープフェードと呼ばれる現象）チャネルを含む通信シ
ステムへのトレリスコード化変調の適用性を研究してい
た。フェージングチャネルの重要な例はセルラー移動無
線のそれである。セルラー移動無線において、受信信号
は非常に弱くなるところから非常に強くなるところまで
変化し、反対にほんの１フィートの運転距離（または時
速２０マイルの車速の時のほんの１０ミリ秒）以内でも
変化し得る。
【０００５】フェージングチャネルにトレリスコード化
変調を適用するためには、コードは、送信情報がディー
プフェードが存在していても受信機でまだ再生できるよ
うに、いわゆる時間変化（時間ダイバーシチ）特性を示
さなければならない。コードは、該コードの信号点の有
効なシーケンスのいずれの組もそのシーケンスにおける
少なくともＸ信号点位置が異なる場合、“Ｘ重”（２
重、３重、・・・すなわちＸ≧２）時間ダイバーシチを
有すると言われる。概念的に、この時間ダイバーシチ
は、コード化変調図（スキーム）によって生じる信号点
間の相互依存により表わされる。例えば、２つの２Ｄ信
号点がある時間間隔にわたって生じ、これらの点間に時
間変化（ダイバース）相互依存がある場合を考えてみよ
う。この相互依存の結果として、２つの２Ｄ信号点で表
わされる入力データは、２Ｄ信号点の内の１つが失われ
た場合でさえ、正確に再生することができる。バースト
性になりがちなディープフェードに対処すべくコードの
時間ダイバーシチ特性を効果的に利用するために、イン
ターリーバが、コードのダイバーシチの一因となる信号
点が送信される時間間隔をさらに引き離すためにしばし
ば用いられる。これらの時間間隔がさらに広げられれば
広げられるほど、コード化システムのエラーレート性能
は良くなる。一般的に言えば、許容され得る伝送遅延の
総量で制限される所定のインターリーバの時間長のため
に、コードのデコーディング深度（下記に述べる）が短
ければ短いほど、コードのＸ重時間ダイバーシチの一因
となる信号点は引き離され得ると共に、コードのエラー
レート性能は良くなる。不幸にして、多次元トレリスコ
ードは、典型的に２Ｄトレリスコードより長いデコーデ
ィング深度を有し、したがってフェージングチャネルに
適用された場合、２Ｄトレリスコードより劣ったエラー
レート性能を有する。
変調を適用するためには、コードは、送信情報がディー
プフェードが存在していても受信機でまだ再生できるよ
うに、いわゆる時間変化（時間ダイバーシチ）特性を示
さなければならない。コードは、該コードの信号点の有
効なシーケンスのいずれの組もそのシーケンスにおける
少なくともＸ信号点位置が異なる場合、“Ｘ重”（２
重、３重、・・・すなわちＸ≧２）時間ダイバーシチを
有すると言われる。概念的に、この時間ダイバーシチ
は、コード化変調図（スキーム）によって生じる信号点
間の相互依存により表わされる。例えば、２つの２Ｄ信
号点がある時間間隔にわたって生じ、これらの点間に時
間変化（ダイバース）相互依存がある場合を考えてみよ
う。この相互依存の結果として、２つの２Ｄ信号点で表
わされる入力データは、２Ｄ信号点の内の１つが失われ
た場合でさえ、正確に再生することができる。バースト
性になりがちなディープフェードに対処すべくコードの
時間ダイバーシチ特性を効果的に利用するために、イン
ターリーバが、コードのダイバーシチの一因となる信号
点が送信される時間間隔をさらに引き離すためにしばし
ば用いられる。これらの時間間隔がさらに広げられれば
広げられるほど、コード化システムのエラーレート性能
は良くなる。一般的に言えば、許容され得る伝送遅延の
総量で制限される所定のインターリーバの時間長のため
に、コードのデコーディング深度（下記に述べる）が短
ければ短いほど、コードのＸ重時間ダイバーシチの一因
となる信号点は引き離され得ると共に、コードのエラー
レート性能は良くなる。不幸にして、多次元トレリスコ
ードは、典型的に２Ｄトレリスコードより長いデコーデ
ィング深度を有し、したがってフェージングチャネルに
適用された場合、２Ｄトレリスコードより劣ったエラー
レート性能を有する。
【０００６】上記の考察において、フェージングチャネ
ルへの応用のためにＸ重時間ダイバーシチを伴う多次元
トレリスコードのデコーディング深度をできるだけ小さ
くすることが有益であろう。
ルへの応用のためにＸ重時間ダイバーシチを伴う多次元
トレリスコードのデコーディング深度をできるだけ小さ
くすることが有益であろう。
【０００７】
【発明の概要】先行技術において、多次元トレリスコー
ド化変調スキームの設計の際、信号点の多次元信号空間
配置は、各々が複数の部分集合からなる第１及び第２の
集合に分割される。次に、各部分集合は複数の多次元信
号点からなる。集合及び部分集合は、集合内及び部分集
合内にビルトイン最小時間ダイバーシチ（ＭＴＤ）及び
最小二乗距離（ＭＳＰＤ）が最大になるように選択さ
れ、次に、トレリスコードの同じエンコーダ状態から生
じた状態遷移は、同じ集合に属する部分集合を割り当て
られる。
ド化変調スキームの設計の際、信号点の多次元信号空間
配置は、各々が複数の部分集合からなる第１及び第２の
集合に分割される。次に、各部分集合は複数の多次元信
号点からなる。集合及び部分集合は、集合内及び部分集
合内にビルトイン最小時間ダイバーシチ（ＭＴＤ）及び
最小二乗距離（ＭＳＰＤ）が最大になるように選択さ
れ、次に、トレリスコードの同じエンコーダ状態から生
じた状態遷移は、同じ集合に属する部分集合を割り当て
られる。
【０００８】本件発明によれば、多次元トレリスコード
化スキームのデコーディング深度は、部分集合をトレリ
スコードの同じエンコーダ状態から生じた状態遷移に個
々に割り当てることによって最小にされる。それらの状
態から生じる状態遷移が第１の集合の部分集合を割り当
てられるエンコーダ状態の集合をＡと表示する。同様
に、それらの状態から生じる状態遷移が第２の集合の部
分集合を割り当てられるエンコーダ状態の集合をＢと表
示する。次に、部分集合は、それらの部分集合間ＭＴＤ
と部分集合間ＭＳＰＤが最大になるように、Ａにおいて
各現在のエンコーダ状態からそれらの次の状態への状態
遷移に割り当てられる。同様に、部分集合は、それらの
部分集合間ＭＴＤと部分集合間ＭＳＰＤが最大になるよ
うに、Ｂにおける各現在のエンコーダ状態からそれらの
次の状態への状態遷移に割り当てられる。
化スキームのデコーディング深度は、部分集合をトレリ
スコードの同じエンコーダ状態から生じた状態遷移に個
々に割り当てることによって最小にされる。それらの状
態から生じる状態遷移が第１の集合の部分集合を割り当
てられるエンコーダ状態の集合をＡと表示する。同様
に、それらの状態から生じる状態遷移が第２の集合の部
分集合を割り当てられるエンコーダ状態の集合をＢと表
示する。次に、部分集合は、それらの部分集合間ＭＴＤ
と部分集合間ＭＳＰＤが最大になるように、Ａにおいて
各現在のエンコーダ状態からそれらの次の状態への状態
遷移に割り当てられる。同様に、部分集合は、それらの
部分集合間ＭＴＤと部分集合間ＭＳＰＤが最大になるよ
うに、Ｂにおける各現在のエンコーダ状態からそれらの
次の状態への状態遷移に割り当てられる。
【０００９】これらの割り当ての結果として、２Ｄ信号
点の数、したがって多次元トレリスコードのＸ重時間ダ
イバーシチを実現するためにデコーダで必要とされるデ
コーディング深度は、コードのエラーレート性能が改善
されるというさらなる利点を伴って最小にされる。結果
的に生じたコードは、多くの他のコードよりもフェージ
ングチャネル応用のために適している。
点の数、したがって多次元トレリスコードのＸ重時間ダ
イバーシチを実現するためにデコーダで必要とされるデ
コーディング深度は、コードのエラーレート性能が改善
されるというさらなる利点を伴って最小にされる。結果
的に生じたコードは、多くの他のコードよりもフェージ
ングチャネル応用のために適している。
【００１０】
【詳細な説明】フェージングチャネル、例えばセルラー
移動無線に適用された、本件発明の概念が実施された例
示的通信システムを図１に示す。
移動無線に適用された、本件発明の概念が実施された例
示的通信システムを図１に示す。
【００１１】本件発明の概念自体を説明する前に、図１
の通信システムの動作のあらましを述べる。平均ｍ個の
入力データまたは情報ビットは、信号間隔Ｔ毎に、送信
機１０のトレリスエンコーダ１１０に印加される。トレ
リスエンコーダ１１０は、上述の各信号間隔においてト
レリスエンコーダ１１０の出力に平均ｍ＋ｒ個のビット
を提供するために、平均数ｒの冗長ビットを挿入する。
トレリスエンコーダ１１０の出力は、個々の２Ｎ次元信
号点へ信号空間配置写像器（マッパ）１２０で写像（マ
ップ）される。２Ｎ次元信号点は、フェージングチャネ
ル応用のための典型的Ｍ相フェーズシフトキーイング
（Ｍ−ＰＳＫ）信号空間配置（Ｍ−ＰＳＫ信号空間配置
のいくつかの例は、それぞれＭが６及び８に等しい場合
の図２及び３に示される。）である構成２Ｄの信号空間
配置をその時間領域においてつなげることにより通常構
成される２Ｎ次元信号空間配置からとられる。トレリス
エンコーダ１１０及び信号空間配置マッパー１２０は共
に、特別なトレリスコード化変調スキームを表わすコー
ド化変調回路網１００に包含されている。したがって、
コード化変調回路網１００の出力は、２Ｄ信号点のシー
ケンスＰｎ となる。例えば、シーケンスＰｎは、順序
付けられたシーケンスＰ０，Ｐ１，Ｐ２，Ｐ
３，．．．，Ｐ６，Ｐ７を含み得、例示的に２Ｄ信号点
の各組（Ｐ０，Ｐ１）, （Ｐ２，Ｐ３），．．．，（Ｐ
６，Ｐ７）は４次元（４Ｄ）信号点を形成する。したが
って、図３の８ＰＳＫ信号空間配置Ｐｎ を使用する
と、シーケンスは０，０，０，４．，．．１，３となり
得る。次に、信号空間配置マッパ１２０の出力、または
その代りとしてコード化回路網１００の出力における２
Ｄ信号点のシーケンスＰｎは、インターリーバ１３０で
処理される。インターリーバ１３０の出力における２Ｄ
信号点Ｑｎ は、Ｍ相差分フェーズシフトキーイング
（Ｍ−ＤＰＳＫ）変調器１４０で差動的にエンコードさ
れる。後者は（下記の）受信機において差動検出方法の
使用を許容する。差動検出方法は、フェージングチャネ
ルで生じる信号振幅と搬送波位相の早い変化のために好
適とされる。Ｍ−ＤＰＳＫ変調器１４０の出力は、受信
機３０へフェージングチャネル２０を介して送信され
る。
の通信システムの動作のあらましを述べる。平均ｍ個の
入力データまたは情報ビットは、信号間隔Ｔ毎に、送信
機１０のトレリスエンコーダ１１０に印加される。トレ
リスエンコーダ１１０は、上述の各信号間隔においてト
レリスエンコーダ１１０の出力に平均ｍ＋ｒ個のビット
を提供するために、平均数ｒの冗長ビットを挿入する。
トレリスエンコーダ１１０の出力は、個々の２Ｎ次元信
号点へ信号空間配置写像器（マッパ）１２０で写像（マ
ップ）される。２Ｎ次元信号点は、フェージングチャネ
ル応用のための典型的Ｍ相フェーズシフトキーイング
（Ｍ−ＰＳＫ）信号空間配置（Ｍ−ＰＳＫ信号空間配置
のいくつかの例は、それぞれＭが６及び８に等しい場合
の図２及び３に示される。）である構成２Ｄの信号空間
配置をその時間領域においてつなげることにより通常構
成される２Ｎ次元信号空間配置からとられる。トレリス
エンコーダ１１０及び信号空間配置マッパー１２０は共
に、特別なトレリスコード化変調スキームを表わすコー
ド化変調回路網１００に包含されている。したがって、
コード化変調回路網１００の出力は、２Ｄ信号点のシー
ケンスＰｎ となる。例えば、シーケンスＰｎは、順序
付けられたシーケンスＰ０，Ｐ１，Ｐ２，Ｐ
３，．．．，Ｐ６，Ｐ７を含み得、例示的に２Ｄ信号点
の各組（Ｐ０，Ｐ１）, （Ｐ２，Ｐ３），．．．，（Ｐ
６，Ｐ７）は４次元（４Ｄ）信号点を形成する。したが
って、図３の８ＰＳＫ信号空間配置Ｐｎ を使用する
と、シーケンスは０，０，０，４．，．．１，３となり
得る。次に、信号空間配置マッパ１２０の出力、または
その代りとしてコード化回路網１００の出力における２
Ｄ信号点のシーケンスＰｎは、インターリーバ１３０で
処理される。インターリーバ１３０の出力における２Ｄ
信号点Ｑｎ は、Ｍ相差分フェーズシフトキーイング
（Ｍ−ＤＰＳＫ）変調器１４０で差動的にエンコードさ
れる。後者は（下記の）受信機において差動検出方法の
使用を許容する。差動検出方法は、フェージングチャネ
ルで生じる信号振幅と搬送波位相の早い変化のために好
適とされる。Ｍ−ＤＰＳＫ変調器１４０の出力は、受信
機３０へフェージングチャネル２０を介して送信され
る。
【００１２】
【外１】
【００１３】上述のように、フェージングチャネルにト
レリスコード化変調を適用すると、トレリスコードは、
送信情報がディープフェードの存在中でさえも受信機に
おいて再生できるように、いわゆる“時間ダイバーシ
チ”特性を示すはずである。その技術における人々は、
フェージングチャネルへの応用のためにトレリスコード
の設計において２つの設計基準を確立した。第１の設計
基準は、２Ｄ信号点の任意の２つの有効なシーケンス間
の、コードに組み立てられた最小時間ダイバーシチ（Ｍ
ＴＤ）を最大にすることである。ＭＴＤは、次のように
定義できる。｛Ｐｎ（１）｝及び｛Ｐｎ（２）｝でトレ
リスコード化変調スキームの出力における２Ｄ信号点の
２つのシーケンスを表わすことにする。互いに異なる２
つの信号点シーケンスにおける位置を含む集合Ａを構成
するＭＴＤは、集合Ａにおける要素の数になる。第２
に、そのＭＴＤを伴う任意の２つの有効なシーケンスの
ために、それらの間の最小二乗距離（ＭＳＰＤ）は最大
にされる。ＭＳＰＤは（１）のように定義される。
レリスコード化変調を適用すると、トレリスコードは、
送信情報がディープフェードの存在中でさえも受信機に
おいて再生できるように、いわゆる“時間ダイバーシ
チ”特性を示すはずである。その技術における人々は、
フェージングチャネルへの応用のためにトレリスコード
の設計において２つの設計基準を確立した。第１の設計
基準は、２Ｄ信号点の任意の２つの有効なシーケンス間
の、コードに組み立てられた最小時間ダイバーシチ（Ｍ
ＴＤ）を最大にすることである。ＭＴＤは、次のように
定義できる。｛Ｐｎ（１）｝及び｛Ｐｎ（２）｝でトレ
リスコード化変調スキームの出力における２Ｄ信号点の
２つのシーケンスを表わすことにする。互いに異なる２
つの信号点シーケンスにおける位置を含む集合Ａを構成
するＭＴＤは、集合Ａにおける要素の数になる。第２
に、そのＭＴＤを伴う任意の２つの有効なシーケンスの
ために、それらの間の最小二乗距離（ＭＳＰＤ）は最大
にされる。ＭＳＰＤは（１）のように定義される。
【００１４】
【数１】
【００１５】ここで用いられたように、トレリスコード
化変調スキームの２Ｄ信号点の有効なシーケンス間のＭ
ＴＤ及びＭＳＰＤは、“コードのＭＴＤ”及び“コード
のＭＳＰＤ”と呼ばれるであろう。（以下に説明される
“部分集合間ＭＴＤ”、“部分集合間ＭＰＳＤ”、“部
分集合内ＭＴＤ”及び“部分集合内ＭＰＳＤ”も同様に
定義される。）
化変調スキームの２Ｄ信号点の有効なシーケンス間のＭ
ＴＤ及びＭＳＰＤは、“コードのＭＴＤ”及び“コード
のＭＳＰＤ”と呼ばれるであろう。（以下に説明される
“部分集合間ＭＴＤ”、“部分集合間ＭＰＳＤ”、“部
分集合内ＭＴＤ”及び“部分集合内ＭＰＳＤ”も同様に
定義される。）
【００１６】上述の設計基準にしたがって、２Ｎ次元ト
レリスコード化変調スキームを構成する際、２つのステ
ップがある。この点で、本発明の概念の一部であるが、
それぞれ次に続く構成ステップを説明するのに用いられ
得る図４及び５を参照できる。第１ステップは、Ｎが正
の整数の場合の２Ｎ次元信号空間配置を形成かつ分割す
ることである（Ｎ＝１に対しては２Ｄトレリスコード化
スキームが構成され、Ｎ＞１に対しては多次元トレリス
コード化スキームが構成される。）。２Ｎ次元信号空間
配置のサイズが必要とされたものより大きい場合は、次
に、望ましいほどでない２Ｎ次元信号点（すなわちそれ
らのＭＴＤ及びＭＳＰＤ値に関して望ましいほどでな
い）のいくつかは削除され、その結果生じる２Ｎ次元信
号空間配置の２Ｎ次元信号点間のＭＴＤ及びＭＳＰＤは
最大にされる。図４は３２点４次元８ＰＳＫの８部分集
合分割を示す図である。図４において、｛（偶数，奇
数）（奇数，偶数）｝に対応する３２個の４Ｄ信号点は
削除された。次に、その結果生じる２Ｎ次元信号空間配
置は、一連のだんだん大きくなる数のより細かい部分集
合に分割される。フェージングチャネルのために、設計
基準はコードのＭＴＤ及びコードのＭＳＰＤを最大にす
ることであるので、その分割は、部分集合内ＭＴＤをま
ず最大にし、次にそのＭＴＤを有する同じ部分集合にお
ける２Ｎ次元信号点の任意の組のために、それらの間の
ＭＳＰＤすなわち部分集合内ＭＳＰＤをさらに最大にす
ることになる。この最大化プロセスは分割連鎖の各ステ
ップについて実行される。分割から得られる最終の部分
集合を使用して構成されるべきコードのＭＴＤ及びコー
ドのＭＳＰＤは、それらの部分集合内ＭＴＤ及び部分集
合内ＭＳＰＤによってそれぞれおおわれるので、最終の
部分集合はビルトイン時間ダイバーシチを得るためのコ
ードに対して順番に少なくとも次のような特性を有する
であろう。すなわち、Ｎ＝１の場合は、各々の最終の部
分集合は１つの２Ｄ信号点のみからなる。Ｎ＞１である
残りの場合は、各々の最終の部分集合は、１つの２Ｎ次
元信号点からなるかまたは少なくとも２つのＭＴＤを有
するかのいずれかとなるはずである。多次元信号空間配
置のサイズ（多次元信号点の数）が典型的に大きいの
で、後者のほうが適当である。
レリスコード化変調スキームを構成する際、２つのステ
ップがある。この点で、本発明の概念の一部であるが、
それぞれ次に続く構成ステップを説明するのに用いられ
得る図４及び５を参照できる。第１ステップは、Ｎが正
の整数の場合の２Ｎ次元信号空間配置を形成かつ分割す
ることである（Ｎ＝１に対しては２Ｄトレリスコード化
スキームが構成され、Ｎ＞１に対しては多次元トレリス
コード化スキームが構成される。）。２Ｎ次元信号空間
配置のサイズが必要とされたものより大きい場合は、次
に、望ましいほどでない２Ｎ次元信号点（すなわちそれ
らのＭＴＤ及びＭＳＰＤ値に関して望ましいほどでな
い）のいくつかは削除され、その結果生じる２Ｎ次元信
号空間配置の２Ｎ次元信号点間のＭＴＤ及びＭＳＰＤは
最大にされる。図４は３２点４次元８ＰＳＫの８部分集
合分割を示す図である。図４において、｛（偶数，奇
数）（奇数，偶数）｝に対応する３２個の４Ｄ信号点は
削除された。次に、その結果生じる２Ｎ次元信号空間配
置は、一連のだんだん大きくなる数のより細かい部分集
合に分割される。フェージングチャネルのために、設計
基準はコードのＭＴＤ及びコードのＭＳＰＤを最大にす
ることであるので、その分割は、部分集合内ＭＴＤをま
ず最大にし、次にそのＭＴＤを有する同じ部分集合にお
ける２Ｎ次元信号点の任意の組のために、それらの間の
ＭＳＰＤすなわち部分集合内ＭＳＰＤをさらに最大にす
ることになる。この最大化プロセスは分割連鎖の各ステ
ップについて実行される。分割から得られる最終の部分
集合を使用して構成されるべきコードのＭＴＤ及びコー
ドのＭＳＰＤは、それらの部分集合内ＭＴＤ及び部分集
合内ＭＳＰＤによってそれぞれおおわれるので、最終の
部分集合はビルトイン時間ダイバーシチを得るためのコ
ードに対して順番に少なくとも次のような特性を有する
であろう。すなわち、Ｎ＝１の場合は、各々の最終の部
分集合は１つの２Ｄ信号点のみからなる。Ｎ＞１である
残りの場合は、各々の最終の部分集合は、１つの２Ｎ次
元信号点からなるかまたは少なくとも２つのＭＴＤを有
するかのいずれかとなるはずである。多次元信号空間配
置のサイズ（多次元信号点の数）が典型的に大きいの
で、後者のほうが適当である。
【００１７】２Ｎ次元トレリスコード化変調スキームを
構成する際の第２ステップは、トレリスダイヤグラムを
選択し、上記分割から得られた最終の部分集合を各状態
遷移（ブランチ）へ割り当てることである。フェージン
グチャネルのために、部分集合の割り当ては、まずコー
ドのＭＴＤを次にコードのＭＳＰＤを最大にするように
行なわれるべきである。
構成する際の第２ステップは、トレリスダイヤグラムを
選択し、上記分割から得られた最終の部分集合を各状態
遷移（ブランチ）へ割り当てることである。フェージン
グチャネルのために、部分集合の割り当ては、まずコー
ドのＭＴＤを次にコードのＭＳＰＤを最大にするように
行なわれるべきである。
【００１８】バースト性になりがちなディープフェード
に対処すべくトレリスコードの時間ダイバーシチ特性を
効果的に利用するために、（上記の）インターリーバ１
３０が、トレリスコードのダイバーシチの一因となる信
号点が送信される時間間隔をさらに引き離すために用い
られる。しかしながら、所定のインターリーバが獲得で
きる分離量は、インターリーバの時間長とトレリスコー
ドのデコーディング深度の両方で制限される。技術上知
られているように、多次元トレリスコードは、典型的に
大きなデコーディング深度を有し、したがって２Ｄトレ
リスコードより劣ったエラーレート性能を有する。結果
として、２Ｄトレリスコードがフェージングチャネル応
用に好適である。
に対処すべくトレリスコードの時間ダイバーシチ特性を
効果的に利用するために、（上記の）インターリーバ１
３０が、トレリスコードのダイバーシチの一因となる信
号点が送信される時間間隔をさらに引き離すために用い
られる。しかしながら、所定のインターリーバが獲得で
きる分離量は、インターリーバの時間長とトレリスコー
ドのデコーディング深度の両方で制限される。技術上知
られているように、多次元トレリスコードは、典型的に
大きなデコーディング深度を有し、したがって２Ｄトレ
リスコードより劣ったエラーレート性能を有する。結果
として、２Ｄトレリスコードがフェージングチャネル応
用に好適である。
【００１９】上記考察において、デコーディング深度を
最小にし、したがってフェージングチャネルへの応用の
ためのＸ重時間ダイバーシチを伴う多次元トレリスコー
ドのエラーレート性能を改善することが有利であろう。
本件発明にしたがって、デコーディング深度が最小にな
る例示的４Ｄ ４相トレリスコード化８ＰＳＫスキーム
は、図４乃至６に略図的に示される。本発明の概念にし
たがって、図４は、３２点４Ｄ ８ＰＳＫ信号空間配置
がどのように上述のフェージングチャネルのための分割
ルールを使用して一連のだんだん大きくなる数のより細
かい部分集合に分割されるかを示す。例示的に、図３の
２Ｄ ８ＰＳＫ信号空間配置が用いられる。４Ｄ信号空
間配置は、まず時間領域において２Ｄ ８ＰＳＫ信号空
間配置の１組をつなぎ、次に、偶数の２Ｄ点と奇数の２
Ｄ点からなるそれらの４Ｄ点（各４Ｄ点は１組の２Ｄ点
として表わされる）を削除することによって形成され
る。説明を簡単にするために、我々は、集合として分割
の第１ステップ後に得られる２つの部分集合について述
べる（各２Ｄ点の大きさが１に標準化されると仮定し
て、図４において１の部分集合内ＭＴＤと４の部分集合
内ＭＳＰＤがある。）。図４において、各最終の部分集
合Ｓｉ の部分集合内ＭＴＤは２であり、部分集合内Ｍ
ＳＰＤは４である。
最小にし、したがってフェージングチャネルへの応用の
ためのＸ重時間ダイバーシチを伴う多次元トレリスコー
ドのエラーレート性能を改善することが有利であろう。
本件発明にしたがって、デコーディング深度が最小にな
る例示的４Ｄ ４相トレリスコード化８ＰＳＫスキーム
は、図４乃至６に略図的に示される。本発明の概念にし
たがって、図４は、３２点４Ｄ ８ＰＳＫ信号空間配置
がどのように上述のフェージングチャネルのための分割
ルールを使用して一連のだんだん大きくなる数のより細
かい部分集合に分割されるかを示す。例示的に、図３の
２Ｄ ８ＰＳＫ信号空間配置が用いられる。４Ｄ信号空
間配置は、まず時間領域において２Ｄ ８ＰＳＫ信号空
間配置の１組をつなぎ、次に、偶数の２Ｄ点と奇数の２
Ｄ点からなるそれらの４Ｄ点（各４Ｄ点は１組の２Ｄ点
として表わされる）を削除することによって形成され
る。説明を簡単にするために、我々は、集合として分割
の第１ステップ後に得られる２つの部分集合について述
べる（各２Ｄ点の大きさが１に標準化されると仮定し
て、図４において１の部分集合内ＭＴＤと４の部分集合
内ＭＳＰＤがある。）。図４において、各最終の部分集
合Ｓｉ の部分集合内ＭＴＤは２であり、部分集合内Ｍ
ＳＰＤは４である。
【００２０】図５は、図１のトレリスエンコーダ１１０
の完全接続された４次元４状態トレリスコード化８ＰＳ
Ｋのトレリスダイヤグラムを示し、該ダイヤグラムの各
状態遷移は、次の一般的コード設計ルールを使用して４
Ｄ部分集合Ｓｉ を割り当てられる。 １）偶数番号の現在の状態から生じた状態遷移は、同じ
第１の集合に属する部分集合Ｓｉ を割り当てられる。 ２）奇数番号の現在の状態から生じた状態遷移は、同じ
第２の集合に属する部分集合Ｓｉ を割り当てられる。 ３）可能ならいつでも、各々の所定の次の状態に結合さ
れる状態遷移は、同じ集合に属する部分集合Ｓｉ を割
り当てられる（このルールは、そのトレリスダイヤグラ
ムが図５に示されるように完全接続されるので、本件の
例示的コードに適用されない。）。さらに、本発明にし
たがって、コードのデコーディング深度を減じるため、 ４）各々の所定の現在の状態から生じかつ偶数番号の状
態になる状態遷移は、その部分集合間ＭＴＤと部分集合
間ＭＳＰＤが最大にされる部分集合Ｓｉ を割り当てら
れる。同様に、各々の所定の現在の状態から生じかつ奇
数番号の次の状態になる状態遷移は、その部分集合間Ｍ
ＴＤと部分集合間ＭＳＰＤが最大にされる部分集合Ｓｉ
を割り当てられる。
の完全接続された４次元４状態トレリスコード化８ＰＳ
Ｋのトレリスダイヤグラムを示し、該ダイヤグラムの各
状態遷移は、次の一般的コード設計ルールを使用して４
Ｄ部分集合Ｓｉ を割り当てられる。 １）偶数番号の現在の状態から生じた状態遷移は、同じ
第１の集合に属する部分集合Ｓｉ を割り当てられる。 ２）奇数番号の現在の状態から生じた状態遷移は、同じ
第２の集合に属する部分集合Ｓｉ を割り当てられる。 ３）可能ならいつでも、各々の所定の次の状態に結合さ
れる状態遷移は、同じ集合に属する部分集合Ｓｉ を割
り当てられる（このルールは、そのトレリスダイヤグラ
ムが図５に示されるように完全接続されるので、本件の
例示的コードに適用されない。）。さらに、本発明にし
たがって、コードのデコーディング深度を減じるため、 ４）各々の所定の現在の状態から生じかつ偶数番号の状
態になる状態遷移は、その部分集合間ＭＴＤと部分集合
間ＭＳＰＤが最大にされる部分集合Ｓｉ を割り当てら
れる。同様に、各々の所定の現在の状態から生じかつ奇
数番号の次の状態になる状態遷移は、その部分集合間Ｍ
ＴＤと部分集合間ＭＳＰＤが最大にされる部分集合Ｓｉ
を割り当てられる。
【００２１】図５から、上記４番目のルールを使用した
部分集合間ＭＴＤと部分集合間ＭＳＰＤは、両方とも２
になるように最大にされることが確認できる。
部分集合間ＭＴＤと部分集合間ＭＳＰＤは、両方とも２
になるように最大にされることが確認できる。
【００２２】ここで用いられているように、コードを特
徴付けるのに用いられる３つの最小デコーディング深度
（ＭＤＤ）がある。ｄ１＋１が、２Ｄ信号点の所定の有
効なシーケンスと同じ初期状態から生じ、かつ該所定の
シーケンスからの時間ダイバーシチ量がコードのＭＴＤ
と同じである所定のシーケンスと同じ最終状態に結合さ
れる、２Ｄ信号点の最長の有効なシーケンスの（２Ｄ信
号点の数で測定された）長さであると仮定する。コード
のＭＴＤ重なり、すなわちＸ重時間ダイバーシチを最大
限に利用するために、コードのｄ１＋１連続する２Ｄ信
号点の各シーケンスの送信間隔は、インターリーバによ
ってできるだけ遠く引き離されるべきである。
徴付けるのに用いられる３つの最小デコーディング深度
（ＭＤＤ）がある。ｄ１＋１が、２Ｄ信号点の所定の有
効なシーケンスと同じ初期状態から生じ、かつ該所定の
シーケンスからの時間ダイバーシチ量がコードのＭＴＤ
と同じである所定のシーケンスと同じ最終状態に結合さ
れる、２Ｄ信号点の最長の有効なシーケンスの（２Ｄ信
号点の数で測定された）長さであると仮定する。コード
のＭＴＤ重なり、すなわちＸ重時間ダイバーシチを最大
限に利用するために、コードのｄ１＋１連続する２Ｄ信
号点の各シーケンスの送信間隔は、インターリーバによ
ってできるだけ遠く引き離されるべきである。
【００２３】ｄ２ が、２Ｄ信号点の所定の有効なシー
ケンスと同じ初期状態から生じ、かつ該所定のシーケン
スからの時間ダイバーシチ量がコードのＭＴＤ以下であ
る、２Ｄ信号点の最長の結合されない有効なシーケンス
の長さであると仮定する。ｄ２＋１の数は、トレリスコ
ードのＭＴＤ重時間ダイバーシチを実現するためにデコ
ーダで受信されなければならない２Ｄ信号点の最小数を
表わす。さらに、コードのｄ２＋１連続する２Ｄ信号点
の各シーケンスの送信間隔は、インターリーバによって
できるだけ遠く引き離されるべきである。
ケンスと同じ初期状態から生じ、かつ該所定のシーケン
スからの時間ダイバーシチ量がコードのＭＴＤ以下であ
る、２Ｄ信号点の最長の結合されない有効なシーケンス
の長さであると仮定する。ｄ２＋１の数は、トレリスコ
ードのＭＴＤ重時間ダイバーシチを実現するためにデコ
ーダで受信されなければならない２Ｄ信号点の最小数を
表わす。さらに、コードのｄ２＋１連続する２Ｄ信号点
の各シーケンスの送信間隔は、インターリーバによって
できるだけ遠く引き離されるべきである。
【００２４】ｄ３ が、下記の特性を有する２Ｄ信号点
の所定の有効なシーケンスＣと同じ初期状態から生じた
２Ｄ信号点の最長の結合されない有効なシーケンスＢの
長さであると仮定する。すなわち、シーケンスＢ及びＣ
間の時間ダイバーシチ量は、コードのＭＴＤより大きく
なく、また、２つのシーケンス間の時間ダイバーシチ量
がコードのＭＴＤと同じである場合は、この２つのシー
ケンス間の２乗積間隔はコードのＭＳＰＤ以下である。
ｄ３＋１の数は、トレリスコードの全コーティングゲイ
ンを実現するためにデコーダで受信されなければならな
い２Ｄ信号点の数を表わす。コードのｄ３＋１連続する
２Ｄ信号点の各シーケンスの送信間隔は、インターリー
バによってできるだけ遠く引き離されるべきである。
の所定の有効なシーケンスＣと同じ初期状態から生じた
２Ｄ信号点の最長の結合されない有効なシーケンスＢの
長さであると仮定する。すなわち、シーケンスＢ及びＣ
間の時間ダイバーシチ量は、コードのＭＴＤより大きく
なく、また、２つのシーケンス間の時間ダイバーシチ量
がコードのＭＴＤと同じである場合は、この２つのシー
ケンス間の２乗積間隔はコードのＭＳＰＤ以下である。
ｄ３＋１の数は、トレリスコードの全コーティングゲイ
ンを実現するためにデコーダで受信されなければならな
い２Ｄ信号点の数を表わす。コードのｄ３＋１連続する
２Ｄ信号点の各シーケンスの送信間隔は、インターリー
バによってできるだけ遠く引き離されるべきである。
【００２５】我々は、これ以降長さｄ１、ｄ２及びｄ３
をそれぞれコードのＭＤＤ１、ＭＤＤ２及びＭＤＤ３と
呼ぶ。
をそれぞれコードのＭＤＤ１、ＭＤＤ２及びＭＤＤ３と
呼ぶ。
【００２６】図５のトレリスダイヤグラムは、その代り
として、図６に示されるトレリスエンコーダ１１０のロ
ジックダイヤグラムで表わすことができる。図６は２ビ
ット／シンボルを有する４次元４状態トレリスコード化
８ＰＳＫを示す図である。図６において、「２Ｔ」は遅
延素子を、Ｔは信号間隔をそれぞれ示す。又「＋」は排
他的論理和を示すものである。図６において、２つの信
号間隔にわたって集められた４個の入力ビットのうち２
個は、２／３率４状態トレリスコーダに入る。次に、３
つのエンコードされた出力ビットＸ２ｎ,Ｘ１ｎ及びＸ
０ｎは、ｉビットパターンＸ２ｎＸ１ｎＸ０ｎの１０進
法に対応するものである場合の４Ｄ部分集合Ｓｉを選択
するために用いられる。次に、残りの２個のコード化さ
れない入力ビットＸ４ｎ及びＸ３ｎは、初期に選択され
た部分集合Ｓiから４Ｄ信号（Ｐｎ,Ｐｎ＋１）を選択す
るために用いられる。ビットエラーレート（ＢＥＲ）を
減じるために、グレイコーディングが図４に示されるよ
うにこの後者の選択において用いられる。
として、図６に示されるトレリスエンコーダ１１０のロ
ジックダイヤグラムで表わすことができる。図６は２ビ
ット／シンボルを有する４次元４状態トレリスコード化
８ＰＳＫを示す図である。図６において、「２Ｔ」は遅
延素子を、Ｔは信号間隔をそれぞれ示す。又「＋」は排
他的論理和を示すものである。図６において、２つの信
号間隔にわたって集められた４個の入力ビットのうち２
個は、２／３率４状態トレリスコーダに入る。次に、３
つのエンコードされた出力ビットＸ２ｎ,Ｘ１ｎ及びＸ
０ｎは、ｉビットパターンＸ２ｎＸ１ｎＸ０ｎの１０進
法に対応するものである場合の４Ｄ部分集合Ｓｉを選択
するために用いられる。次に、残りの２個のコード化さ
れない入力ビットＸ４ｎ及びＸ３ｎは、初期に選択され
た部分集合Ｓiから４Ｄ信号（Ｐｎ,Ｐｎ＋１）を選択す
るために用いられる。ビットエラーレート（ＢＥＲ）を
減じるために、グレイコーディングが図４に示されるよ
うにこの後者の選択において用いられる。
【００２７】４Ｄ ２／３率４状態トレリスコード化８
ＰＳＫのＭＴＤ、ＭＳＰＤ、ＭＤＤ１、ＭＤＤ２及びＭ
ＤＤ３は、それぞれ２，４，１，３及び５になるように
決定され得る。コードのＭＴＤ及びＭＳＰＤは、部分集
合Ｓｉ の部分集合内ＭＴＤ及びＭＳＰＤと同一にな
り、したがって所定分割のために最大にされる。この多
次元コードの小さなＭＴＤは、２Ｄトレリスコード化変
調スキームに対して有利に競わさせる。図４の８部分集
合分割を使用してこのコードを構成する際、その２乗ユ
ークリッド間隔（ＭＳＥＤ）は、３．１７に等しく、同
様に最大にされることが注目されるべきである。フェー
ジングチャネルのためにはさして重要ではないが、ＭＳ
ＥＤのこの最大化は、実際に実行する際はコストがかか
らない。
ＰＳＫのＭＴＤ、ＭＳＰＤ、ＭＤＤ１、ＭＤＤ２及びＭ
ＤＤ３は、それぞれ２，４，１，３及び５になるように
決定され得る。コードのＭＴＤ及びＭＳＰＤは、部分集
合Ｓｉ の部分集合内ＭＴＤ及びＭＳＰＤと同一にな
り、したがって所定分割のために最大にされる。この多
次元コードの小さなＭＴＤは、２Ｄトレリスコード化変
調スキームに対して有利に競わさせる。図４の８部分集
合分割を使用してこのコードを構成する際、その２乗ユ
ークリッド間隔（ＭＳＥＤ）は、３．１７に等しく、同
様に最大にされることが注目されるべきである。フェー
ジングチャネルのためにはさして重要ではないが、ＭＳ
ＥＤのこの最大化は、実際に実行する際はコストがかか
らない。
【００２８】さらにまた、インターリーバの適当な設計
は、上述のトレリスコードの色々なＭＤＤの追加的利点
を獲得できることが注目されるべきである。Ｌ．−Ｆ．
Ｗｅｉに対して１９９１年１０月８日に発行された米国
特許第５，０５６，１１２号に開示されているように、
インターリーバは、“有効なインターリービング長さ”
がインターリーバの“実際のインターリービング長さ”
より大きいという結果を伴って、“コードに整合する”
ように設計できる。
は、上述のトレリスコードの色々なＭＤＤの追加的利点
を獲得できることが注目されるべきである。Ｌ．−Ｆ．
Ｗｅｉに対して１９９１年１０月８日に発行された米国
特許第５，０５６，１１２号に開示されているように、
インターリーバは、“有効なインターリービング長さ”
がインターリーバの“実際のインターリービング長さ”
より大きいという結果を伴って、“コードに整合する”
ように設計できる。
【００２９】本件発明の原理を具体化した別の例示的ト
レリスコーディングスキームを図７乃至９に示す。図７
は２４点４次元６ＰＳＫの８部分集合分割を、図８は４
次元４状態トレリスコード化６ＰＳＫを、図９はフラク
ショナルビットエンコーダをそれぞれ表わす図である。
ここで、８図と９図の関連において、９図は８図と共に
上から下まで読むものである。２４点４Ｄ ６ＰＳＫ信
号空間配置は１組の２Ｄ ６ＰＳＫ信号空間配置をつな
ぐことによって形成される。信号空間配置は図７に示さ
れるような８部分集合に分割され、各部分集合は３組の
２Ｄ信号点からなる。各４Ｄ部分集合は３組だけの２Ｄ
信号点を有するので、図８に示されるように、８次元
（８Ｄ）プリコーダ１０８が入力データビットを処理す
るために用いられる。図８において、入力ビットストリ
ームは、４つの信号間隔にわたって集められかつフラク
ショナルビットエンコーダ１０９を介して２組のビット
に変換される７個の入力ビットからなる（後者は、奇数
の入力ビットを偶数の出力群に分けるので、フラクショ
ナルビットエンコーダと呼ばれる。）。フラクショナル
ビットエンコーダ１０９は図９に示される表にしたがっ
て動作する。図９から、リード線２０及び２１上の各出
力ビット組は、３つのビットパターンをとることができ
るだけであり、図６に示されるトレリスエンコーダ１１
０へビット組Ｘ４ｎＸ３ｎを介して２つの信号間隔毎に
交互に印加される。結果として、各ビット組Ｘ４ｎＸ３
ｎは、３つのビットパターン、００，０１及び１０をと
ることができるだけであり、図７及び８に示されるよう
に、トレリスコードで確認された４Ｄ部分集合から信号
点を選択するために用いられる。このトレリスコード
は、この分割に基づいた１．７５ビット／シンボルの帯
域幅効率を有する。このコードのＭＴＤ及びＭＳＰＤ
は、それぞれ２及び９になるように決定することができ
る。このコードのＭＤＤ１、ＭＤＤ２及びＭＤＤ３は、
それぞれ２、３及び７になる。
レリスコーディングスキームを図７乃至９に示す。図７
は２４点４次元６ＰＳＫの８部分集合分割を、図８は４
次元４状態トレリスコード化６ＰＳＫを、図９はフラク
ショナルビットエンコーダをそれぞれ表わす図である。
ここで、８図と９図の関連において、９図は８図と共に
上から下まで読むものである。２４点４Ｄ ６ＰＳＫ信
号空間配置は１組の２Ｄ ６ＰＳＫ信号空間配置をつな
ぐことによって形成される。信号空間配置は図７に示さ
れるような８部分集合に分割され、各部分集合は３組の
２Ｄ信号点からなる。各４Ｄ部分集合は３組だけの２Ｄ
信号点を有するので、図８に示されるように、８次元
（８Ｄ）プリコーダ１０８が入力データビットを処理す
るために用いられる。図８において、入力ビットストリ
ームは、４つの信号間隔にわたって集められかつフラク
ショナルビットエンコーダ１０９を介して２組のビット
に変換される７個の入力ビットからなる（後者は、奇数
の入力ビットを偶数の出力群に分けるので、フラクショ
ナルビットエンコーダと呼ばれる。）。フラクショナル
ビットエンコーダ１０９は図９に示される表にしたがっ
て動作する。図９から、リード線２０及び２１上の各出
力ビット組は、３つのビットパターンをとることができ
るだけであり、図６に示されるトレリスエンコーダ１１
０へビット組Ｘ４ｎＸ３ｎを介して２つの信号間隔毎に
交互に印加される。結果として、各ビット組Ｘ４ｎＸ３
ｎは、３つのビットパターン、００，０１及び１０をと
ることができるだけであり、図７及び８に示されるよう
に、トレリスコードで確認された４Ｄ部分集合から信号
点を選択するために用いられる。このトレリスコード
は、この分割に基づいた１．７５ビット／シンボルの帯
域幅効率を有する。このコードのＭＴＤ及びＭＳＰＤ
は、それぞれ２及び９になるように決定することができ
る。このコードのＭＤＤ１、ＭＤＤ２及びＭＤＤ３は、
それぞれ２、３及び７になる。
【００３０】前記のものは本件発明の原理を説明したに
すぎず、したがって当業者は、ここに明快に開示されな
いが本件発明の原理を具体化しかつその精神と範囲内に
ある種々の代替配置を工夫することができるであろうと
認められる。例えば、本件発明は、ディスクリートな機
能的なビルディングブロック、例えばトレリスエンコー
ダ、信号空間配置マッパ等を備えて履行されるものとし
てここでは説明されているが、１つまたはそれ以上のそ
れらのビルディングブロックのいずれの機能も、１つま
たはそれ以上の適当なプログラムされたプロセッサを使
用して実行できる。
すぎず、したがって当業者は、ここに明快に開示されな
いが本件発明の原理を具体化しかつその精神と範囲内に
ある種々の代替配置を工夫することができるであろうと
認められる。例えば、本件発明は、ディスクリートな機
能的なビルディングブロック、例えばトレリスエンコー
ダ、信号空間配置マッパ等を備えて履行されるものとし
てここでは説明されているが、１つまたはそれ以上のそ
れらのビルディングブロックのいずれの機能も、１つま
たはそれ以上の適当なプログラムされたプロセッサを使
用して実行できる。
【図１】本件発明が実施された通信システムのブロック
図である。
図である。
【図２】６に等しいＭのための例示的２Ｄ Ｍ−ＰＳＫ
信号空間配置である。
信号空間配置である。
【図３】８に等しいＭのための例示的２Ｄ Ｍ−ＰＳＫ
信号空間配置である。
信号空間配置である。
【図４】本件発明の原理を具体化した例示的４Ｄ ４状
態８ＰＳＫトレリスコード化変調スキームを図表的に表
わしたものである。
態８ＰＳＫトレリスコード化変調スキームを図表的に表
わしたものである。
【図５】本件発明の原理を具体化した例示的４Ｄ ４状
態８ＰＳＫトレリスコード化変調スキームを図表的に表
わしたものである。
態８ＰＳＫトレリスコード化変調スキームを図表的に表
わしたものである。
【図６】本件発明の原理を具体化した例示的４Ｄ ４状
態８ＰＳＫトレリスコード化変調スキームを図表的に表
わしたものである。
態８ＰＳＫトレリスコード化変調スキームを図表的に表
わしたものである。
【図７】本件発明の原理を具体化した例示的４Ｄ ４状
態６ＰＳＫトレリスコード化変調スキームを図表的に表
わしたものである。
態６ＰＳＫトレリスコード化変調スキームを図表的に表
わしたものである。
【図８】本件発明の原理を具体化した例示的４Ｄ ４状
態６ＰＳＫトレリスコード化変調スキームを図表的に表
わしたものである。
態６ＰＳＫトレリスコード化変調スキームを図表的に表
わしたものである。
【図９】図８に示されたフラクショナルビットエンコー
ダの動作を定義する真理値表である。
ダの動作を定義する真理値表である。
１０ 送話機 ２０ フェージングチャネル ３０ 受話機 １００ コード化変調回路網
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−841（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−288554（ＪＰ，Ａ) 欧州特許出願公開435507（ＥＰ，Ａ ２) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (18)
- 【請求項１】 Ｔ信号間隔毎の平均ｍ個のデータビット
からなる入力データのストリームを受信する過程と、こ
こでｍ＞０及びｔ＞０であり、 ２Ｎ次元信号点の複数のシーケンスのうちの１つに該入
力データのストリームをエンコードするためにトレリス
エンコーダを用いる過程であって、該２Ｎ次元信号点は
２Ｎ次元信号空間配置からとられ、該トレリスエンコー
ダはＸ重の時間ダイバーシチを有する過程と、ここでＮ
＞１及びＸ＞１であり該２Ｎ次元信号点のシーケンスを
送信する過程とからなり、 該信号空間配置は第１及び第２の集合からなり、各集合
は多数の部分集合からなり、各部分集合は少なくとも１
つの２Ｎ次元信号点からなり、 該トレリスエンコーダは多数の状態からなり、各状態は
複数の状態遷移を有し、該複数の状態遷移は同じ集合の
部分集合を割り当てられ、第１の集合の部分集合を割り
当てられた状態遷移を有する状態は第１の組に包含さ
れ、第２の集合の部分集合を割り当てられた状態遷移を
有する状態は第２の組に包含され、現在の状態とそれぞ
れ同じ組にある複数の次の状態との間の状態遷移には、
部分集合間のＭＴＤを最大にする部分集合が割り当てら
れることを特徴とする方法。 - 【請求項２】 請求項１に記載の方法において、現在の
状態から同じ組の複数の次の状態への状態遷移に対する
部分集合の割り当ては、さらにＭＳＰＤを最大にするこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項３】 請求項１に記載の方法において、さら
に、送信過程の前に２Ｎ次元信号点のシーケンスをイン
ターリーブする過程を含む方法。 - 【請求項４】 請求項１に記載の方法において、トレリ
スエンコーダを用いる過程は、 Ｔ信号間隔毎の平均ｍ＋ｒ個のデータビットからなる出
力データのストリームを供給する過程と、ここでｒ＞０
であり、 Ｎ信号間隔の各グループにおける出力データのストリー
ムを該信号空間配置からの２Ｎ次元信号点のうちの１つ
にマップする過程とを含む方法。 - 【請求項５】 請求項１に記載の方法において、該集合
の各々における部分集合内ＭＴＤ及び部分集合内ＭＳＰ
Ｄが最大にされる方法。 - 【請求項６】 請求項１に記載の方法において、該トレ
リスエンコーダは４状態トレリスコードであり、前記２
Ｎ次元信号空間配置は４Ｄ信号空間配置である方法。 - 【請求項７】 請求項６に記載の方法において、該方法
は、１に等しいＭＤＤ１と、３に等しいＭＤＤ２と、５
に等しいＭＤＤ３と、２に等しいＭＴＤとを有する方
法。 - 【請求項８】 請求項６に記載の方法において、該４Ｄ
信号空間配置は２Ｄ８ＰＳＫ信号空間配置からなる方
法。 - 【請求項９】 請求項６に記載の方法において、該４Ｄ
信号空間配置は２Ｄ６ＰＳＫ信号空間配置からなる方
法。 - 【請求項１０】 Ｔ信号間隔毎の平均ｍ個のデータビッ
トからなる入力データのストリームを受信するための手
段と、ここでｍ＞０及びＴ＞０であり、 複数の２Ｎ次元信号点のシーケンスのうちの１つに該入
力データのストリームをトレリスエンコードするための
手段であって、該２Ｎ次元信号点は２Ｎ次元信号空間配
置からとられ、該トレリスエンコードするための手段は
Ｘ重時間ダイバーシチを有する手段と、ここでＮ＞１及
びＸ＞１であり、 該２Ｎ次元信号点のシーケンスを送信するための手段か
らなり、 該信号空間配置は第１及び第２の集合からなり、各集合
は多数の部分集合からなり、各部分集合は少なくとも１
つの２Ｎ次元信号点からなり、 該トレリスエンコードするための手段は多数の状態から
なり、各状態は複数の状態遷移を有し、該複数の状態遷
移は同じ集合の部分集合を割り当てられ、第１の集合の
部分集合を割り当てられた状態遷移を有する状態は第１
の組に包含され、第２の集合の部分集合を割り当てられ
た状態遷移を有する状態は第２の組に包含され、現在の
状態とそれぞれ同じ組にある複数の次の状態との間のそ
れらの状態遷移には、部分集合間のＭＴＤを最大にする
部分集合を割り当てられることを特徴とする装置。 - 【請求項１１】 請求項１０に記載の方法において、現
在の状態から同じ組の複数の次の状態への状態遷移に対
する部分集合の割り当ては、さらにＭＳＰＤを最大にす
る装置。 - 【請求項１２】 請求項１０に記載の方法において、さ
らに、送信手段に入力する前に２Ｎ次元信号点のシーケ
ンスをインターリーブするための手段を含む装置。 - 【請求項１３】 請求項１０に記載の方法において、ト
レリスエンコードするための手段は、 Ｔ信号間隔毎の平均ｍ＋ｒ個のデータビットからなる出
力データのストリームを供給するための手段と、ここで
ｒ＞０であり、 Ｎ信号間隔の各グループにおける出力データのストリー
ムを該信号空間配置からの２Ｎ次元信号点のうちの１つ
にマップするための手段とを含む装置。 - 【請求項１４】 請求項１０に記載の方法において、該
集合の各々における部分集合内ＭＴＤ及び部分集合内Ｍ
ＳＰＤが最大にされる装置。 - 【請求項１５】 請求項１０に記載の方法において、該
トレリスエンコードするための手段は４状態トレリスコ
ードであり、該２Ｎ次元信号空間配置は４Ｄ信号空間配
置である装置。 - 【請求項１６】 請求項１５に記載の方法において、該
装置は、１に等しいＭＤＤ１と、３に等しいＭＤＤ２
と、５に等しいＭＤＤ３と、２に等しいＭＴＤとを有す
る装置。 - 【請求項１７】 請求項１５に記載の方法において、該
４Ｄ信号空間配置は２Ｄ ８ＰＳＫ信号空間配置からな
る装置。 - 【請求項１８】 請求項１５に記載の方法において、該
４Ｄ信号空間配置は２Ｄ ６ＰＳＫ信号空間配置からな
る装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US773828 | 1991-10-09 | ||
| US07/773,828 US5301209A (en) | 1991-10-09 | 1991-10-09 | Multidimensional trellis-coded modulation for fading channels |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05219128A JPH05219128A (ja) | 1993-08-27 |
| JP3286356B2 true JP3286356B2 (ja) | 2002-05-27 |
Family
ID=25099440
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27067092A Expired - Lifetime JP3286356B2 (ja) | 1991-10-09 | 1992-10-09 | フェージングチャネル用多次元トレリスコード化変調方法及び装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5301209A (ja) |
| EP (1) | EP0536948B1 (ja) |
| JP (1) | JP3286356B2 (ja) |
Families Citing this family (35)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2768169B2 (ja) * | 1992-09-22 | 1998-06-25 | 日本電気株式会社 | データ伝送方式 |
| JPH06205053A (ja) * | 1993-01-05 | 1994-07-22 | Yamaha Corp | 復号装置 |
| US5424881A (en) | 1993-02-01 | 1995-06-13 | Cirrus Logic, Inc. | Synchronous read channel |
| EP0620668B1 (en) * | 1993-04-15 | 2000-06-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Removal of plus/minus 90 and 180 phase errors in QAM receivers |
| US5619534A (en) * | 1993-05-07 | 1997-04-08 | Philips Electronics North America Corporatioin | Method and apparatus for reducing precoding loss when using a post-comb filtering approach to reduce co-channel interference in high definition television transmission |
| US5446758A (en) * | 1993-07-08 | 1995-08-29 | Motorola, Inc. | Device and method for precoding |
| US5673291A (en) * | 1994-09-14 | 1997-09-30 | Ericsson Inc. | Simultaneous demodulation and decoding of a digitally modulated radio signal using known symbols |
| US5514998A (en) * | 1994-01-27 | 1996-05-07 | Hughes Aircraft Company | Method and system for demodulating GMSK signals in a cellular digital packet data system |
| US5442646A (en) * | 1994-02-01 | 1995-08-15 | The Mitre Corporation | Subcarrier communication system |
| US5465273A (en) * | 1994-04-20 | 1995-11-07 | General Datacomm, Inc. | Modem utilizing parity and convolutional encoder feedback |
| US5960041A (en) * | 1995-09-21 | 1999-09-28 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for generating high rate codes for recording information on a magnetic medium |
| US6125150A (en) * | 1995-10-30 | 2000-09-26 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University | Transmission system using code designed for transmission with periodic interleaving |
| DE69831783T2 (de) * | 1997-06-13 | 2006-06-22 | Lucent Technologies Inc. | Mehrstufige codierung mit zeitdiversity |
| WO1999017509A1 (en) * | 1997-09-26 | 1999-04-08 | Ericsson Inc. | Symbol mappings for coded modulations |
| US6594319B1 (en) | 1998-10-16 | 2003-07-15 | Analog Devices, Inc. | Apparatus and method for determining the closest coset points in a trellis decoder |
| US6408419B1 (en) | 1999-07-01 | 2002-06-18 | Infineon Technologies North America Corp. | Trellis code for extended partial response maximum likelihood (EPRML) channel |
| US6891897B1 (en) * | 1999-07-23 | 2005-05-10 | Nortel Networks Limited | Space-time coding and channel estimation scheme, arrangement and method |
| US6278685B1 (en) * | 1999-08-19 | 2001-08-21 | Intellon Corporation | Robust transmission mode |
| US6680980B1 (en) | 1999-09-03 | 2004-01-20 | Infineon Technologies North America Corp. | Supporting ME2PRML and M2EPRML with the same trellis structure |
| WO2001028174A1 (en) * | 1999-10-14 | 2001-04-19 | Schatz, Yaakov | Reduced state sequence estimation signal detection method |
| US6715124B1 (en) * | 2000-02-14 | 2004-03-30 | Paradyne Corporation | Trellis interleaver and feedback precoder |
| US7251270B2 (en) * | 2000-06-20 | 2007-07-31 | Paradyne Corporation | Systems and methods for fractional bit rate encoding in a communication system |
| US6848065B1 (en) * | 2000-06-21 | 2005-01-25 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Bit error rate estimation |
| US6731878B1 (en) | 2000-08-17 | 2004-05-04 | At&T Corp | Free space optical communication link with diversity |
| US7106802B1 (en) * | 2000-09-28 | 2006-09-12 | Nokia Corporation | Apparatus, and associated method, for forming a modulated signal utilizing OTD and TCM techniques |
| US7298798B1 (en) * | 2001-08-24 | 2007-11-20 | Mediatek, Inc. | Method and system for decoding block codes |
| KR100454398B1 (ko) * | 2001-12-28 | 2004-10-26 | 한국전자통신연구원 | 적응형 모뎀 장치 및, 이에 적용되는 프래그머틱 복호기및 복호 방법 |
| CN1561600A (zh) * | 2002-04-04 | 2005-01-05 | 连宇通信有限公司 | 一种Rayleigh信道下时空TRELLIS编码方法 |
| US7809021B2 (en) | 2002-07-10 | 2010-10-05 | Solarflare Communications, Inc. | Communication system and encoding method having low overhead |
| US7065167B2 (en) * | 2002-07-10 | 2006-06-20 | Solarflare Communications, Inc. | Method and apparatus for constellation shaping |
| US7391834B2 (en) * | 2002-10-01 | 2008-06-24 | Intel Corporation | Pulse amplitude modulated system with reduced intersymbol interference |
| KR100841317B1 (ko) * | 2006-07-14 | 2008-06-26 | 엘지전자 주식회사 | 텔레비젼의 시스템 구동과 관련된 소프트웨어를 송수신하는 방법 및 그 장치 |
| US7720068B2 (en) | 2006-08-23 | 2010-05-18 | Solarflare Communications, Inc. | Method and system for a multi-rate gigabit media independent interface |
| US8984304B2 (en) * | 2007-11-12 | 2015-03-17 | Marvell International Ltd. | Active idle communication system |
| CN111541456B (zh) * | 2020-05-18 | 2023-07-18 | 深圳市埃伯瑞科技有限公司 | 一种连续变量分布的软网格编码方法及其解码方法 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4945549A (en) * | 1986-11-13 | 1990-07-31 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Trellis coded modulation for transmission over fading mobile satellite channel |
| US4980897A (en) * | 1988-08-12 | 1990-12-25 | Telebit Corporation | Multi-channel trellis encoder/decoder |
| US5029185A (en) * | 1989-07-28 | 1991-07-02 | At&T Bell Laboratories | Coded modulation for mobile radio |
| US5056112A (en) * | 1989-07-28 | 1991-10-08 | At&T Bell Laboratories | Interleaving in coded modulation for mobile radio |
| US5088113A (en) * | 1990-01-02 | 1992-02-11 | At&T Bell Laboratories | Diversity coded modulation |
| US5048057A (en) * | 1990-01-02 | 1991-09-10 | At&T Bell Laboratories | Wireless local area network |
-
1991
- 1991-10-09 US US07/773,828 patent/US5301209A/en not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-10-01 EP EP92308948A patent/EP0536948B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-10-09 JP JP27067092A patent/JP3286356B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0536948B1 (en) | 1997-12-17 |
| EP0536948A3 (en) | 1993-07-14 |
| JPH05219128A (ja) | 1993-08-27 |
| US5301209A (en) | 1994-04-05 |
| EP0536948A2 (en) | 1993-04-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3286356B2 (ja) | フェージングチャネル用多次元トレリスコード化変調方法及び装置 | |
| US5029185A (en) | Coded modulation for mobile radio | |
| US5548615A (en) | Methods and apparatus for rotationally invariant multilevel coding | |
| EP0619666B1 (en) | Rotationally invariant trellis coded modulation system | |
| US5115453A (en) | Technique for designing a multidimensional signaling scheme | |
| US5088113A (en) | Diversity coded modulation | |
| EP0154415B1 (en) | Coded modulation system | |
| JPH0834443B2 (ja) | 端数ビットレートのためのトレリス符号化方法および装置 | |
| US4562426A (en) | Symbol coding apparatus | |
| KR100924526B1 (ko) | 부분적 코히어런트 시스템을 위한 부호화 적용 변조기법 | |
| EP1262027B1 (en) | Method of differential coding and modulation | |
| Gersho et al. | Multidimensional signal constellations for voiceband data transmission | |
| JP2654321B2 (ja) | トレリス符号化の方法および装置 | |
| US5812602A (en) | System and device for, and method of, communicating according to a trellis code of baseband signals chosen from a fixed set of baseband signal points | |
| Cho et al. | BER analysis of arbitrary rectangular QAM | |
| WO1999017509A1 (en) | Symbol mappings for coded modulations | |
| AU667636B2 (en) | Method for encoding data | |
| KR20060106041A (ko) | 반-비아씨엠 기법을 이용하는 다중 레벨 부호 송수신기 | |
| US7346118B2 (en) | Method and apparatus for generating a 64 state 4-D Trellis code in DMT | |
| Okamoto et al. | One-way multimode transmission using block-coded modulation for mobile communications | |
| JPH05300181A (ja) | 移動通信用符号化変調装置及びその方法 | |
| CN1117246A (zh) | 对格栅编码的正交振幅调制信号解码的方法和设备 | |
| Makrakis et al. | On optimal detection of non-coherent trellis coded continuous phase modulation signals: discriminator detection |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20020206 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080308 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090308 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100308 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110308 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110308 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120308 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130308 Year of fee payment: 11 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130308 Year of fee payment: 11 |