JP3220136B2 - 任意波形発生装置 - Google Patents
任意波形発生装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電子交換機の呼出信号発生器や関数信号発生
器等の任意波形発生装置の回路の改良に関する。
器等の任意波形発生装置の回路の改良に関する。
従来の回路例としては、特開昭60−178760号公報に記
載のように、直流電圧を昇圧するコンバータと昇圧され
たコンバータの直流出力を電話機呼出信号周波数の正弦
波に変換するスイッチを有するものとなっていた。
載のように、直流電圧を昇圧するコンバータと昇圧され
たコンバータの直流出力を電話機呼出信号周波数の正弦
波に変換するスイッチを有するものとなっていた。
上記従来技術は、２次側にあるエミッタフォロワによ
り矩形波を正弦波に整形しているため次の問題が有る。
り矩形波を正弦波に整形しているため次の問題が有る。
1.エミッタフォロワの損失が大きいので、発熱処理に要
する費用が大きい。
する費用が大きい。
2.高い電圧を出力する場合、大電力高耐圧のエミッタフ
ォロワ用トランジスタが必要となり高価である。
ォロワ用トランジスタが必要となり高価である。
3.エミッタフォロワの駆動用増幅器も、出力電圧と同じ
電圧が必要となり、この電圧を発生する電源が別に必要
であり実装スペース、効率、コスト的に実現性が困難で
ある。
電圧が必要となり、この電圧を発生する電源が別に必要
であり実装スペース、効率、コスト的に実現性が困難で
ある。
4.さらに電話機呼出し信号のように周波数精度の規格の
厳しい場合には特に、製造時回路定数を調整し周波数を
合わせ込むような手間のかかる処置が必要である。
厳しい場合には特に、製造時回路定数を調整し周波数を
合わせ込むような手間のかかる処置が必要である。
本発明はこのような問題を解決し、損失の少ない小形
高性能な任意波形発生装置を提供することを目的とす
る。
高性能な任意波形発生装置を提供することを目的とす
る。
上記の目的を達成するための本発明の任意波形発生装
置は、例えば第１図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示すよう
に、発振素子を含む発振回路と、該発振回路の周波数を
分周する分周回路と、該分周回路にて生成したディジタ
ル信号を用いて同じ周期でパルス幅のみ異なる複数のパ
ルス幅変調信号を発生させる複数のＳ−Ｒフリップフロ
ップ回路及びシフトカウンタにより構成されるディジタ
ルパルス幅変調信号発生回路と、上記複数のパルス幅変
調信号から出力電圧に応じて修正されたアップダウンカ
ウンタの出力に対応した１つの上記パルス幅変調信号を
選択し、繰り返し周期毎にスイッチング回路へ送り出す
信号選択回路と、上記スイッチング回路により１次側に
断続的に電流が流れるトランスと、該トランスの２次側
に接続された正負の極性を切替える出力交流化スイッチ
を有する出力回路とを備えることを特徴とする。
置は、例えば第１図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示すよう
に、発振素子を含む発振回路と、該発振回路の周波数を
分周する分周回路と、該分周回路にて生成したディジタ
ル信号を用いて同じ周期でパルス幅のみ異なる複数のパ
ルス幅変調信号を発生させる複数のＳ−Ｒフリップフロ
ップ回路及びシフトカウンタにより構成されるディジタ
ルパルス幅変調信号発生回路と、上記複数のパルス幅変
調信号から出力電圧に応じて修正されたアップダウンカ
ウンタの出力に対応した１つの上記パルス幅変調信号を
選択し、繰り返し周期毎にスイッチング回路へ送り出す
信号選択回路と、上記スイッチング回路により１次側に
断続的に電流が流れるトランスと、該トランスの２次側
に接続された正負の極性を切替える出力交流化スイッチ
を有する出力回路とを備えることを特徴とする。
あるいは、上記出力電圧を整流回路と平滑回路にて直
流信号に変換し、該直流信号をA/Dコンバータにてディ
ジタル信号に変換する出力電圧検出回路を有し、上記信
号選択回路は上記複数のパルス幅変調信号から上記出力
電圧検出回路の上記ディジタル信号に応じて修正された
上記アップダウンカウンタの出力に対応した１つの上記
パルス幅変調信号を選択することを特徴とする。
流信号に変換し、該直流信号をA/Dコンバータにてディ
ジタル信号に変換する出力電圧検出回路を有し、上記信
号選択回路は上記複数のパルス幅変調信号から上記出力
電圧検出回路の上記ディジタル信号に応じて修正された
上記アップダウンカウンタの出力に対応した１つの上記
パルス幅変調信号を選択することを特徴とする。
水晶発振器は安定した周波数のディジタルクロックを
供給する。これによりトランスの１次側スイッチング回
路の動作周波数及び電話機呼出信号周波数や任意波形周
波数双方の高安定化ができるので、製造時回路定数を調
整し周波数を合せ込む必要がなくなる。
供給する。これによりトランスの１次側スイッチング回
路の動作周波数及び電話機呼出信号周波数や任意波形周
波数双方の高安定化ができるので、製造時回路定数を調
整し周波数を合せ込む必要がなくなる。
本発明の発振回路、分周回路、ディジタルパルス幅変
調信号発生回路、選択回路およびその制御回路の構成
は、任意波形に対応するパルス幅変調信号に相当するパ
ルス幅の異なる信号を発生させて、トランスの１次側に
挿入したスイッチ回路にこの信号を選択的に与えるもの
であり、これによりトランス１次側のスイッチ回路のオ
ン時間を変化させ、これにより、２次側に任意波形に応
ずる段階状の波形を発生させるものである。この回路構
成によれば、従来のように、２次側でトランジスタ等の
スイッチ回路を用いて直流出力から目的の波形に変換生
成するような必要がないので、スイッチ回路部での損失
を大幅に軽減することが可能になる。
調信号発生回路、選択回路およびその制御回路の構成
は、任意波形に対応するパルス幅変調信号に相当するパ
ルス幅の異なる信号を発生させて、トランスの１次側に
挿入したスイッチ回路にこの信号を選択的に与えるもの
であり、これによりトランス１次側のスイッチ回路のオ
ン時間を変化させ、これにより、２次側に任意波形に応
ずる段階状の波形を発生させるものである。この回路構
成によれば、従来のように、２次側でトランジスタ等の
スイッチ回路を用いて直流出力から目的の波形に変換生
成するような必要がないので、スイッチ回路部での損失
を大幅に軽減することが可能になる。
ここでトランスの１次側のスイッチ動作を高周波的に
行えば出力トランスを小形にすることが可能になる。ま
た上記の回路構成はディジタル的に制御されているので
この制御部を集積化することが容易で、これにより装置
が一層小形化される。
行えば出力トランスを小形にすることが可能になる。ま
た上記の回路構成はディジタル的に制御されているので
この制御部を集積化することが容易で、これにより装置
が一層小形化される。
さらにディジタル制御により温度、入力電圧変化に対
して安定化した出力が得やすくなる。また上記の出力検
出して帰還する帰還回路は出力の安定化や、異常時の出
力停止等の動作を可能にする。
して安定化した出力が得やすくなる。また上記の出力検
出して帰還する帰還回路は出力の安定化や、異常時の出
力停止等の動作を可能にする。
第１図（ａ）は本発明実施例の基本概念を簡単なブロ
ック構成で示したもので、クロック（水晶発振回路）
１、出力極性判定制御回路２−２、高周波スイッチング
回路３（ａ）、スイッチング回路６、トランス７および
積分回路８−１から成る。
ック構成で示したもので、クロック（水晶発振回路）
１、出力極性判定制御回路２−２、高周波スイッチング
回路３（ａ）、スイッチング回路６、トランス７および
積分回路８−１から成る。
第１図（ｂ）は、第１図（ａ）のディジタル回路部を
詳しく展開したもので、クロック分周回路２−１、出力
極性判定制御回路２−２、タイマー回路２−３、ディジ
タルパルス幅変調信号発生回路３、アップダウンカウン
タ４−２、信号選択回路５およびスイッチング回路６監
視回路10からなる。
詳しく展開したもので、クロック分周回路２−１、出力
極性判定制御回路２−２、タイマー回路２−３、ディジ
タルパルス幅変調信号発生回路３、アップダウンカウン
タ４−２、信号選択回路５およびスイッチング回路６監
視回路10からなる。
第１図（ｃ）は第１図（ａ）と第１図（ｂ）とを統合
して実施例の基本構成をブロック図で示したものであ
る。クロック（水晶発振回路）１、分周回路２、ディジ
タルパルス幅変調信号発生回路３、アップダウンカウン
タ４−２、信号選択回路５、スイッチング回路６、トラ
ンス７、出力回路８及び誤差情報をディジタル信号出力
できる出力電圧検出回路９からなる。ここで、第２図の
実施例を参照して具体的な構成を示すと、ディジタルパ
ルス幅変調信号発生回路３は、分周回路２から同じ周期
でパルス幅のみ異なる複数のディジタルパルス幅変調信
号を発生させる複数のＳ−Ｒフリップフロップ回路３−
１及びシフトカウンタ３−２により構成され、信号選択
回路５はエンコーダ４−１、アップダウンカウンタ４−
２及びセレクタ５−１により構成され、信号選択回路５
は複数のパルス幅変調信号から出力電圧に応じて修正さ
れたアップダウンカウンタ４−２の出力に対応した１つ
のパルス幅変調信号を選択し、繰り返し周期毎にスイッ
チング回路６へ送り出し、出力回路８は、スイッチング
回路６により１次側に断続的に電流が流れるトランス７
と、トランス７の２次側に接続された正負の極性を切替
える出力交流化スイッチ８−３、４を備えている。ま
た、出力電圧を整流器８−８と平滑回路８−９にて直流
信号に変換し、該直流信号をA/Dコンバータにてディジ
タル信号に変換する出力電圧検出回路９を有し、セレク
タ５−１は出力電圧検出回路９の信号を受けて、スイッ
チング回路６のパルス幅を選択し、該パルス幅の選択を
可変させている。それぞれの動作については次の実施例
の説明の中で詳述する。
して実施例の基本構成をブロック図で示したものであ
る。クロック（水晶発振回路）１、分周回路２、ディジ
タルパルス幅変調信号発生回路３、アップダウンカウン
タ４−２、信号選択回路５、スイッチング回路６、トラ
ンス７、出力回路８及び誤差情報をディジタル信号出力
できる出力電圧検出回路９からなる。ここで、第２図の
実施例を参照して具体的な構成を示すと、ディジタルパ
ルス幅変調信号発生回路３は、分周回路２から同じ周期
でパルス幅のみ異なる複数のディジタルパルス幅変調信
号を発生させる複数のＳ−Ｒフリップフロップ回路３−
１及びシフトカウンタ３−２により構成され、信号選択
回路５はエンコーダ４−１、アップダウンカウンタ４−
２及びセレクタ５−１により構成され、信号選択回路５
は複数のパルス幅変調信号から出力電圧に応じて修正さ
れたアップダウンカウンタ４−２の出力に対応した１つ
のパルス幅変調信号を選択し、繰り返し周期毎にスイッ
チング回路６へ送り出し、出力回路８は、スイッチング
回路６により１次側に断続的に電流が流れるトランス７
と、トランス７の２次側に接続された正負の極性を切替
える出力交流化スイッチ８−３、４を備えている。ま
た、出力電圧を整流器８−８と平滑回路８−９にて直流
信号に変換し、該直流信号をA/Dコンバータにてディジ
タル信号に変換する出力電圧検出回路９を有し、セレク
タ５−１は出力電圧検出回路９の信号を受けて、スイッ
チング回路６のパルス幅を選択し、該パルス幅の選択を
可変させている。それぞれの動作については次の実施例
の説明の中で詳述する。
第２図は電話機呼出信号用正弦波発生器に本発明を応
用した例図であり、第３図は第２図各部の動作波形とそ
のタイミングを示した図である。
用した例図であり、第３図は第２図各部の動作波形とそ
のタイミングを示した図である。
クロック１は水晶発振回路で発振周波数f1は2.6MHzま
たは5.2MHzでこれは、電話機呼出信号の周波数f4の2m倍
で、例えばf4＝20Hzのときｍ＝18とすればf1＝5.2MHzと
なる。２は分周回路で、ディジタルパルス幅変調（DPW
M）信号発生回路に必要な周波数f2-1とf2-3、選択回路
に必要な周波数f3、および電話機呼出信号周波数f4等を
生成する。３−１はセット−リセット（Ｓ−Ｒ）フリッ
プフロップをｎ個並列に並べたもので、周波数f2-1毎に
セットされ、３−２のシフトカウンタの出力によりリセ
ットされる。このＳ−Ｒフリップフロップの出力がパル
ス幅変調信号PWMnである。シフトカウンタ３−２は周波
数f3に同期して動作する。例えば、電話機呼出信号周波
数f4が20Hzのとき、1/4周期を８等分すると１区切りが
位相量的に表示すればπ/16となる。段階波の最初のス
テップの出力を０、第２ステップの出力を１すれば、正
弦波状の階段波形を得るには各ステップの出力がPWM0＝
０、PWM1＝１、PWM2＝２、PWM3＝３、PWM4＝４、PWM5＝
４、PWM6＝５、PWM7＝５となるようにパルス幅を決めれ
ばよい。f2-1＝100kHzとすれば、f2-2は800kHzとし、３
−２は８進シフトカウンタを用いる。これらの３−１と
３−２が第１図におけるディジタルパルス幅変調信号発
生回路に相当する。
たは5.2MHzでこれは、電話機呼出信号の周波数f4の2m倍
で、例えばf4＝20Hzのときｍ＝18とすればf1＝5.2MHzと
なる。２は分周回路で、ディジタルパルス幅変調（DPW
M）信号発生回路に必要な周波数f2-1とf2-3、選択回路
に必要な周波数f3、および電話機呼出信号周波数f4等を
生成する。３−１はセット−リセット（Ｓ−Ｒ）フリッ
プフロップをｎ個並列に並べたもので、周波数f2-1毎に
セットされ、３−２のシフトカウンタの出力によりリセ
ットされる。このＳ−Ｒフリップフロップの出力がパル
ス幅変調信号PWMnである。シフトカウンタ３−２は周波
数f3に同期して動作する。例えば、電話機呼出信号周波
数f4が20Hzのとき、1/4周期を８等分すると１区切りが
位相量的に表示すればπ/16となる。段階波の最初のス
テップの出力を０、第２ステップの出力を１すれば、正
弦波状の階段波形を得るには各ステップの出力がPWM0＝
０、PWM1＝１、PWM2＝２、PWM3＝３、PWM4＝４、PWM5＝
４、PWM6＝５、PWM7＝５となるようにパルス幅を決めれ
ばよい。f2-1＝100kHzとすれば、f2-2は800kHzとし、３
−２は８進シフトカウンタを用いる。これらの３−１と
３−２が第１図におけるディジタルパルス幅変調信号発
生回路に相当する。
４−１は４−２とともに選択信号発生回路を構成し、
４−１はエンコーダでその入力はｎ進のアップダウンカ
ウンタ４−２とA/Dコンバータ９−１である。エンコー
ダ４−１はA/Dコンバータ９−１の出力が期待値に比べ
て大きい場合はアップダウンカウンタ４−２の出力から
“1"だけ減算をし、小さい場合はアップダウンカウンタ
４−２の出力をそのまま出すように動作する。アップダ
ウンカウンタ４−２の動作周波数は、例えば、PWMnのｎ
が８のとき、電話機呼出信号周波数が20Hzであれば、64
0Hzとなる。アップダウン信号の切替周波数f3は40Hzで
ある。セレクタ５−１はエンコーダ４−１の信号に従い
PWM1〜ｎの中から任意の信号を信号の繰り返し周期毎に
１つだけ選ぶように動作し且つ出力正弦波が零クロスす
る部分はディスエーブルとなりPWM0＝“0"を送出する。
これにより出力交流化スイッチ８−３および８−４の切
替動作を確実に行なう。５−２は信号選択回路５の一部
でありかつスイッチングトランジスタ６をドライブする
ためのドライバでイネーブル端子ENを備えている。A/D
コンバータ９−２で出力過電圧又は低電圧を検出したと
き、ENを零レベルにしドライバ５−２をディスエーブル
とし、スイッチングトランジスタ６をオフにし、出力を
停止する。フライバックトランス７により１次側パルス
幅変化が２次側では電圧変化として現われる。１次側の
電圧をV1、スイッチ６のオン期間をTON、オフ期間をT
OFF、２次側の電圧V2、トランスの巻数比をｎとするとV
1とV2には次の関係がある。
４−１はエンコーダでその入力はｎ進のアップダウンカ
ウンタ４−２とA/Dコンバータ９−１である。エンコー
ダ４−１はA/Dコンバータ９−１の出力が期待値に比べ
て大きい場合はアップダウンカウンタ４−２の出力から
“1"だけ減算をし、小さい場合はアップダウンカウンタ
４−２の出力をそのまま出すように動作する。アップダ
ウンカウンタ４−２の動作周波数は、例えば、PWMnのｎ
が８のとき、電話機呼出信号周波数が20Hzであれば、64
0Hzとなる。アップダウン信号の切替周波数f3は40Hzで
ある。セレクタ５−１はエンコーダ４−１の信号に従い
PWM1〜ｎの中から任意の信号を信号の繰り返し周期毎に
１つだけ選ぶように動作し且つ出力正弦波が零クロスす
る部分はディスエーブルとなりPWM0＝“0"を送出する。
これにより出力交流化スイッチ８−３および８−４の切
替動作を確実に行なう。５−２は信号選択回路５の一部
でありかつスイッチングトランジスタ６をドライブする
ためのドライバでイネーブル端子ENを備えている。A/D
コンバータ９−２で出力過電圧又は低電圧を検出したと
き、ENを零レベルにしドライバ５−２をディスエーブル
とし、スイッチングトランジスタ６をオフにし、出力を
停止する。フライバックトランス７により１次側パルス
幅変化が２次側では電圧変化として現われる。１次側の
電圧をV1、スイッチ６のオン期間をTON、オフ期間をT
OFF、２次側の電圧V2、トランスの巻数比をｎとするとV
1とV2には次の関係がある。
つまりV1が一定のとき、１次側のパルス幅を広げて行
くと、V2が大きくなり、正弦波に近似した階段状の波形
を２次側に得ることができる。８−１および８−２は出
力整流ダイオードで、スイッチングトランジスタ６がオ
ンのとき、出力を阻止する。８−３および８−４は出力
交流化スイッチでインバータ８−５により交互に切替え
られ、正負の交流を生成する。８−６および８−７は出
力電圧分割抵抗器でこれにより分圧された小信号を整流
器８−８で整流し、更に平滑回路８−９で比較的安定し
た直流信号とした後A/Dコンバータ９−１及び９−２の
入力として供する。
くと、V2が大きくなり、正弦波に近似した階段状の波形
を２次側に得ることができる。８−１および８−２は出
力整流ダイオードで、スイッチングトランジスタ６がオ
ンのとき、出力を阻止する。８−３および８−４は出力
交流化スイッチでインバータ８−５により交互に切替え
られ、正負の交流を生成する。８−６および８−７は出
力電圧分割抵抗器でこれにより分圧された小信号を整流
器８−８で整流し、更に平滑回路８−９で比較的安定し
た直流信号とした後A/Dコンバータ９−１及び９−２の
入力として供する。
第３図は第２図各部の信号波形を示したものである。
（ａ）は出力正弦波と本発明による階段状近似波形を示
す。例えば20Hzの正弦波出力とするとT4＝50ms、f4＝20
Hzとなる。（ｂ）はｍ進アップダウンカウンタの切替信
号を示したもので、出力正弦波が20Hzのとき、T3＝25m
s、f3＝40Hzである。（ｃ）は出力交流化スイッチ切替
信号である。（ｄ）〜（ｋ）はPWM0〜PWM7の例を示した
もので例えば繰り返し周波数は100kHzを使用する。これ
によって上記トランスの１次側のスイッチをオンオフし
て（ａ）に示すような階段状近似波形の出力を形成する
ものである。
（ａ）は出力正弦波と本発明による階段状近似波形を示
す。例えば20Hzの正弦波出力とするとT4＝50ms、f4＝20
Hzとなる。（ｂ）はｍ進アップダウンカウンタの切替信
号を示したもので、出力正弦波が20Hzのとき、T3＝25m
s、f3＝40Hzである。（ｃ）は出力交流化スイッチ切替
信号である。（ｄ）〜（ｋ）はPWM0〜PWM7の例を示した
もので例えば繰り返し周波数は100kHzを使用する。これ
によって上記トランスの１次側のスイッチをオンオフし
て（ａ）に示すような階段状近似波形の出力を形成する
ものである。
第２図記載の実施例において、エンコーダ４−１は第
３図の正弦波に対応する電圧を出すため、セレクタ５−
１にてパルス（ｄ）〜（ｋ）のうち１つを選ぶように信
号を出力する。また、アップダウンカウンタ４−２はパ
ルスが（ｄ）→（ｋ）→（ｄ）となるようにエンコード
するために制御する。またＳ−Ｒフリップフロップ３−
１は第３図パルス（ｄ）〜（ｋ）の異なるパルス幅を作
るため、シフトカウンタ３−２にてＳ−Ｒフリップフロ
ップ３−１をリセットする時間を順番に遅らせるように
動作する。
３図の正弦波に対応する電圧を出すため、セレクタ５−
１にてパルス（ｄ）〜（ｋ）のうち１つを選ぶように信
号を出力する。また、アップダウンカウンタ４−２はパ
ルスが（ｄ）→（ｋ）→（ｄ）となるようにエンコード
するために制御する。またＳ−Ｒフリップフロップ３−
１は第３図パルス（ｄ）〜（ｋ）の異なるパルス幅を作
るため、シフトカウンタ３−２にてＳ−Ｒフリップフロ
ップ３−１をリセットする時間を順番に遅らせるように
動作する。
第４図は、上記したディジタル制御回路部を１チップ
集積回路化した場合の任意波形発生回路構成例を示した
もので、X1〜Xnにディジタル信号を入力することによ
り、予め集積回路内に記憶されている各種のパルス幅の
信号波形を選んで出力することができる。
集積回路化した場合の任意波形発生回路構成例を示した
もので、X1〜Xnにディジタル信号を入力することによ
り、予め集積回路内に記憶されている各種のパルス幅の
信号波形を選んで出力することができる。
以上説明したように本発明によれば次のような効果が
ある。
ある。
周波数が高安定なので、製造時回路定数を調整して周
波数を合わせ込む必要がない。
波数を合わせ込む必要がない。
電話機呼出信号発生器への応答に於ては出力波形が正
弦波に近いため、加入者ケーブルでの漏話量が小さくな
る。また、任意波形発生装置への応用については、高周
波スイッチングのため出力トランスの小形化が可能であ
り、更に、ディジタル制御のため、制御回路の集積化が
容易のためより一層の小形化が可能である。最後に、デ
ィジタル制御のため温度、入力電圧変化に対して安定し
た出力が得られるという効果が得られる。
弦波に近いため、加入者ケーブルでの漏話量が小さくな
る。また、任意波形発生装置への応用については、高周
波スイッチングのため出力トランスの小形化が可能であ
り、更に、ディジタル制御のため、制御回路の集積化が
容易のためより一層の小形化が可能である。最後に、デ
ィジタル制御のため温度、入力電圧変化に対して安定し
た出力が得られるという効果が得られる。
第１図（ａ）は本発明実施例の基本概念を示すブロック
図、第１図（ｂ）は、第１図（ａ）のディジタル回路部
を詳しく展開した図、第１図（ｃ）は実施例の基本構成
を示すブロック図である。第２図は本発明の具体的実施
例を示したブロック図である。第３図は、第２図各部の
動作波形とそのタイミングを示したものである。第４図
は制御回路部を１チップ集積回路化した場合の基本構成
を示す。 符号の説明 １……クロック（水晶発振回路） ２……分周回路 ３……ディジタルパルス幅変調信号発生回路 ４……選択信号発生回路 ５……信号選択回路 ６……スイッチング回路 ７……トランス ８……出力回路 ９……出力電圧検出回路 10……監視回路 11……集積回路
図、第１図（ｂ）は、第１図（ａ）のディジタル回路部
を詳しく展開した図、第１図（ｃ）は実施例の基本構成
を示すブロック図である。第２図は本発明の具体的実施
例を示したブロック図である。第３図は、第２図各部の
動作波形とそのタイミングを示したものである。第４図
は制御回路部を１チップ集積回路化した場合の基本構成
を示す。 符号の説明 １……クロック（水晶発振回路） ２……分周回路 ３……ディジタルパルス幅変調信号発生回路 ４……選択信号発生回路 ５……信号選択回路 ６……スイッチング回路 ７……トランス ８……出力回路 ９……出力電圧検出回路 10……監視回路 11……集積回路
Claims (2)
- 【請求項１】発振素子を含む発振回路と、該発振回路の
周波数を分周する分周回路と、該分周回路にて生成した
ディジタル信号を用いて同じ周期でパルス幅のみ異なる
複数のパルス幅変調信号を発生させる複数のＳ−Ｒフリ
ップフロップ回路及びシフトカウンタにより構成される
ディジタルパルス幅変調信号発生回路と、上記複数のパ
ルス幅変調信号から出力電圧に応じて修正されたアップ
ダウンカウンタの出力に対応した１つの上記パルス幅変
調信号を選択し、繰り返し周期毎にスイッチング回路へ
送り出す信号選択回路と、上記スイッチング回路により
１次側に断続的に電流が流れるトランスと、該トランス
の２次側に接続された正負の極性を切替える出力交流化
スイッチを有する出力回路とを備えることを特徴とする
任意波形発生装置。 - 【請求項２】上記出力電圧を整流回路と平滑回路にて直
流信号に変換し、該直流信号をA/Dコンバータにてディ
ジタル信号に変換する出力電圧検出回路を有し、上記信
号選択回路は上記複数のパルス幅変調信号から上記出力
電圧検出回路の上記ディジタル信号に応じて修正された
上記アップダウンカウンタの出力に対応した１つの上記
パルス幅変調信号を選択することを特徴とする請求項１
に記載の任意波形発生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23399590A JP3220136B2 (ja) | 1990-09-04 | 1990-09-04 | 任意波形発生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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1990
- 1990-09-04 JP JP23399590A patent/JP3220136B2/ja not_active Expired - Fee Related
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