JP3216786B2 - 容量性負荷のための直流高電圧電源装置 - Google Patents
容量性負荷のための直流高電圧電源装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】 本発明は容量性負荷のための直
流高電圧電源装置に関する。
流高電圧電源装置に関する。
【０００２】
【従来技術】 ある種のレーザ装置においては，コンデ
ンサに蓄えた高電圧エネルギーを放電することにより動
作するものがある。放電した後は，再び充電して次のサ
イクルのために備える。このような用途の直流高電圧電
源装置においては，所定の電圧により速く充電すること
と，その充電電圧の値を必要な程度に安定化することが
望ましい。容量性負荷は，その充電初期は等価的に短絡
であり，所定電圧に到達した後は，無負荷状態に近い。
このように負荷の等価抵抗値が激しく変化するので，高
電圧電源装置の制御には困難な問題がある。
ンサに蓄えた高電圧エネルギーを放電することにより動
作するものがある。放電した後は，再び充電して次のサ
イクルのために備える。このような用途の直流高電圧電
源装置においては，所定の電圧により速く充電すること
と，その充電電圧の値を必要な程度に安定化することが
望ましい。容量性負荷は，その充電初期は等価的に短絡
であり，所定電圧に到達した後は，無負荷状態に近い。
このように負荷の等価抵抗値が激しく変化するので，高
電圧電源装置の制御には困難な問題がある。
【０００３】 従来は，この目的のために電圧検出して
定電圧制御する方式がある。この方式においては充電速
度を速くすることはできるが，所定電圧を越えるとハン
チングやオーバーシュートの現象が生ずる。
定電圧制御する方式がある。この方式においては充電速
度を速くすることはできるが，所定電圧を越えるとハン
チングやオーバーシュートの現象が生ずる。
【０００４】 また，他の方式として電流検出して定電
流制御する方式においては，スムーズに充電制御でき，
オーバーシュートを避ける利点はある。しかしながら，
電流検出回路においては，整流回路に起因するリプル電
圧が存在し，このリプル電圧は充電時には負荷が実質的
に短絡状態となることにより増大するため，検出信号を
平均化することが避けられない。この平均化により，制
御の応答速度が遅くなる問題がある。
流制御する方式においては，スムーズに充電制御でき，
オーバーシュートを避ける利点はある。しかしながら，
電流検出回路においては，整流回路に起因するリプル電
圧が存在し，このリプル電圧は充電時には負荷が実質的
に短絡状態となることにより増大するため，検出信号を
平均化することが避けられない。この平均化により，制
御の応答速度が遅くなる問題がある。
【０００５】 あるいは，実公平６−４６２３１号公報
には以下の構成の高電圧電源装置が示されている。ドラ
イブ回路から供給されるパルス信号で入力直流電圧をチ
ョッピングする手段と，このチョッピングされた電圧よ
り高電圧の出力直流電圧を得る手段と，この出力直流電
圧が印加される負荷と，出力直流電圧に対応した直流電
圧と基準電圧とを比較して出力直流電圧が第１の電圧以
下である第１の状態と出力直流電圧がこの第１の電圧よ
り高い第２の電圧以上である第２の状態とを検知する比
較回路と，この比較回路の出力信号により第１の状態で
制御パルス信号をドライブ回路に供給して入力直流電圧
のチョッピングを開始させるとともに第２の状態で制御
パルス信号のドライブ回路への供給を遮断して入力チョ
ッピングを停止する制御回路とを具備して高電圧電源装
置が構成される。この構成によれば，出力電圧の安定化
のために帰還回路に利得の大きな誤差増幅器が不要とな
るため，負荷が容量性の場合においても，ハンチングの
発生しない直流高電圧電源装置を得ることができる。し
かしながら，出力直流電圧の安定化については，第１の
電圧と第２の電圧との幅に対応する電圧変動は，本質的
に避けられない。
には以下の構成の高電圧電源装置が示されている。ドラ
イブ回路から供給されるパルス信号で入力直流電圧をチ
ョッピングする手段と，このチョッピングされた電圧よ
り高電圧の出力直流電圧を得る手段と，この出力直流電
圧が印加される負荷と，出力直流電圧に対応した直流電
圧と基準電圧とを比較して出力直流電圧が第１の電圧以
下である第１の状態と出力直流電圧がこの第１の電圧よ
り高い第２の電圧以上である第２の状態とを検知する比
較回路と，この比較回路の出力信号により第１の状態で
制御パルス信号をドライブ回路に供給して入力直流電圧
のチョッピングを開始させるとともに第２の状態で制御
パルス信号のドライブ回路への供給を遮断して入力チョ
ッピングを停止する制御回路とを具備して高電圧電源装
置が構成される。この構成によれば，出力電圧の安定化
のために帰還回路に利得の大きな誤差増幅器が不要とな
るため，負荷が容量性の場合においても，ハンチングの
発生しない直流高電圧電源装置を得ることができる。し
かしながら，出力直流電圧の安定化については，第１の
電圧と第２の電圧との幅に対応する電圧変動は，本質的
に避けられない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】 本発明は，容量性負
荷のための高電圧電源装置において，充電速度はより速
く，出力直流電圧の安定化については，オーバーシュー
トやハンチングのない高安定度を得るようにすることを
課題とする。
荷のための高電圧電源装置において，充電速度はより速
く，出力直流電圧の安定化については，オーバーシュー
トやハンチングのない高安定度を得るようにすることを
課題とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】 本発明は，この課題を
解決するため，直流電源からの直流電圧をスイッチング
して高周波電圧に変換するインバータ回路と，この高周
波電圧を昇圧する変圧器と，昇圧された高周波電圧を整
流する整流器と，この整流器の出力側に直列接続された
負荷であるコンデンサと，前記整流器の出力電圧を検出
する電圧検出回路と，前記インバータ回路を制御する制
御回路と，該この制御回路からの制御信号を受けて前記
インバータ回路を駆動するパルス幅変調回路ＰＷＭとを
備えた電源装置において, 前記制御回路は，前記電圧
検出回路の検出信号と所定出力電圧に対応する基準電圧
とを比較する高速コンパレータと，前記電圧検出回路の
検出信号と前記基準電圧よりやや低い第２の基準電圧と
を比較する演算増幅器と，前記高速コンパレータの出力
及び前記演算増幅器の出力とパルス幅変調回路ＰＷＭの
入力側との間に接続された積分回路とを備え，前記電圧
検出回路の検出信号が前記第２の基準電圧を超えた時
は、前記演算増幅器の出力信号が前記積分回路を介して
前記パルス幅変調回路ＰＷＭの入力側に与えられ、前記
負荷であるコンデンサへの充電速度を緩やかにすること
を特徴とする容量性負荷のための直流高電圧電源装置を
提案する。
解決するため，直流電源からの直流電圧をスイッチング
して高周波電圧に変換するインバータ回路と，この高周
波電圧を昇圧する変圧器と，昇圧された高周波電圧を整
流する整流器と，この整流器の出力側に直列接続された
負荷であるコンデンサと，前記整流器の出力電圧を検出
する電圧検出回路と，前記インバータ回路を制御する制
御回路と，該この制御回路からの制御信号を受けて前記
インバータ回路を駆動するパルス幅変調回路ＰＷＭとを
備えた電源装置において, 前記制御回路は，前記電圧
検出回路の検出信号と所定出力電圧に対応する基準電圧
とを比較する高速コンパレータと，前記電圧検出回路の
検出信号と前記基準電圧よりやや低い第２の基準電圧と
を比較する演算増幅器と，前記高速コンパレータの出力
及び前記演算増幅器の出力とパルス幅変調回路ＰＷＭの
入力側との間に接続された積分回路とを備え，前記電圧
検出回路の検出信号が前記第２の基準電圧を超えた時
は、前記演算増幅器の出力信号が前記積分回路を介して
前記パルス幅変調回路ＰＷＭの入力側に与えられ、前記
負荷であるコンデンサへの充電速度を緩やかにすること
を特徴とする容量性負荷のための直流高電圧電源装置を
提案する。
【０００８】
【０００９】
【実施例】 図１により，本発明にかかる容量性負荷の
ための直流高電圧電源装置の実施例を説明する。商用交
流電源１が整流回路３に接続されて必要な直流電圧を得
る。この直流電圧をスイッチング素子によるインバータ
５により高周波に変換する。このインバータ５のスイッ
チング素子については，パルス幅変調（ＰＷＭ）回路19
で駆動される。そしてインバータ５による高周波は変圧
器７により高電圧に昇圧し，整流回路９で整流して所望
の直流高電圧Ｅｏを得る。この直流高電圧Ｅｏは接地点
との間に，コンデンサ15とレーザ装置17を直列接続した
回路を接続すると共に，これらに跨がってサイラトロン
13が接続される。この直流高電圧Ｅｏを安定化するた
め，電圧検出回路11により電圧検出されて制御回路20に
供給される。
ための直流高電圧電源装置の実施例を説明する。商用交
流電源１が整流回路３に接続されて必要な直流電圧を得
る。この直流電圧をスイッチング素子によるインバータ
５により高周波に変換する。このインバータ５のスイッ
チング素子については，パルス幅変調（ＰＷＭ）回路19
で駆動される。そしてインバータ５による高周波は変圧
器７により高電圧に昇圧し，整流回路９で整流して所望
の直流高電圧Ｅｏを得る。この直流高電圧Ｅｏは接地点
との間に，コンデンサ15とレーザ装置17を直列接続した
回路を接続すると共に，これらに跨がってサイラトロン
13が接続される。この直流高電圧Ｅｏを安定化するた
め，電圧検出回路11により電圧検出されて制御回路20に
供給される。
【００１０】 制御回路20においては，電圧検出回路11
からの検出信号をバッファ21で受けて，この信号電圧を
抵抗器24を経て高速コンパレータ23の−入力端子に送
る。この高速コンパレータ23の＋入力端子は基準電圧源
31が接続される。高速コンパレータ23の出力端子は，抵
抗器59とダイオード51を経て＋15ボルト電源線に接続さ
れる。
からの検出信号をバッファ21で受けて，この信号電圧を
抵抗器24を経て高速コンパレータ23の−入力端子に送
る。この高速コンパレータ23の＋入力端子は基準電圧源
31が接続される。高速コンパレータ23の出力端子は，抵
抗器59とダイオード51を経て＋15ボルト電源線に接続さ
れる。
【００１１】 また，バッファ21からの信号は，定数１
程度の乗算器29を経て演算増幅器25の−入力端子に送ら
れる。この演算増幅器25の＋入力端子は定数0.9 程度の
乗算器27を介して基準電圧源31に接続される。演算増幅
器25の出力端子は，ダイオード56と可変抵抗器57と抵抗
器55とを経て，高速コンパレータ23の出力端子が接続さ
れるダイオード51のアノードに接続合流される。
程度の乗算器29を経て演算増幅器25の−入力端子に送ら
れる。この演算増幅器25の＋入力端子は定数0.9 程度の
乗算器27を介して基準電圧源31に接続される。演算増幅
器25の出力端子は，ダイオード56と可変抵抗器57と抵抗
器55とを経て，高速コンパレータ23の出力端子が接続さ
れるダイオード51のアノードに接続合流される。
【００１２】 これら高速コンパレータ23の出力と演算
増幅器25の出力との合流点は，積分回路60を経てＰＷＭ
回路19に接続される。この積分回路60の構成は，ダイオ
ード49と抵抗器39とにより積分用のコンデンサ43を充電
する回路と，さらにこのコンデンサ43の一端から抵抗器
35を介してコンデンサ33を充電する回路を主とする。コ
ンデンサ43に蓄えられた電荷が放電する経路としては，
抵抗器41とダイオード53を経て高速コンパレータ23の出
力端子に流れる経路と，抵抗器41とダイオード47を経て
演算増幅器25の出力端子へと流れる経路とがある。また
この制御回路20全体の電源が低下または停止のときに
は，ダイオード37を経て＋15ボルト電源線に流れる経路
を備えている。
増幅器25の出力との合流点は，積分回路60を経てＰＷＭ
回路19に接続される。この積分回路60の構成は，ダイオ
ード49と抵抗器39とにより積分用のコンデンサ43を充電
する回路と，さらにこのコンデンサ43の一端から抵抗器
35を介してコンデンサ33を充電する回路を主とする。コ
ンデンサ43に蓄えられた電荷が放電する経路としては，
抵抗器41とダイオード53を経て高速コンパレータ23の出
力端子に流れる経路と，抵抗器41とダイオード47を経て
演算増幅器25の出力端子へと流れる経路とがある。また
この制御回路20全体の電源が低下または停止のときに
は，ダイオード37を経て＋15ボルト電源線に流れる経路
を備えている。
【００１３】 図２により，この直流高電圧電源装置の
動作について説明する。図２(a) は制御回路20の中の高
速コンパレータ23の出力端子の電位と演算増幅器25の出
力端子の電位の変化であり，図２(b) は出力電圧の変化
曲線である。この充電電圧特性には，起動時より順次に
時刻ｔが，０≦ｔ＜t1＝0.8ms の急速充電領域，t1≦ｔ
＜t2＝1.0ms の緩速充電領域，ｔ≧t2＝1.0ms の維持充
電領域の各動作領域を備えている。なお，これら各区間
の数値は一例であって，容量性負荷の具体的仕様に応じ
て自由に選定できる。
動作について説明する。図２(a) は制御回路20の中の高
速コンパレータ23の出力端子の電位と演算増幅器25の出
力端子の電位の変化であり，図２(b) は出力電圧の変化
曲線である。この充電電圧特性には，起動時より順次に
時刻ｔが，０≦ｔ＜t1＝0.8ms の急速充電領域，t1≦ｔ
＜t2＝1.0ms の緩速充電領域，ｔ≧t2＝1.0ms の維持充
電領域の各動作領域を備えている。なお，これら各区間
の数値は一例であって，容量性負荷の具体的仕様に応じ
て自由に選定できる。
【００１４】 時刻ｔが０から0.8ms までの急速充電領
域については，このときは電圧検出回路11よりの検出電
圧よりも基準電圧源31の電圧の方が高いので，コンパレ
ータ23も演算増幅器25のいずれも高レベルの上げ信号を
発生し，Ｈのレベルである。したがって＋15ボルト電源
線からは抵抗器59，ダイオード49および抵抗器39からな
る経路を経てコンデンサ43を急速に充電する。コンデン
サ43の急速充電に伴い，ＰＷＭ回路19は，最大の導通幅
のパルスを発生する。したがって出力電圧は急速に上昇
する。
域については，このときは電圧検出回路11よりの検出電
圧よりも基準電圧源31の電圧の方が高いので，コンパレ
ータ23も演算増幅器25のいずれも高レベルの上げ信号を
発生し，Ｈのレベルである。したがって＋15ボルト電源
線からは抵抗器59，ダイオード49および抵抗器39からな
る経路を経てコンデンサ43を急速に充電する。コンデン
サ43の急速充電に伴い，ＰＷＭ回路19は，最大の導通幅
のパルスを発生する。したがって出力電圧は急速に上昇
する。
【００１５】この時刻t1＝0.8msとは，定数0.9程度の乗
算器27を介して基準電圧源31の約90％の電圧が第２の基
準電圧として入力された演算増幅器25の出力信号が低レ
ベルへ変化する時刻である。この時刻t1＝0.8ms におい
ては既に負荷であるコンデンサ15の充電電圧は目的の約
90％に達しているため，従来の定電圧制御方法ではその
ままの勾配で急速充電を続けるとオーバーシュートのお
それがあるので，本発明では，t1≦ｔ＜t2＝1.0ms にお
いては，やや緩やかな速度で目的値まで充電する。この
緩速充電領域については，時刻t1＝0.8ms 位のときに，
出力電圧の設定値の約90％になると演算増幅器25がオン
し，その出力端子は低レベルになる。このときは，高速
コンパレータ23は依然オフしており，高速コンパレータ
23と演算増幅器25との合成出力（ダイオード51のアノー
ドの電位）は抵抗器59と，抵抗器55と可変抵抗器57との
分圧比率で決定される電圧となる。この電圧が積分回路
60を経てＰＷＭ回路19の入力に送られる。この緩速充電
領域を設けることにより、出力電圧Ｅｏは所定出力電圧
をオーバーシュートやハンチングすることなく高安定度
を実現できる。
算器27を介して基準電圧源31の約90％の電圧が第２の基
準電圧として入力された演算増幅器25の出力信号が低レ
ベルへ変化する時刻である。この時刻t1＝0.8ms におい
ては既に負荷であるコンデンサ15の充電電圧は目的の約
90％に達しているため，従来の定電圧制御方法ではその
ままの勾配で急速充電を続けるとオーバーシュートのお
それがあるので，本発明では，t1≦ｔ＜t2＝1.0ms にお
いては，やや緩やかな速度で目的値まで充電する。この
緩速充電領域については，時刻t1＝0.8ms 位のときに，
出力電圧の設定値の約90％になると演算増幅器25がオン
し，その出力端子は低レベルになる。このときは，高速
コンパレータ23は依然オフしており，高速コンパレータ
23と演算増幅器25との合成出力（ダイオード51のアノー
ドの電位）は抵抗器59と，抵抗器55と可変抵抗器57との
分圧比率で決定される電圧となる。この電圧が積分回路
60を経てＰＷＭ回路19の入力に送られる。この緩速充電
領域を設けることにより、出力電圧Ｅｏは所定出力電圧
をオーバーシュートやハンチングすることなく高安定度
を実現できる。
【００１６】 時刻ｔ＝t2＝1.0ms において，コンデン
サ15が目的の電圧に充電された後は，この充電電圧を維
持することが必要となる。このときは応答速度を速める
ため，高速コンパレータ23が作動する。いま検出電圧が
基準電圧源31の電圧を越えると，高速コンパレータ23の
出力端子は低レベルになる。すると積分回路60の中のコ
ンデンサ33，43の充電電荷は抵抗器41とダイオード53と
を経て放電して，わずかにＰＷＭ回路19への入力電圧が
低下する。このわずかに低下した入力電圧に対応してイ
ンバータ５のパルス幅が減少し，ついで直流出力電圧Ｅ
ｏもわずかに低下して目的の電圧に近づく。また逆に検
出電圧が基準電圧源31の電圧よりも低くなると，高速コ
ンパレータ23の出力端子は高レベルになる。すると積分
回路60の中のコンデンサ33，43の充電電荷は抵抗器59と
ダイオード49と抵抗器39とを経て充電して，わずかにＰ
ＷＭ回路19への入力電圧が増加する。このわずかに増加
した入力電圧に対応してインバータ５のパルス幅も増加
し，ついで直流出力電圧Ｅｏもわずかに増加して目的の
電圧に近づく。
サ15が目的の電圧に充電された後は，この充電電圧を維
持することが必要となる。このときは応答速度を速める
ため，高速コンパレータ23が作動する。いま検出電圧が
基準電圧源31の電圧を越えると，高速コンパレータ23の
出力端子は低レベルになる。すると積分回路60の中のコ
ンデンサ33，43の充電電荷は抵抗器41とダイオード53と
を経て放電して，わずかにＰＷＭ回路19への入力電圧が
低下する。このわずかに低下した入力電圧に対応してイ
ンバータ５のパルス幅が減少し，ついで直流出力電圧Ｅ
ｏもわずかに低下して目的の電圧に近づく。また逆に検
出電圧が基準電圧源31の電圧よりも低くなると，高速コ
ンパレータ23の出力端子は高レベルになる。すると積分
回路60の中のコンデンサ33，43の充電電荷は抵抗器59と
ダイオード49と抵抗器39とを経て充電して，わずかにＰ
ＷＭ回路19への入力電圧が増加する。このわずかに増加
した入力電圧に対応してインバータ５のパルス幅も増加
し，ついで直流出力電圧Ｅｏもわずかに増加して目的の
電圧に近づく。
【００１７】 したがって時刻ｔ＝t2＝1.0ms 以降では
コンデンサ15の電圧は所定の電圧を維持しているので，
この時刻以降はいつでも負荷に安定した電圧を供給でき
る。そしてこの放電後の再度の充電についても，また同
じ経過をたどって1.0ms 後には安定電圧供給状態とな
る。放電繰り返し数は最大で1000PPS となり，従来方式
の約10倍にもなる。また電圧安定度もリプルとオーバー
シュート等を含めて１％以下にすることができる。
コンデンサ15の電圧は所定の電圧を維持しているので，
この時刻以降はいつでも負荷に安定した電圧を供給でき
る。そしてこの放電後の再度の充電についても，また同
じ経過をたどって1.0ms 後には安定電圧供給状態とな
る。放電繰り返し数は最大で1000PPS となり，従来方式
の約10倍にもなる。また電圧安定度もリプルとオーバー
シュート等を含めて１％以下にすることができる。
【００１８】積分回路60は高速コンパレータ23の出力レ
ベルの変化速度を，所定出力電圧をオーバーシュートし
たりハンチングを起こさないように，わずかに緩やかに
するような定数に設定する。充電方向の定数と放電方向
の定数とは負荷の性質に応じて選ぶことが必要である。
なお，積分回路としては，図１に示す回路に限らず，演
算増幅器を利用した積分回路も利用できる。
ベルの変化速度を，所定出力電圧をオーバーシュートし
たりハンチングを起こさないように，わずかに緩やかに
するような定数に設定する。充電方向の定数と放電方向
の定数とは負荷の性質に応じて選ぶことが必要である。
なお，積分回路としては，図１に示す回路に限らず，演
算増幅器を利用した積分回路も利用できる。
【００１９】
【００２０】
【発明の効果】 本発明は以上のべた特徴を有し，容量
性負荷のための高電圧電源装置において，充電速度はよ
り速く，出力直流電圧の安定化については，オーバーシ
ュートやハンチングのない高安定度を得るようにするこ
とができる。
性負荷のための高電圧電源装置において，充電速度はよ
り速く，出力直流電圧の安定化については，オーバーシ
ュートやハンチングのない高安定度を得るようにするこ
とができる。
【図１】 本発明にかかる容量性負荷のための直流高電
圧電源の一実施例のブロック図である。
圧電源の一実施例のブロック図である。
【図２】 本発明にかかる容量性負荷のための直流高電
圧電源の動作を説明するため波形図である。
圧電源の動作を説明するため波形図である。
１…商用交流電源 ３…整流器 ５…インバータ
７…変圧器 ９…整流器 11…電圧検出回路 13…サイラトロン
15…コンデンサ 17…レーザ装置 19…パルス幅変調（ＰＷＭ）回路
20…制御回路 21…バッファ 23…高速コンパレータ 25…演算
増幅器 27,29 …乗算器 31…基準電圧源 60…積分回路
７…変圧器 ９…整流器 11…電圧検出回路 13…サイラトロン
15…コンデンサ 17…レーザ装置 19…パルス幅変調（ＰＷＭ）回路
20…制御回路 21…バッファ 23…高速コンパレータ 25…演算
増幅器 27,29 …乗算器 31…基準電圧源 60…積分回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源からの直流電圧をスイッチング
して高周波電圧に変換するインバータ回路と，前記高周
波電圧を昇圧する変圧器と，昇圧された高周波電圧を整
流する整流器と，該整流器の出力側に直列接続された負
荷であるコンデンサと，前記整流器の出力電圧を検出す
る電圧検出回路と，前記インバータ回路を制御する制御
回路と，該制御回路からの制御信号を受けて前記インバ
ータ回路を駆動するパルス幅変調回路とを備えた電源装
置において, 前記制御回路は，前記電圧検出回路の検
出信号と所定出力電圧に対応する基準電圧とを比較する
高速コンパレータと，前記電圧検出回路の検出信号と前
記基準電圧よりやや低い第２の基準電圧とを比較する演
算増幅器と，前記高速コンパレータの出力及び前記演算
増幅器の出力とパルス幅変調回路の入力側との間に接続
された積分回路とを備え， 前記電圧検出回路の検出信号が前記第２の基準電圧を超
えた時は、前記演算増幅器の出力信号が前記積分回路を
介して前記パルス幅変調回路の入力側に与えられ、前記
負荷であるコンデンサへの充電速度を緩やかにすること
を特徴とする容量性負荷のための直流高電圧電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26496395A JP3216786B2 (ja) | 1995-09-19 | 1995-09-19 | 容量性負荷のための直流高電圧電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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