JP3209812B2 - 消費電力を減少させるbicmos ttl出力バッファ回路 - Google Patents
消費電力を減少させるbicmos ttl出力バッファ回路Info
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- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims description 22
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 13
- 238000005191 phase separation Methods 0.000 claims description 3
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 230000018199 S phase Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
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- H03K19/0944—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET
- H03K19/09448—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits using specified components using semiconductor devices using field-effect transistors using MOSFET or insulated gate field-effect transistors, i.e. IGFET in combination with bipolar transistors [BIMOS]
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、消費電力を減少させる
新規なBICMOS TTL出力バッファ回路に関す
る。本発明は、入力電源スイッチCMOSトランジスタ
を組み込むことによって、能動モードの間反転または非
反転トリステート出力バッファ回路に対し静止入力電流
ICCを低下する。本発明はまた、シングルおよびデュア
ルCMOS分相トランジスタを装備することによって
も、この目的を達成する。
新規なBICMOS TTL出力バッファ回路に関す
る。本発明は、入力電源スイッチCMOSトランジスタ
を組み込むことによって、能動モードの間反転または非
反転トリステート出力バッファ回路に対し静止入力電流
ICCを低下する。本発明はまた、シングルおよびデュア
ルCMOS分相トランジスタを装備することによって
も、この目的を達成する。
【0002】
【従来の技術】従前のトリステートBICMOS TT
L出力バッファ回路を図1に示す。図1の例は、入力V
INの高電位および低電位のデータ信号に応答して、出力
Voutに低電位および高電位の出力信号を出力する反転
出力バッファ回路である。出力プルアップおよびプルダ
ウントランジスタは、バイポーラトランジスタである。
ダーリントンプルアップトランジスタ対Q3、Q4は、
出力高電位パワーレールVCCO からショットキーダイオ
ードSD9を介して出力VOUT へ電流を供給する。高電
流駆動並列トランジスタ素子Q5A、Q5Bを備えたプ
ルダウントランジスタQ5は、出力VOUTから低電位パ
ワーレールGNDOへ電流を低下させる。バイポーラ分
相トランジスタQ2は、入力VINにおけるデータ信号に
応答して、逆位相のそれぞれのプルアップおよびプルダ
ウントランジスタの導電状態を制御する。入力VINは、
入力ショットキーダイオードSD4を介して分相トラン
ジスタQ2のベースノードに結合する。
L出力バッファ回路を図1に示す。図1の例は、入力V
INの高電位および低電位のデータ信号に応答して、出力
Voutに低電位および高電位の出力信号を出力する反転
出力バッファ回路である。出力プルアップおよびプルダ
ウントランジスタは、バイポーラトランジスタである。
ダーリントンプルアップトランジスタ対Q3、Q4は、
出力高電位パワーレールVCCO からショットキーダイオ
ードSD9を介して出力VOUT へ電流を供給する。高電
流駆動並列トランジスタ素子Q5A、Q5Bを備えたプ
ルダウントランジスタQ5は、出力VOUTから低電位パ
ワーレールGNDOへ電流を低下させる。バイポーラ分
相トランジスタQ2は、入力VINにおけるデータ信号に
応答して、逆位相のそれぞれのプルアップおよびプルダ
ウントランジスタの導電状態を制御する。入力VINは、
入力ショットキーダイオードSD4を介して分相トラン
ジスタQ2のベースノードに結合する。
【0003】入力VINに高電位信号が入力すると、分相
トランジスタQ2が導通し、プルダウントランジスタQ
5をオン状態にする。出力VOUT からの放電電流は、抵
抗R3を介して入力高電位パワーレールVCCI に結合さ
れたベースノードを持つバイポーラ帰還トランジスタQ
1を備えた加速帰還回路を介して、プルダウントランジ
スタQ5のオン状態への切替を助ける。入力および出力
高電位パワーレールVCCI 、VCCO は、ノイズ低下のた
めに、例えばスプリットリードリードフレームまたは別
個の電源レールおよびピンによって、相互に相対的に分
離することができる。分相トランジスタQ2は、コレク
タ抵抗R1を介して入力高電位パワーレールVCCI に結
合する。これはベースを放電し、プルアップトランジス
タQ3をオフ状態にする。ショットキーダイオードSD
1および抵抗R2とショットキーダイオードSD6を通
る別の放電経路が、プルアップトランジスタQ4のオフ
状態への切替を加速する。
トランジスタQ2が導通し、プルダウントランジスタQ
5をオン状態にする。出力VOUT からの放電電流は、抵
抗R3を介して入力高電位パワーレールVCCI に結合さ
れたベースノードを持つバイポーラ帰還トランジスタQ
1を備えた加速帰還回路を介して、プルダウントランジ
スタQ5のオン状態への切替を助ける。入力および出力
高電位パワーレールVCCI 、VCCO は、ノイズ低下のた
めに、例えばスプリットリードリードフレームまたは別
個の電源レールおよびピンによって、相互に相対的に分
離することができる。分相トランジスタQ2は、コレク
タ抵抗R1を介して入力高電位パワーレールVCCI に結
合する。これはベースを放電し、プルアップトランジス
タQ3をオフ状態にする。ショットキーダイオードSD
1および抵抗R2とショットキーダイオードSD6を通
る別の放電経路が、プルアップトランジスタQ4のオフ
状態への切替を加速する。
【0004】入力VINに低電位データ信号が入力する
と、分相トランジスタQ2はオフ状態になり、プルダウ
ントランジスタQ5のベースは抵抗R4を介して放電す
る。負荷容量の放電中および出力VOUT の低電位から高
電位への遷移中に、容量性帰還ミラー電流のためにプル
ダウントランジスタQ5がオン状態になるのを防止する
ために、プルダウントランジスタ素子Q5A、Q5Bの
ベースノードにACミラーキラー回路(ACMK)Q
6、SD5、D1、SD1を結合する。ACMKは寄生
ベース駆動帰還ミラー電流を低電位パワーレールGND
Oへ放電する。
と、分相トランジスタQ2はオフ状態になり、プルダウ
ントランジスタQ5のベースは抵抗R4を介して放電す
る。負荷容量の放電中および出力VOUT の低電位から高
電位への遷移中に、容量性帰還ミラー電流のためにプル
ダウントランジスタQ5がオン状態になるのを防止する
ために、プルダウントランジスタ素子Q5A、Q5Bの
ベースノードにACミラーキラー回路(ACMK)Q
6、SD5、D1、SD1を結合する。ACMKは寄生
ベース駆動帰還ミラー電流を低電位パワーレールGND
Oへ放電する。
【0005】トリステートイネーブル入力OEに結合さ
れた制御ゲートノードを有するCMOSトランジスタP
1、P2、P4、N2が、出力VOUT で非能動高インピ
ーダンストリステート状態を実現するトリステート回路
を備えている。出力VOUT が能動バイステート動作モー
ドの場合、低電位のOE信号がトリステートPMOSト
ランジスタP1、P2、P4をオン状態にする。トリス
テートPMOSトランジスタは、入力高電位パワーレー
ルVCCI を入力・分相・帰還回路に低インピーダンス結
合する。トリステートNMOSトランジスタN2もま
た、トリステートイネーブル入力OEに結合されてい
る。OE信号が低電位の場合、トリステートNMOSト
ランジスタN2は導通せず、出力プルダウントランジス
タQ5のベースノードから低電位パワーレールGNDO
への経路は遮断され、バイステートモードの能動動作が
得られる。
れた制御ゲートノードを有するCMOSトランジスタP
1、P2、P4、N2が、出力VOUT で非能動高インピ
ーダンストリステート状態を実現するトリステート回路
を備えている。出力VOUT が能動バイステート動作モー
ドの場合、低電位のOE信号がトリステートPMOSト
ランジスタP1、P2、P4をオン状態にする。トリス
テートPMOSトランジスタは、入力高電位パワーレー
ルVCCI を入力・分相・帰還回路に低インピーダンス結
合する。トリステートNMOSトランジスタN2もま
た、トリステートイネーブル入力OEに結合されてい
る。OE信号が低電位の場合、トリステートNMOSト
ランジスタN2は導通せず、出力プルダウントランジス
タQ5のベースノードから低電位パワーレールGNDO
への経路は遮断され、バイステートモードの能動動作が
得られる。
【0006】トリステートイネーブル回路にはまた、プ
ルアップトランジスタQ3と帰還トランジスタQ1のそ
れぞれのベースノードと相補形トリステートイネーブル
入力OEBとの間に結合されたショットキーダイオード
SD2、SD3も組み込まれている。OEB信号が高電
位のとき、この経路は出力VOUT で能動モードのバイス
テート動作のため遮断される。
ルアップトランジスタQ3と帰還トランジスタQ1のそ
れぞれのベースノードと相補形トリステートイネーブル
入力OEBとの間に結合されたショットキーダイオード
SD2、SD3も組み込まれている。OEB信号が高電
位のとき、この経路は出力VOUT で能動モードのバイス
テート動作のため遮断される。
【0007】トリステート回路は、トリステートイネー
ブルOE信号が高電位状態でOEB信号が低電位状態の
とき、高インピーダンス第3状態にある出力VOUTを使
用不能にする。OE信号が高電位状態のとき、トリステ
ートPMOSトランジスタP1、P2、およびP4はオ
フ状態になり、入力・分相・帰還回路は高電位パワーレ
ールVCCI から分離される。トリステートNMOSトラ
ンジスタN2がオン状態になり、バイポーラプルダウン
トランジスタQ5が使用不能になる。低電位状態のOE
B信号は、バイポーラプルアップトランジスタQ3、Q
4およびバイポーラ帰還トランジスタQ1をショットキ
ーダイオード経路SD2、SD3を介して使用不能にす
る。
ブルOE信号が高電位状態でOEB信号が低電位状態の
とき、高インピーダンス第3状態にある出力VOUTを使
用不能にする。OE信号が高電位状態のとき、トリステ
ートPMOSトランジスタP1、P2、およびP4はオ
フ状態になり、入力・分相・帰還回路は高電位パワーレ
ールVCCI から分離される。トリステートNMOSトラ
ンジスタN2がオン状態になり、バイポーラプルダウン
トランジスタQ5が使用不能になる。低電位状態のOE
B信号は、バイポーラプルアップトランジスタQ3、Q
4およびバイポーラ帰還トランジスタQ1をショットキ
ーダイオード経路SD2、SD3を介して使用不能にす
る。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】図1のトリステートB
ICMOS TTL出力バッファ回路の欠点は、バイス
テートモードの能動動作中の消費電力が高いことであ
る。入力VINのデータ信号が低電位のときは分相トラン
ジスタQ2がオフ状態を維持し、定常または零入力電流
ICCが高電位パワーレールVCCI から、トリステートト
ランジスタP1、抵抗R5、および入力ダイオードSD
4を介して、入力ノードVINへ流れ続ける。この零入力
電流は、入力VINの信号が低電位の期間中ずっと持続さ
れる。
ICMOS TTL出力バッファ回路の欠点は、バイス
テートモードの能動動作中の消費電力が高いことであ
る。入力VINのデータ信号が低電位のときは分相トラン
ジスタQ2がオフ状態を維持し、定常または零入力電流
ICCが高電位パワーレールVCCI から、トリステートト
ランジスタP1、抵抗R5、および入力ダイオードSD
4を介して、入力ノードVINへ流れ続ける。この零入力
電流は、入力VINの信号が低電位の期間中ずっと持続さ
れる。
【0009】また、図1に示す従前のBICMOS T
TL出力バッファ回路の場合、CMOSトランジスタ
が、基本的にバイポーラTTL出力バッファ回路のトリ
ステートイネーブル回路にしか導入されていないという
点にも注意すべきである。CMOSトランジスタP1、
P2、P4、N2の使用は、高電位および低電位パワー
レールに関連してバイポーラ出力バッファ回路を接続ま
たは切断する電源回路経路に限定されている。トリステ
ートCMOSトランジスタP1、P2、P4、N2は、
トリステートイネーブル回路入力OEの電力信号によっ
てのみ制御され、データ経路には組み込まれていない。
TL出力バッファ回路の場合、CMOSトランジスタ
が、基本的にバイポーラTTL出力バッファ回路のトリ
ステートイネーブル回路にしか導入されていないという
点にも注意すべきである。CMOSトランジスタP1、
P2、P4、N2の使用は、高電位および低電位パワー
レールに関連してバイポーラ出力バッファ回路を接続ま
たは切断する電源回路経路に限定されている。トリステ
ートCMOSトランジスタP1、P2、P4、N2は、
トリステートイネーブル回路入力OEの電力信号によっ
てのみ制御され、データ経路には組み込まれていない。
【0010】このようなバイポーラトリステート出力バ
ッファ回路の技術では、消費電力を減少させるために、
デュアルバイポーラ分相器を使用した。例えば、スティ
ーブン・N・グッドスピードの米国特許第4,287,
433号は、全バイポーラトリステートイネーブル回路
を用いて「消費電力を低下したトランジスタロジックト
リステート出力」を記述している。この回路は消費電力
を減少させるが、それは全く異なる内容の電力において
である。全バイポーラトリステートイネーブル回路によ
る消費が、非能動トリステートモードの動作中に減少す
るということである。
ッファ回路の技術では、消費電力を減少させるために、
デュアルバイポーラ分相器を使用した。例えば、スティ
ーブン・N・グッドスピードの米国特許第4,287,
433号は、全バイポーラトリステートイネーブル回路
を用いて「消費電力を低下したトランジスタロジックト
リステート出力」を記述している。この回路は消費電力
を減少させるが、それは全く異なる内容の電力において
である。全バイポーラトリステートイネーブル回路によ
る消費が、非能動トリステートモードの動作中に減少す
るということである。
【0011】デュアルバイポーラ分相トランジスタは、
ポール・J・グリフィスの米国特許第4,255,67
0の「帰還を利用したトランジスタロジックトリステー
ト出力」にも記述されている。この回路では、第2の分
相トランジスタを使用することによって、トリステート
イネーブル回路に接続することなく、出力からプルダウ
ントランジスタのベースへの加速帰還回路を画成してい
る。したがって、バイポーライネーブルゲートは出力か
ら分離される。さらに、これらの2つの米国特許文献で
は、デュアル分相トランジスタ回路の概念および内容
が、完全に全バイポーラトランジスタ出力バッファ回路
に限定されている。
ポール・J・グリフィスの米国特許第4,255,67
0の「帰還を利用したトランジスタロジックトリステー
ト出力」にも記述されている。この回路では、第2の分
相トランジスタを使用することによって、トリステート
イネーブル回路に接続することなく、出力からプルダウ
ントランジスタのベースへの加速帰還回路を画成してい
る。したがって、バイポーライネーブルゲートは出力か
ら分離される。さらに、これらの2つの米国特許文献で
は、デュアル分相トランジスタ回路の概念および内容
が、完全に全バイポーラトランジスタ出力バッファ回路
に限定されている。
【0012】
【課題を解決するための手段】したがって、本発明の目
的は、消費電力を減少させるBICMOS TTL出力
バッファ回路を提供することである。本発明は特に、B
ICMOS TTLトリステート出力バッファ回路に適
用することができる。
的は、消費電力を減少させるBICMOS TTL出力
バッファ回路を提供することである。本発明は特に、B
ICMOS TTLトリステート出力バッファ回路に適
用することができる。
【0013】本発明の別の目的は、データ経路を含む出
力バッファ回路にCMOSトランジスタを完全に組み込
んで、消費電力の制御を向上した、トリステートBIC
MOS TTL出力バッファ回路を提供することであ
る。
力バッファ回路にCMOSトランジスタを完全に組み込
んで、消費電力の制御を向上した、トリステートBIC
MOS TTL出力バッファ回路を提供することであ
る。
【0014】本発明のさらに別の目的は、出力バッファ
回路の並列制御機能を果たすために、デュアルCMOS
分相トランジスタを含むCMOS分相トランジスタを有
する新規のBICMOS TTL出力バッファ回路を提
供することである。
回路の並列制御機能を果たすために、デュアルCMOS
分相トランジスタを含むCMOS分相トランジスタを有
する新規のBICMOS TTL出力バッファ回路を提
供することである。
【0015】これらの目的を達成するために、本発明
は、制御ゲートノードを入力に結合した入力電源スイッ
チCMOSトランジスタを有するBICMOS TTL
出力バッファ回路を提供する。入力電源スイッチCMO
Sトランジスタの主電流経路を高電位パワーレールに結
合して、出力バッファ回路への入力電流ICCの供給を入
力のデータ信号に応答して制御する。電源スイッチCM
OSトランジスタは、出力バッファ回路が能動バイステ
ート動作モードのときに、入力のデータ信号が高電位ま
たは低電位のどちらでも、入力電流ICCを低下する。
は、制御ゲートノードを入力に結合した入力電源スイッ
チCMOSトランジスタを有するBICMOS TTL
出力バッファ回路を提供する。入力電源スイッチCMO
Sトランジスタの主電流経路を高電位パワーレールに結
合して、出力バッファ回路への入力電流ICCの供給を入
力のデータ信号に応答して制御する。電源スイッチCM
OSトランジスタは、出力バッファ回路が能動バイステ
ート動作モードのときに、入力のデータ信号が高電位ま
たは低電位のどちらでも、入力電流ICCを低下する。
【0016】反転出力バッファ回路の場合、入力電源ス
イッチCMOSトランジスタはNMOSトランジスタで
ある。非反転出力バッファ回路の場合、入力電源スイッ
チCMOSトランジスタはPMOSトランジスタであ
る。典型的に、入力電源スイッチCMOSトランジスタ
は、高電位パワーレールに接続されたCMOSトリステ
ートトランジスタに直列に結合する。
イッチCMOSトランジスタはNMOSトランジスタで
ある。非反転出力バッファ回路の場合、入力電源スイッ
チCMOSトランジスタはPMOSトランジスタであ
る。典型的に、入力電源スイッチCMOSトランジスタ
は、高電位パワーレールに接続されたCMOSトリステ
ートトランジスタに直列に結合する。
【0017】一実施例では、分相トランジスタをバイポ
ーラトランジスタ素子とし、入力電源スイッチCMOS
トランジスタを高電位パワーレールと分相トランジスタ
のベースノードとの間に結合する。電源スイッチCMO
Sトランジスタのゲートノードは、分相トランジスタの
導電状態を入力のデータ信号に応答して制御するため
に、入力に結合する。
ーラトランジスタ素子とし、入力電源スイッチCMOS
トランジスタを高電位パワーレールと分相トランジスタ
のベースノードとの間に結合する。電源スイッチCMO
Sトランジスタのゲートノードは、分相トランジスタの
導電状態を入力のデータ信号に応答して制御するため
に、入力に結合する。
【0018】この回路配列の特徴は、入力ノードを分相
トランジスタのベースノードに結合する際、必ず入力電
源スイッチCMOSトランジスタの主電流経路を介して
結合することである。出力が能動バイステート動作モー
ドのときは、入力ノードVINへの零入力電流ICCが遮断
され、不必要な消費電力が軽減される。低電位パワーレ
ールに接続された別個の放電経路により、分相トランジ
スタのベースノードが放電し、分相トランジスタはオフ
状態になる。
トランジスタのベースノードに結合する際、必ず入力電
源スイッチCMOSトランジスタの主電流経路を介して
結合することである。出力が能動バイステート動作モー
ドのときは、入力ノードVINへの零入力電流ICCが遮断
され、不必要な消費電力が軽減される。低電位パワーレ
ールに接続された別個の放電経路により、分相トランジ
スタのベースノードが放電し、分相トランジスタはオフ
状態になる。
【0019】好適実施例では、入力電源スイッチCMO
Sトランジスタに代わって、BICMOS TTL出力
バッファ回路の分相トランジスタを使用する。入力電源
スイッチCMOS分相トランジスタの制御ゲートノード
は入力に結合し、主電流経路は、分相回路を実現するた
め出力プルアップトランジスタと出力プルダウントラン
ジスタの間に結合する。
Sトランジスタに代わって、BICMOS TTL出力
バッファ回路の分相トランジスタを使用する。入力電源
スイッチCMOS分相トランジスタの制御ゲートノード
は入力に結合し、主電流経路は、分相回路を実現するた
め出力プルアップトランジスタと出力プルダウントラン
ジスタの間に結合する。
【0020】BICMOS TTL出力バッファ回路に
おけるCMOS分相トランジスタの利点は、データ経路
内のCMOS分相トランジスタが、消費電力を制御する
電流スイッチとしても機能できるということである。C
MOS分相トランジスタの別の利点は、出力バッファ回
路の電力レベルおよび速度を低下することによって、出
力のスイッチングノイズを制御することができるという
ことである。入力電源スイッチCMOS分相トランジス
タは、高電位パワーレールと低電位パワーレールの間で
トリステートCMOSトランジスタに直列に結合する。
おけるCMOS分相トランジスタの利点は、データ経路
内のCMOS分相トランジスタが、消費電力を制御する
電流スイッチとしても機能できるということである。C
MOS分相トランジスタの別の利点は、出力バッファ回
路の電力レベルおよび速度を低下することによって、出
力のスイッチングノイズを制御することができるという
ことである。入力電源スイッチCMOS分相トランジス
タは、高電位パワーレールと低電位パワーレールの間で
トリステートCMOSトランジスタに直列に結合する。
【0021】本発明はまた、別個のCMOSスイッチト
ランジスタ制御機能を果たすために、デュアルCMOS
分相トランジスタも提供する。第1CMOSデュアル分
相トランジスタは、従前の分相制御機能を果たすため
に、バイポーラ出力プルアップトランジスタとプルダウ
ントランジスタの間に結合する。第2デュアルCMOS
分相トランジスタは、帰還経路・加速帰還回路で出力と
出力プルダウントランジスタの間に結合する。したがっ
て、第2デュアルCMOS分相トランジスタは、加速帰
還回路の帰還電源スイッチCMOSトランジスタとな
る。第1および第2CMOS分相トランジスタのゲート
ノードは入力に並列に結合する一方、主電流経路は出力
プルダウントランジスタに並列に結合して、出力プルダ
ウントランジスタのオン状態への切替、および出力にお
ける高電位から低電位への遷移を加速する。本発明のそ
の他の目的、特徴、および利点は、以下の説明および添
付の図面から明らかになるであろう。
ランジスタ制御機能を果たすために、デュアルCMOS
分相トランジスタも提供する。第1CMOSデュアル分
相トランジスタは、従前の分相制御機能を果たすため
に、バイポーラ出力プルアップトランジスタとプルダウ
ントランジスタの間に結合する。第2デュアルCMOS
分相トランジスタは、帰還経路・加速帰還回路で出力と
出力プルダウントランジスタの間に結合する。したがっ
て、第2デュアルCMOS分相トランジスタは、加速帰
還回路の帰還電源スイッチCMOSトランジスタとな
る。第1および第2CMOS分相トランジスタのゲート
ノードは入力に並列に結合する一方、主電流経路は出力
プルダウントランジスタに並列に結合して、出力プルダ
ウントランジスタのオン状態への切替、および出力にお
ける高電位から低電位への遷移を加速する。本発明のそ
の他の目的、特徴、および利点は、以下の説明および添
付の図面から明らかになるであろう。
【0022】
【実施例】本発明によるトリステートBICMOS T
TL出力バッファ回路を図2に示す。図1の回路と同一
または同様の機能を果たす回路構成要素および素子は、
同一の符号で示す。入力電源スイッチまたは入力電流ス
イッチCMOSトランジスタN1を、入力高電位パワー
レールVCCI からの入力電流経路に組み込む。NMOS
トランジスタN1のドレーンノードは、PMOSトリス
テートトランジスタP1を介してVCCI に結合し、ソー
スノードはベース駆動抵抗R5を介して分相トランジス
タQ2のベースノードに結合する。入力電源スイッチト
ランジスタN1の制御ゲートノードは、データ信号に応
答してトランジスタN1を切り替えるために、データ信
号入力VINに結合する。
TL出力バッファ回路を図2に示す。図1の回路と同一
または同様の機能を果たす回路構成要素および素子は、
同一の符号で示す。入力電源スイッチまたは入力電流ス
イッチCMOSトランジスタN1を、入力高電位パワー
レールVCCI からの入力電流経路に組み込む。NMOS
トランジスタN1のドレーンノードは、PMOSトリス
テートトランジスタP1を介してVCCI に結合し、ソー
スノードはベース駆動抵抗R5を介して分相トランジス
タQ2のベースノードに結合する。入力電源スイッチト
ランジスタN1の制御ゲートノードは、データ信号に応
答してトランジスタN1を切り替えるために、データ信
号入力VINに結合する。
【0023】図2から分かるように、入力VINは、もは
や受動回路素子を介することなく、バイポーラ分相トラ
ンジスタQ2のベースノードに結合する。データ信号入
力VINは、入力電源スイッチトランジスタN1による主
電流経路の制御を介してのみ、Q2のベースノードに結
合する。入力VINのデータ信号が低電位の場合、NMO
SトランジスタN1はオフ状態となって、零入力電流I
CCが遮断され、回路の消費電力がかなり減少される。分
相トランジスタQ2のベースは、Q2のベースノードと
低電位パワーレールGNDOとの間に設置した別個の電
圧降下コンポーネント放電経路R7、SD7を介して放
電される。
や受動回路素子を介することなく、バイポーラ分相トラ
ンジスタQ2のベースノードに結合する。データ信号入
力VINは、入力電源スイッチトランジスタN1による主
電流経路の制御を介してのみ、Q2のベースノードに結
合する。入力VINのデータ信号が低電位の場合、NMO
SトランジスタN1はオフ状態となって、零入力電流I
CCが遮断され、回路の消費電力がかなり減少される。分
相トランジスタQ2のベースは、Q2のベースノードと
低電位パワーレールGNDOとの間に設置した別個の電
圧降下コンポーネント放電経路R7、SD7を介して放
電される。
【0024】入力電源スイッチトランジスタN1は入力
電源電流ICCを制御するが、それはデータ信号入力に結
合されたデータ経路を介して行われるということが注目
される。NMOSトランジスタの場合、入力電源スイッ
チトランジスタは入力データ信号と同相で動作するの
で、出力バッファ回路は反転状態を維持する。非反転出
力バッファ回路の場合、入力電源スイッチトランジスタ
N1は、図2Aに示すようにPMOSトランジスタP1
Aに置換する。
電源電流ICCを制御するが、それはデータ信号入力に結
合されたデータ経路を介して行われるということが注目
される。NMOSトランジスタの場合、入力電源スイッ
チトランジスタは入力データ信号と同相で動作するの
で、出力バッファ回路は反転状態を維持する。非反転出
力バッファ回路の場合、入力電源スイッチトランジスタ
N1は、図2Aに示すようにPMOSトランジスタP1
Aに置換する。
【0025】本発明の好適実施例を図3に示す。この実
施例では、出力バッファ回路のバイポーラ増幅段階を除
去し、バイポーラ分相トランジスタQ2の代わりに入力
電源スイッチCMOSトランジスタN4を使用する。C
MOS分相トランジスタN4のドレーンノードおよびソ
ースノードによる主電流経路を、バイポーラ出力プルア
ップダーリントントランジスタQ3、Q4と、並列高電
流駆動トランジスタ素子Q5A、Q5Bから成るバイポ
ーラ出力プルダウントランジスタQ5との間に結合す
る。NMOS分相トランジスタN4の制御ゲートノード
を入力VINに接続し、出力プルアップおよびプルダウン
トランジスタQ3、Q4、Q5のそれぞれの導通状態を
直接制御する。NMOS分相トランジスタN4の主電流
経路はまた、それぞれのトリステートCMOSトランジ
スタP2、N2を介して、高電位パワーレールVCCI と
低電位パワーレールGNDOの間に結合する。
施例では、出力バッファ回路のバイポーラ増幅段階を除
去し、バイポーラ分相トランジスタQ2の代わりに入力
電源スイッチCMOSトランジスタN4を使用する。C
MOS分相トランジスタN4のドレーンノードおよびソ
ースノードによる主電流経路を、バイポーラ出力プルア
ップダーリントントランジスタQ3、Q4と、並列高電
流駆動トランジスタ素子Q5A、Q5Bから成るバイポ
ーラ出力プルダウントランジスタQ5との間に結合す
る。NMOS分相トランジスタN4の制御ゲートノード
を入力VINに接続し、出力プルアップおよびプルダウン
トランジスタQ3、Q4、Q5のそれぞれの導通状態を
直接制御する。NMOS分相トランジスタN4の主電流
経路はまた、それぞれのトリステートCMOSトランジ
スタP2、N2を介して、高電位パワーレールVCCI と
低電位パワーレールGNDOの間に結合する。
【0026】NMOS分相トランジスタN4を使用する
ことにより、図3の出力バッファ回路は反転出力バッフ
ァ回路として維持される。真または非反転出力バッファ
回路の場合には、NMOS分相トランジスタN4の代わ
りに、PMOSまたはPチャネル分相トランジスタを使
用することができる。PMOS分相トランジスタに置換
する場合は、データ信号入力VINに結合できるように、
充分に高い制御ゲートしきい電圧を達成する製造工程技
術が要求される。これは、より高度なCMOS工程技術
によって達成することができる。あるいはまた、PMO
S分相トランジスタのソースの後に追加バイポーラ増幅
段階を接続して、VBE電圧降下を追加し、PMOS分相
トランジスタの制御ゲートノードのしきい電圧を増加す
ることもできる。
ことにより、図3の出力バッファ回路は反転出力バッフ
ァ回路として維持される。真または非反転出力バッファ
回路の場合には、NMOS分相トランジスタN4の代わ
りに、PMOSまたはPチャネル分相トランジスタを使
用することができる。PMOS分相トランジスタに置換
する場合は、データ信号入力VINに結合できるように、
充分に高い制御ゲートしきい電圧を達成する製造工程技
術が要求される。これは、より高度なCMOS工程技術
によって達成することができる。あるいはまた、PMO
S分相トランジスタのソースの後に追加バイポーラ増幅
段階を接続して、VBE電圧降下を追加し、PMOS分相
トランジスタの制御ゲートノードのしきい電圧を増加す
ることもできる。
【0027】図3の例で示すように、別個の電流スイッ
チ制御機能を果たすために、回路に第2デュアルCMO
S分相トランジスタN3を付加することができる。この
実施例では、NMOSトランジスタN3を加速帰還回路
に組み込んで、帰還電源スイッチCMOSトランジスタ
を形成する。デュアルNMOS分相トランジスタN4、
N3の制御ゲートノードは入力VINに並列に結合する。
ソースノードは、出力プルダウントランジスタQ5のベ
ースノードに並列に結合する。第1デュアルNMOS分
相トランジスタN4のドレーンノードは、出力プルアッ
プトランジスタQ3、Q4に結合し、第2デュアルNM
OS分相トランジスタN3のドレーンノードは、加速帰
還回路のバイポーラ帰還トランジスタQ1に結合する。
チ制御機能を果たすために、回路に第2デュアルCMO
S分相トランジスタN3を付加することができる。この
実施例では、NMOSトランジスタN3を加速帰還回路
に組み込んで、帰還電源スイッチCMOSトランジスタ
を形成する。デュアルNMOS分相トランジスタN4、
N3の制御ゲートノードは入力VINに並列に結合する。
ソースノードは、出力プルダウントランジスタQ5のベ
ースノードに並列に結合する。第1デュアルNMOS分
相トランジスタN4のドレーンノードは、出力プルアッ
プトランジスタQ3、Q4に結合し、第2デュアルNM
OS分相トランジスタN3のドレーンノードは、加速帰
還回路のバイポーラ帰還トランジスタQ1に結合する。
【0028】図3の出力バッファ回路の場合も、デュア
ルNMOS分相トランジスタN4、N3の形態を取る電
源スイッチCMOSトランジスタをデータ経路に直接組
み込む。したがって、NMOSトランジスタN4、N3
はそれぞれ、電流および電源をオフ状態に切り替え、消
費電力を削減し、かつデータ信号をデータ経路に渡すと
いう二重機能を果たす。
ルNMOS分相トランジスタN4、N3の形態を取る電
源スイッチCMOSトランジスタをデータ経路に直接組
み込む。したがって、NMOSトランジスタN4、N3
はそれぞれ、電流および電源をオフ状態に切り替え、消
費電力を削減し、かつデータ信号をデータ経路に渡すと
いう二重機能を果たす。
【0029】本発明を特定の実施例に基づいて説明して
きたが、本発明は、特許請求の範囲に記載した範囲内で
あらゆる変化形や同等の形態を含むものとする。
きたが、本発明は、特許請求の範囲に記載した範囲内で
あらゆる変化形や同等の形態を含むものとする。
【図1】先行技術のトリステートBICMOS TTL
出力バッファ回路の概略回路図である。
出力バッファ回路の概略回路図である。
【図2】図2は、消費電力減少のためにデータ経路に入
力電源スイッチCMOSトランジスタを組み込んだ、本
発明に係る反転トリステートBICMOS TTL出力
バッファ回路の概略回路図であり、図2Aは、図2の回
路の一部分を低消費電力の非反転トリステートBICM
OS TTL出力バッファ回路に変化した部分概略回路
図である。
力電源スイッチCMOSトランジスタを組み込んだ、本
発明に係る反転トリステートBICMOS TTL出力
バッファ回路の概略回路図であり、図2Aは、図2の回
路の一部分を低消費電力の非反転トリステートBICM
OS TTL出力バッファ回路に変化した部分概略回路
図である。
【図3】本発明に係るデュアルCMOS分相トランジス
タを有するトリステートBICMOS TTL出力バッ
ファ回路の概略回路図である。
タを有するトリステートBICMOS TTL出力バッ
ファ回路の概略回路図である。
VCCI 入力高電位パワーレール VCCO 出力高電位パワーレール OE トリステートイネーブル入力 OEB 相補形トリステートイネーブル入力 VIN 入力 VOUT 出力 GNDO 低電位パワーレール Q2 バイポーラ分相トランジスタ Q3 出力プルアップトランジスタ Q4 出力プルアップトランジスタ Q5 出力プルダウントランジスタ N4 入力電源スイッチCMOSトランジスタ
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H03K 19/08
Claims (10)
- 【請求項1】 BIMOS出力バッファ回路であって、
出力において電流を供給及び低下させるバイポーラ出力
プルアップ及びプルダウン・トランジスタと、前記バイ
ポーラ出力プルアップ及びプルダウン・トランジスタに
結合されておりこのBIMOS出力バッファ回路の能動
動作モードの間に入力における高電位レベル及び低電位
レベルのデータ信号に応答してそれぞれの導通状態を制
御する分相トランジスタと、を有するBIMOS出力バ
ッファ回路において、 a)制御ノードが前記入力に結合された入力電力スイッ
チ・トランジスタであって、高電位電力レールに結合さ
れておりバイポーラ・トランジスタである前記分相トラ
ンジスタへの入力電流の供給を制御する主電流経路と、
前記高電位電力レールと前記分相トランジスタのベース
・ノードとの間に結合された主電流経路とを有し、その
ゲート・ノードが前記入力に結合されておりデータ信号
に応答して前記分相トランジスタの導通状態を制御す
る、入力電力スイッチ・トランジスタと、 b)前記分相トランジスタのベース・ノードと低電位電
力レールとの間に結合された電圧降下コンポーネント放
電経路と、 を備えていることを特徴とするBIMOS出力バッファ
回路。 - 【請求項2】 請求項1記載の回路において、トライス
テート・イネーブル入力におけるトライステート・イネ
ーブル信号に応答して前記出力において非能動トライス
テート・モードを実現するCMOSトライステート・ト
ランジスタを更に備えており、前記入力電力スイッチ・
トランジスタは、トライステート・トランジスタと直列
に、前記高電位電力レールに結合されていることを特徴
とする回路。 - 【請求項3】 請求項1記載の回路において、この回路
は反転出力バッファ回路であり、前記入力電力スイッチ
・トランジスタはNMOSトランジスタであることを特
徴とする回路。 - 【請求項4】 請求項1記載の回路において、この回路
は非反転出力バッファ回路であり、前記入力電力スイッ
チ・トランジスタはPMOSトランジスタであることを
特徴とする回路。 - 【請求項5】 請求項2記載の回路において、前記トラ
イステート・イネーブル入力におけるトライステート・
イネーブル信号に応答して前記出力において非能動トラ
イステート・モードを実現するのに用いられ、前記分相
トランジスタは、前記CMOSトライステート・トラン
ジスタと直列に、前記高電位電力レールと前記低電位電
力レールとの間に結合されていることを特徴とする回
路。 - 【請求項6】 BIMOS TTL出力バッファ回路で
あって、このBIMOS TTL出力バッファ回路の能
動動作モードの間に入力における高電位レベル及び低電
位レベルのデータ信号に応答して出力において電流を供
給及び低下させるバイポーラ出力プルアップ及びプルダ
ウン・トランジスタを有しており、前記能動モードの間
に入力電流電力消費を減少させる、BIMOS TTL
出力バッファ回路において、 a)このBIMOS TTL出力バッファ回路におい
て、前記入力に結合されたそれぞれの制御ゲート・ノー
ドと結合されている1対のデュアル分相トランジスタで
あって、前記出力プルダウン・トランジスタに結合され
た主電流経路を有しており、この対の中の第1のデュア
ル分相トランジスタは前記プルアップ・トランジスタに
結合された主電流経路を有し、この対の中の第2のデュ
アル分相トランジスタはフィードバック経路において前
記出力に結合された主フィードバック経路を有する、1
対のデュアル分相トランジスタと、 b)トライステート・イネーブル入力におけるトライス
テート・イネーブル信号に応答して前記出力において非
能動的なトライステート・モードを実現する複数のトラ
イステート・トランジスタであって、前記第1のデュア
ル分相トランジスタは前記複数のトライステート・トラ
ンジスタの一部と直列に高電位レールと低電位レールと
の間に結合されており、前記第2のデュアル分相トラン
ジスタは、ベース・ノードが前記複数のトライステート
・トランジスタの残りを介して前記高電位電力レールに
結合されているバイポーラ・フィードバック・トランジ
スタを有するフィードバック経路において結合されてい
る、複数のトライステート・トランジスタと、 を備えていることを特徴とするBIMOS TTL出力
バッファ回路。 - 【請求項7】 BIMOS TTL出力バッファ回路で
あって、バイポーラ出力プルアップ及びプルダウン・ト
ランジスタを有しており、前記バイポーラ出力プルアッ
プ及びプルダウン・トランジスタは、このバイポーラ出
力プルアップ及びプルダウン・トランジスタに結合され
ておりこのBIMOS TTL出力バッファ回路の能動
動作モードの間に入力における高電位レベル及び低電位
レベルのデータ信号に応答してそれぞれの導通状態を制
御する分相トランジスタへの電流を供給及び低下させ
る、BIMOS TTL出力バッファ回路において、 a)制御ノードが前記入力に結合された入力電力スイッ
チ・トランジスタであって、高電位電力レールと前記分
相トランジスタのベース・ノードとの間に結合されてお
り、前記能動動作モードの間に前記入力における高電位
レベル及び低電位レベルのデータ信号に応答して前記分
相トランジスタへのベース駆動電流の供給を制御する、
入力電力スイッチ・トランジスタと、 b)前記分相トランジスタのベース・ノードと低電位電
力レールとの間に結合された電圧降下コンポーネント放
電経路と、 を備えていることを特徴とするBIMOS TTL出力
バッファ回路。 - 【請求項8】 請求項7記載の回路において、この回路
は反転出力バッファ回路であり、前記入力電力スイッチ
・トランジスタはNMOSトランジスタであることを特
徴とする回路。 - 【請求項9】 請求項7記載の回路において、この回路
は非反転出力バッファ回路であり、前記入力電力スイッ
チ・トランジスタはPMOSトランジスタであることを
特徴とする回路。 - 【請求項10】 請求項7記載の回路において、トライ
ステート・イネーブル入力におけるトライステート・イ
ネーブル信号に応答して前記出力において非能動トライ
ステート・モードを実現するCMOSトライステート・
トランジスタを更に備えており、前記入力電力スイッチ
・トランジスタは、トライステート・トランジスタと直
列に、前記高電位電力レールに結合されていることを特
徴とする回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/796,455 US5218243A (en) | 1991-11-20 | 1991-11-20 | Bicmos ttl output buffer circuit with reduced power dissipation |
US796455 | 1991-11-20 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05268053A JPH05268053A (ja) | 1993-10-15 |
JP3209812B2 true JP3209812B2 (ja) | 2001-09-17 |
Family
ID=25168228
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP32468092A Expired - Fee Related JP3209812B2 (ja) | 1991-11-20 | 1992-11-11 | 消費電力を減少させるbicmos ttl出力バッファ回路 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5218243A (ja) |
EP (1) | EP0543261A1 (ja) |
JP (1) | JP3209812B2 (ja) |
KR (1) | KR930011437A (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5672988A (en) * | 1994-04-15 | 1997-09-30 | Linear Technology Corporation | High-speed switching regulator drive circuit |
JP2842527B2 (ja) * | 1996-08-08 | 1999-01-06 | 日本電気株式会社 | 入力回路 |
US5969541A (en) * | 1997-05-19 | 1999-10-19 | Stmicroelectronics, Inc. | Current inhibiting I/O buffer having a 5 volt tolerant input and method of inhibiting current |
JP6346207B2 (ja) * | 2016-01-28 | 2018-06-20 | 国立大学法人 東京大学 | ゲート駆動装置 |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4255670A (en) * | 1979-01-24 | 1981-03-10 | Fairchild Camera And Instrument Corp. | Transistor logic tristate output with feedback |
US4287433A (en) * | 1979-01-24 | 1981-09-01 | Fairchild Camera & Instrument Corp. | Transistor logic tristate output with reduced power dissipation |
JPH0693626B2 (ja) * | 1983-07-25 | 1994-11-16 | 株式会社日立製作所 | 半導体集積回路装置 |
JPS60177723A (ja) * | 1984-02-24 | 1985-09-11 | Hitachi Ltd | 出力回路 |
US4839537A (en) * | 1986-11-29 | 1989-06-13 | Kabushiki Kaisha Toshiba | BicMO logic circuit |
JPS63193720A (ja) * | 1987-02-06 | 1988-08-11 | Toshiba Corp | 論理回路 |
JPS63240128A (ja) * | 1987-03-27 | 1988-10-05 | Toshiba Corp | 論理回路 |
JP2820980B2 (ja) * | 1989-11-02 | 1998-11-05 | 富士通株式会社 | 論理回路 |
-
1991
- 1991-11-20 US US07/796,455 patent/US5218243A/en not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-11-11 JP JP32468092A patent/JP3209812B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1992-11-11 EP EP92119247A patent/EP0543261A1/en not_active Withdrawn
- 1992-11-19 KR KR1019920021720A patent/KR930011437A/ko not_active Application Discontinuation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0543261A1 (en) | 1993-05-26 |
JPH05268053A (ja) | 1993-10-15 |
KR930011437A (ko) | 1993-06-24 |
US5218243A (en) | 1993-06-08 |
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---|---|---|---|
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