JP3189051B2 - 電源装置およびこれを用いた粒子加速器 - Google Patents
電源装置およびこれを用いた粒子加速器Info
- Publication number
- JP3189051B2 JP3189051B2 JP33969990A JP33969990A JP3189051B2 JP 3189051 B2 JP3189051 B2 JP 3189051B2 JP 33969990 A JP33969990 A JP 33969990A JP 33969990 A JP33969990 A JP 33969990A JP 3189051 B2 JP3189051 B2 JP 3189051B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- power supply
- output
- voltage
- adder
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Particle Accelerators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は能動型フィルタを使用した電源装置に関し、
特にシンクロトロン粒子加速器の主電磁石のように高精
度でかつ高速制御性の要求される電磁石等に好適な電源
装置に関する。
特にシンクロトロン粒子加速器の主電磁石のように高精
度でかつ高速制御性の要求される電磁石等に好適な電源
装置に関する。
［従来の技術］ シンクロトロン粒子加速器においては、粒子の周回軌
道を制御するのに電磁石が用いられている。そしてこの
ような粒子加速器においては、大きな運動エネルギを有
する粒子の軌道のぶれが許容されないから、上記電磁石
を励磁する直流は脈流を含まず高い安定度が要求され
る。このような電磁石を励磁する電源装置には、日立評
論（Vol63−６、p397〜400昭和56年６月発行、新富ほか
「直流アクティブフィルタ」）に示すようなリアクトル
変圧器結合型の能動型フィルタが使用されており、高速
制御性の要求される電源装置が特開昭61−150018号公報
に開示されている。
道を制御するのに電磁石が用いられている。そしてこの
ような粒子加速器においては、大きな運動エネルギを有
する粒子の軌道のぶれが許容されないから、上記電磁石
を励磁する直流は脈流を含まず高い安定度が要求され
る。このような電磁石を励磁する電源装置には、日立評
論（Vol63−６、p397〜400昭和56年６月発行、新富ほか
「直流アクティブフィルタ」）に示すようなリアクトル
変圧器結合型の能動型フィルタが使用されており、高速
制御性の要求される電源装置が特開昭61−150018号公報
に開示されている。
［発明が解決しようとする課題］ 上記の従来技術では、能動型フィルタの出力部はリア
クトル変圧器により電源主回路と磁気結合している。粒
子加速器の主電磁石の磁場の強さを変えるために主電磁
石を励磁している電源装置の出力電流の増減を急に行な
うと、リアクトル変圧器の磁気結合により能動型フィル
タの増幅器側にも数千アンペアの主回路電流と同程度
で、リアクトル変圧器の巻数比だけ異なる電流変化を生
じ、その電流変化に耐える増幅器は過大な出力容量が要
求されるという問題を生じる。
クトル変圧器により電源主回路と磁気結合している。粒
子加速器の主電磁石の磁場の強さを変えるために主電磁
石を励磁している電源装置の出力電流の増減を急に行な
うと、リアクトル変圧器の磁気結合により能動型フィル
タの増幅器側にも数千アンペアの主回路電流と同程度
で、リアクトル変圧器の巻数比だけ異なる電流変化を生
じ、その電流変化に耐える増幅器は過大な出力容量が要
求されるという問題を生じる。
また、能動型フィルタの機能が出力電圧の脈動、言い
替えると出力電圧の変化を抑える目的のため、電源の出
力を高速に変化させようとする用途には適していなかっ
た。すなわち、制御操作により出力電圧を変化させよう
とすると、能動型フィルタはその電圧変化を検出して、
それを制御するように動作してしまう問題がある。
替えると出力電圧の変化を抑える目的のため、電源の出
力を高速に変化させようとする用途には適していなかっ
た。すなわち、制御操作により出力電圧を変化させよう
とすると、能動型フィルタはその電圧変化を検出して、
それを制御するように動作してしまう問題がある。
その問題を解決する手段として、特開昭61−150018号
公報に示されるように、制御操作信号を出力電圧に換算
して、能動型フィルタの電圧検出部から差し引くという
方法が考えられた。
公報に示されるように、制御操作信号を出力電圧に換算
して、能動型フィルタの電圧検出部から差し引くという
方法が考えられた。
しかしこの対策を行なって出力電流を急変させようと
する用途に適用した場合、制御動作が遅れて高精度でか
つ高速制御性を要求される加速器等の電源装置を実現で
きないという問題がある。
する用途に適用した場合、制御動作が遅れて高精度でか
つ高速制御性を要求される加速器等の電源装置を実現で
きないという問題がある。
本発明の目的は、能動型フィルタの増幅器の出力容量
を低減することにある。
を低減することにある。
本発明の他の目的は、上記目的に加え高速応答が可能
な高精度の電源装置およびこれを用いた粒子加速器を提
供することにある。
な高精度の電源装置およびこれを用いた粒子加速器を提
供することにある。
［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明は、スイッチング
素子を有し交流を直流に変換して出力する変換装置と、
該変換装置の出力に接続された受動型フィルタと、該受
動型フィルタの出力に接続された能動型フィルタと、前
記変換装置の負荷電流を、電流指令に一致させる電流操
作量を求め、該電流操作量に基づいて前記スイッチング
素子を制御する変換装置制御回路とを備え、前記能動型
フィルタの出力を負荷に供給する電源装置において、 前記能動型フィルタが、直流主回路に直列挿入された
リアクトルと、前記受動型フィルタの出力電圧を検出す
る電圧検出器と、該検出電圧から前記変換装置制御回路
の電流操作量に相当する電圧を減算する加算器と、該加
算器の出力から脈流成分を抽出する高域フィルタと、該
抽出された脈流成分を積分処理して電流設定値を出力す
る積分回路と、前記電流設定値と電流フィードバック値
との偏差を算出するフィードバック用加算器と、該フィ
ードバック用加算器の算出による偏差に応じ、前記リア
クトルに誘起される主回路脈流電圧と逆位相の脈流電圧
を発生させる励磁電流を前記リアクトルに供給する増幅
器と、前記リアクトルから前記増幅器にフィードバック
されるフィードバック電流値を検出して前記フィードバ
ック用加算器に出力する電流検出器とを備えてなること
を特徴とする電源装置を構成したものである。
素子を有し交流を直流に変換して出力する変換装置と、
該変換装置の出力に接続された受動型フィルタと、該受
動型フィルタの出力に接続された能動型フィルタと、前
記変換装置の負荷電流を、電流指令に一致させる電流操
作量を求め、該電流操作量に基づいて前記スイッチング
素子を制御する変換装置制御回路とを備え、前記能動型
フィルタの出力を負荷に供給する電源装置において、 前記能動型フィルタが、直流主回路に直列挿入された
リアクトルと、前記受動型フィルタの出力電圧を検出す
る電圧検出器と、該検出電圧から前記変換装置制御回路
の電流操作量に相当する電圧を減算する加算器と、該加
算器の出力から脈流成分を抽出する高域フィルタと、該
抽出された脈流成分を積分処理して電流設定値を出力す
る積分回路と、前記電流設定値と電流フィードバック値
との偏差を算出するフィードバック用加算器と、該フィ
ードバック用加算器の算出による偏差に応じ、前記リア
クトルに誘起される主回路脈流電圧と逆位相の脈流電圧
を発生させる励磁電流を前記リアクトルに供給する増幅
器と、前記リアクトルから前記増幅器にフィードバック
されるフィードバック電流値を検出して前記フィードバ
ック用加算器に出力する電流検出器とを備えてなること
を特徴とする電源装置を構成したものである。
前記電源装置を構成するに際しては、以下の要素を付
加することができる。
加することができる。
（イ）前記リアクトルが、１次巻線が前記直流主回路に
挿入接続されたリアクトル変圧器であり、該リアクトル
変圧器の２次巻線が前記増幅器の出力に接続されたもの
である。
挿入接続されたリアクトル変圧器であり、該リアクトル
変圧器の２次巻線が前記増幅器の出力に接続されたもの
である。
（ロ）前記リアクトルが、前記直流主回路に挿入接続さ
れた直流インダクタンスであり、該直流インダクタンス
の両端が前記増幅器の出力に接続されたものである。
れた直流インダクタンスであり、該直流インダクタンス
の両端が前記増幅器の出力に接続されたものである。
（ハ）前記変換装置制御回路の電流操作量に相当する電
圧が、所定の遅延時間に設定された遅延回路を介して前
記加算器に入力される。
圧が、所定の遅延時間に設定された遅延回路を介して前
記加算器に入力される。
（ニ）前記変換装置制御回路の電流操作量に相当する電
圧にフィードフォワードの電圧指令が加算され、その加
算値又はフィードフォワードの電圧指令が、所定の遅延
時間に設定された遅延回路を介して前記加算器に入力さ
れる。
圧にフィードフォワードの電圧指令が加算され、その加
算値又はフィードフォワードの電圧指令が、所定の遅延
時間に設定された遅延回路を介して前記加算器に入力さ
れる。
（ホ）前記遅延回路の遅延時間が、前記電流操作量の変
化が前記受動型フィルタの出力電圧に現れる応答遅れ時
間に設定されている。
化が前記受動型フィルタの出力電圧に現れる応答遅れ時
間に設定されている。
また、粒子を生成する粒子発生器と、該粒子発生器で
生成された粒子を所定のエネルギーレベル迄加算する前
段加速器と、該前段加速器で加速された粒子を主電磁石
により周回させながら高周波加速空洞により加速して所
定の粒子エネルギを付与する最終段加速器と、前記主電
磁石を励磁する電源装置とを備えてなる粒子加速器に、
上記構成の電源装置に適用することで、粒子の周回軌道
を正確に保持し短時間で安定して粒子を所定のエネルギ
レベル迄加速出来る粒子加速器を実現出来る。
生成された粒子を所定のエネルギーレベル迄加算する前
段加速器と、該前段加速器で加速された粒子を主電磁石
により周回させながら高周波加速空洞により加速して所
定の粒子エネルギを付与する最終段加速器と、前記主電
磁石を励磁する電源装置とを備えてなる粒子加速器に、
上記構成の電源装置に適用することで、粒子の周回軌道
を正確に保持し短時間で安定して粒子を所定のエネルギ
レベル迄加速出来る粒子加速器を実現出来る。
［作 用］ 上記構成によれば、増幅器の作用により脈流成分に応
じた逆位相の電流がリアクトルに流れてこれにより電圧
が誘起されるから主回路を流れる脈流成分が除去され
る。しかも負帰還回路を設けたことからリアクトルから
増幅器側に過大な電流が流れようとしても増幅器の出力
電流は脈流成分に応じた電流に保持される。このように
して増幅器の容量を低減でき、かつ破損を防止出来る。
じた逆位相の電流がリアクトルに流れてこれにより電圧
が誘起されるから主回路を流れる脈流成分が除去され
る。しかも負帰還回路を設けたことからリアクトルから
増幅器側に過大な電流が流れようとしても増幅器の出力
電流は脈流成分に応じた電流に保持される。このように
して増幅器の容量を低減でき、かつ破損を防止出来る。
また、電流指令による出力電流を急に変化させる時、
受動フィルタの出力電圧の検出値に電流操作量に相当す
る信号を減算して、脈流成分に現れる出力電流の変化の
影響を除くことも出来るから、リアクトルに誘起される
電圧もその影響を受けず主回路の電流は電流指令に速や
かに追従して高速制御が可能となる。
受動フィルタの出力電圧の検出値に電流操作量に相当す
る信号を減算して、脈流成分に現れる出力電流の変化の
影響を除くことも出来るから、リアクトルに誘起される
電圧もその影響を受けず主回路の電流は電流指令に速や
かに追従して高速制御が可能となる。
更に、シンクロトロン粒子加速器の主電磁石に上記構
成の高精度・高速で電流を変化させる特性を備えた電源
装置から純直流の励磁電流を供給することにより、粒子
の周回軌道を正確に保持し短時間で安定して粒子を所定
のエネルギレベル迄加速出来る。
成の高精度・高速で電流を変化させる特性を備えた電源
装置から純直流の励磁電流を供給することにより、粒子
の周回軌道を正確に保持し短時間で安定して粒子を所定
のエネルギレベル迄加速出来る。
［実施例］ 以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。第
１図は負荷装置７に直流電流を供給する電源装置の構成
を示すブロック図である。
１図は負荷装置７に直流電流を供給する電源装置の構成
を示すブロック図である。
先ず、電源装置の構成を説明する。電源装置は交流電
力を直流に変換するサイリスタ変換装置２、このサイリ
スタ変換装置２の出力に接続する受動フィルタ３、この
受動フィルタ３の出力に接続する能動型フィルタ１及び
サイリスタ変換装置２を制御する変換装置制御回路10か
ら構成される。変換装置制御回路10は、電流制御指令９
に基づいて動作する定電流制御器４、定電圧制御器５、
操作量をサイリスタ変換装置２のサイリスタに出力する
自動パルス移相器６が順に接続されている。受動フィル
タ３は直流インダクタ、コンデンサなどで構成されてい
る。能動型フィルタ１は、直流主回路に挿入されたリア
クトル変圧器18、この２次巻線に励磁電流を供給する増
幅器16、受動フィルタ３の出力電圧を検出する電圧検出
器11、その検出電圧と変換装置制御回路10からの制御信
号Vcの偏差を求める加算器12、加算器12の出力を入力し
受動フィルタ３の出力電圧に含まれる脈動のみを通過さ
せる高域フィルタ13、この高域フィルタ13出力を積分す
る積分器14、積分器14の出力と増幅器16の出力電流を検
出する電流検出器17によって得られる電流フィードバッ
ク値との偏差を求め増幅器16に出力を入力する加算器
（フィードバック用加算器）15から構成されている。
力を直流に変換するサイリスタ変換装置２、このサイリ
スタ変換装置２の出力に接続する受動フィルタ３、この
受動フィルタ３の出力に接続する能動型フィルタ１及び
サイリスタ変換装置２を制御する変換装置制御回路10か
ら構成される。変換装置制御回路10は、電流制御指令９
に基づいて動作する定電流制御器４、定電圧制御器５、
操作量をサイリスタ変換装置２のサイリスタに出力する
自動パルス移相器６が順に接続されている。受動フィル
タ３は直流インダクタ、コンデンサなどで構成されてい
る。能動型フィルタ１は、直流主回路に挿入されたリア
クトル変圧器18、この２次巻線に励磁電流を供給する増
幅器16、受動フィルタ３の出力電圧を検出する電圧検出
器11、その検出電圧と変換装置制御回路10からの制御信
号Vcの偏差を求める加算器12、加算器12の出力を入力し
受動フィルタ３の出力電圧に含まれる脈動のみを通過さ
せる高域フィルタ13、この高域フィルタ13出力を積分す
る積分器14、積分器14の出力と増幅器16の出力電流を検
出する電流検出器17によって得られる電流フィードバッ
ク値との偏差を求め増幅器16に出力を入力する加算器
（フィードバック用加算器）15から構成されている。
次に電源装置の動作を説明する。
変換装置制御回路10は、電流制御指令９から直流電流
検出器８で検出されたフィードバック電流信号を第１加
算器21により差し引き、定電流制御器４で定電流となる
ように制御し定電流制御器４の出力とサイリスタ変換装
置２の出力電圧の検出値を第２加算器23に入力して電圧
操作量を決定し、定電圧制御器５、自動パルス移相器６
を介してサイリスタ変換装置２の出力を制御する。サイ
リスタ変換装置２の出力電圧は受動フィルタ３により出
力電圧の脈動が低減され能動型フィルタ１に入力され
る。電圧検出器11により受動フィルタ３の出力電圧を検
出しこの検出電圧から高域フィルタ13により検出電圧の
交流成分を取り出す。この交流成分を積分器14で積分演
算して電流設定値を得る。その電流設定値に従って増幅
器16が定電流駆動される。増幅器16の出力電流が電流検
出器17で検出され、加算器15で電流設定値から減算さ
れ、負帰還増幅されることにより定電流駆動されてい
る。増幅器16の出力電流は逆位相にてリアクトル変圧器
18に供給され、リアクトル変圧器18の結合により受動フ
ィルタ３の出力電圧に含まれる脈流を打ち消すように動
作する。すなわち、増幅器16の出力電流をｉとし、この
電流によりリアクトル変圧器18の１次巻線に誘起される
電圧をVaとすると、Vaは（１）式で表される。ここでＭ
はリアクトル変圧器18の相互インダクタンスである これによりｉは微分波形となり高域フィルタ13の出力は
ｖと異なる。
検出器８で検出されたフィードバック電流信号を第１加
算器21により差し引き、定電流制御器４で定電流となる
ように制御し定電流制御器４の出力とサイリスタ変換装
置２の出力電圧の検出値を第２加算器23に入力して電圧
操作量を決定し、定電圧制御器５、自動パルス移相器６
を介してサイリスタ変換装置２の出力を制御する。サイ
リスタ変換装置２の出力電圧は受動フィルタ３により出
力電圧の脈動が低減され能動型フィルタ１に入力され
る。電圧検出器11により受動フィルタ３の出力電圧を検
出しこの検出電圧から高域フィルタ13により検出電圧の
交流成分を取り出す。この交流成分を積分器14で積分演
算して電流設定値を得る。その電流設定値に従って増幅
器16が定電流駆動される。増幅器16の出力電流が電流検
出器17で検出され、加算器15で電流設定値から減算さ
れ、負帰還増幅されることにより定電流駆動されてい
る。増幅器16の出力電流は逆位相にてリアクトル変圧器
18に供給され、リアクトル変圧器18の結合により受動フ
ィルタ３の出力電圧に含まれる脈流を打ち消すように動
作する。すなわち、増幅器16の出力電流をｉとし、この
電流によりリアクトル変圧器18の１次巻線に誘起される
電圧をVaとすると、Vaは（１）式で表される。ここでＭ
はリアクトル変圧器18の相互インダクタンスである これによりｉは微分波形となり高域フィルタ13の出力は
ｖと異なる。
検出電圧がVd＋ｖ（Vdは直流電圧分、ｖは脈動電圧
分）の時、高域フィルタ13の出力はｖのみとなり高域フ
ィルタ13の出力ｖを積分するとその出力電流ｉは（２）
式で表わされる。
分）の時、高域フィルタ13の出力はｖのみとなり高域フ
ィルタ13の出力ｖを積分するとその出力電流ｉは（２）
式で表わされる。
ここで、 v:脈動電圧 T:積分時間 s:ラプラス演算子 とする。
そして増幅器16以降では積分器14の出力に等しくなる
ように制御されリアクトル変圧器18の相互インダクタン
スをＭとすると、リアクトル変圧器18の出力側には
（３）式で表わされる電圧Vaを発生する。
ように制御されリアクトル変圧器18の相互インダクタン
スをＭとすると、リアクトル変圧器18の出力側には
（３）式で表わされる電圧Vaを発生する。
いま、 Ｔ＝Ｍ ……（５） とし、（５）式を（４）式に代入すると Va＝ｖとなり電源の出力電圧Edは Ed＝（Vd＋ｖ）−Va ＝Vd ……（６） となって、脈動電圧が打ち消される。
第２図により電流制御指令による制御操作があった場
合の説明をする。電流制御指令９が変化すると定電流制
御器４が出力する制御信号Vcは第２図（ａ）の様に変化
する。同様に受動フィルタ３の出力電圧Vdは理想的なパ
ターン（制御信号Vcに等しい）としては第２図（ｂ）に
示した様に点線となるが、実際は脈動電圧ｖが重畳しVd
＋ｖとなり、更にフィルタ等の影響で実線の様に応答が
遅れる。加算器12の出力は第２図（ｃ）に示した波形と
成る。高域フィルタ13の出力は第２図（ｄ）に示した波
形と成る。尚、制御信号Vcの減算をしない時は同図点線
の様になる。高域フィルタ13の出力を積分器14に入力し
て積分すると第２図（ｅ）に示した波形となり、また制
御信号Vcの減算をしない時は点線の様になる。積分器14
の出力を増壁器16に入力しその出力電流は電流検出器17
で検出され、加算器15で積分器14の出力から減算され、
帰還増幅されることにより積分器14の出力と偏差が無く
なるように制御される。従ってその波形は第６段に示し
た様に積分器14の出力に等しい。増幅器16の出力電流は
リアクトル変圧器18に供給されその２次側には増幅器16
の出力電流の微分波形を有する電圧Va即ち積分器14で積
分する前の高域フィルタ13の出力に等しい第７段に示し
た波形が現れる。リアクトル変圧器18の２次側では Ed＝（Vd＋ｖ）−Va ……（７） となり第８段に示した波形が現れ、制御信号Vcの変化分
もVa＝ｖ−VcとなってVaに出力され電源の出力電圧は Ed＝Vd＋Vc ……（８） となりVcの減算を行うことにより出力電圧が即応答し制
御操作を直ちに出力することができる。Vcの減算を行は
ないと点線で示した波形の如くなり応答は遅くなる。
合の説明をする。電流制御指令９が変化すると定電流制
御器４が出力する制御信号Vcは第２図（ａ）の様に変化
する。同様に受動フィルタ３の出力電圧Vdは理想的なパ
ターン（制御信号Vcに等しい）としては第２図（ｂ）に
示した様に点線となるが、実際は脈動電圧ｖが重畳しVd
＋ｖとなり、更にフィルタ等の影響で実線の様に応答が
遅れる。加算器12の出力は第２図（ｃ）に示した波形と
成る。高域フィルタ13の出力は第２図（ｄ）に示した波
形と成る。尚、制御信号Vcの減算をしない時は同図点線
の様になる。高域フィルタ13の出力を積分器14に入力し
て積分すると第２図（ｅ）に示した波形となり、また制
御信号Vcの減算をしない時は点線の様になる。積分器14
の出力を増壁器16に入力しその出力電流は電流検出器17
で検出され、加算器15で積分器14の出力から減算され、
帰還増幅されることにより積分器14の出力と偏差が無く
なるように制御される。従ってその波形は第６段に示し
た様に積分器14の出力に等しい。増幅器16の出力電流は
リアクトル変圧器18に供給されその２次側には増幅器16
の出力電流の微分波形を有する電圧Va即ち積分器14で積
分する前の高域フィルタ13の出力に等しい第７段に示し
た波形が現れる。リアクトル変圧器18の２次側では Ed＝（Vd＋ｖ）−Va ……（７） となり第８段に示した波形が現れ、制御信号Vcの変化分
もVa＝ｖ−VcとなってVaに出力され電源の出力電圧は Ed＝Vd＋Vc ……（８） となりVcの減算を行うことにより出力電圧が即応答し制
御操作を直ちに出力することができる。Vcの減算を行は
ないと点線で示した波形の如くなり応答は遅くなる。
なお実際には積分器14は制御のオフセット量などまで
積分されないように１次遅れ回路などによる擬似積分回
路で代用する。１次遅れの時定数をτ、利得をＫとして
１次遅れの特性を K/（１＋τｓ）とした時 となるようにτ、Ｋを定めればτｓ≫１の範囲で上記と
同特性とすることが出来る。
積分されないように１次遅れ回路などによる擬似積分回
路で代用する。１次遅れの時定数をτ、利得をＫとして
１次遅れの特性を K/（１＋τｓ）とした時 となるようにτ、Ｋを定めればτｓ≫１の範囲で上記と
同特性とすることが出来る。
更に、積分器14の特性を として進み補償を行なえば鉄損分による高周波領域での
特性劣化を改善出来る。即ち、鉄損分をＭに並列の抵抗
R1で表わした時、増幅器16の出力電流ｉにより、リアク
トル変圧器18の出力側に発生する電圧は となるため とすることによりVa≒ｖとすることが出来る。
特性劣化を改善出来る。即ち、鉄損分をＭに並列の抵抗
R1で表わした時、増幅器16の出力電流ｉにより、リアク
トル変圧器18の出力側に発生する電圧は となるため とすることによりVa≒ｖとすることが出来る。
第３図の第１図のリアクトル変圧器18を直流インダク
タ19に置き換えた例であるが図を簡単にする為変換装置
制御回路10は省略した。ここで、第１図と同一符号は同
一品を示している。直流インダクタ19のインダクタンス
をＬ、抵抗をＲとすると、直流インダクタ19の両端に誘
起される電圧Vaは となる。
タ19に置き換えた例であるが図を簡単にする為変換装置
制御回路10は省略した。ここで、第１図と同一符号は同
一品を示している。直流インダクタ19のインダクタンス
をＬ、抵抗をＲとすると、直流インダクタ19の両端に誘
起される電圧Vaは となる。
とすることにより、 Va＝ｖ ……（15） とすることができる。本実施例によれば積分器14を擬似
積分特性としても完全な補償ができるという効果があ
る。
積分特性としても完全な補償ができるという効果があ
る。
第４図の例では制御操作量Vcに伝達関数Ｇ（ｓ）のフ
ィルタ20を通して能動型フィルタ１の入力から差し引く
ようにしたものである。伝達関数Ｇ（ｓ）の特性はサイ
リスタ変換装置２の電圧制御の遅れと受動フィルタ３の
遅れに対応するものとする。本実施例によれば Vc′＝Ｇ（ｓ）・Vc ……（16） は、ほぼVdに等しくすることができる。このため高域フ
ィルタ13の入力電圧は （Vd＋ｖ）−Vc′＝ｖ ……（17） となり、ほとんど脈動電圧だけとなる。本実施例によれ
ば、制御操作を行なっても増幅器16は制御操作の変化分
を出力する必要が無くなり出力容量増加がほとんどなく
なるという効果がある。
ィルタ20を通して能動型フィルタ１の入力から差し引く
ようにしたものである。伝達関数Ｇ（ｓ）の特性はサイ
リスタ変換装置２の電圧制御の遅れと受動フィルタ３の
遅れに対応するものとする。本実施例によれば Vc′＝Ｇ（ｓ）・Vc ……（16） は、ほぼVdに等しくすることができる。このため高域フ
ィルタ13の入力電圧は （Vd＋ｖ）−Vc′＝ｖ ……（17） となり、ほとんど脈動電圧だけとなる。本実施例によれ
ば、制御操作を行なっても増幅器16は制御操作の変化分
を出力する必要が無くなり出力容量増加がほとんどなく
なるという効果がある。
本実施例ではさらにフィードフォワードによる操作量
Vfを制御信号Vcに加えた場合を示しており、特開昭62−
191905号公報に示されるフィードフォワードによる制御
も可能となる。
Vfを制御信号Vcに加えた場合を示しており、特開昭62−
191905号公報に示されるフィードフォワードによる制御
も可能となる。
第５図に示す実施例では、フィードフォワードによる
操作量Vfを伝達関数Ｇ（ｓ）のフィルタ20を介して制御
に用いている。本実施例によれば、フィードフォワード
による操作は伝達関数Ｇ（ｓ）の遅れを考慮して行なう
ことができるというフィードフォワードの特徴により、
伝達関数Ｇ（ｓ）の遅れを補償した操作が可能である。
一方、フィードバック操作については伝達関数Ｇ（ｓ）
の遅れがないため、制御が高速になる。一般にフィード
フォワードは出力を大幅に変化させようとする時に必要
になるため、伝達関数Ｇ（ｓ）を通すことによる増幅器
出力容量の低減効果は大きい。かつ上記のように制御の
高速性が保たれるという効果がある。
操作量Vfを伝達関数Ｇ（ｓ）のフィルタ20を介して制御
に用いている。本実施例によれば、フィードフォワード
による操作は伝達関数Ｇ（ｓ）の遅れを考慮して行なう
ことができるというフィードフォワードの特徴により、
伝達関数Ｇ（ｓ）の遅れを補償した操作が可能である。
一方、フィードバック操作については伝達関数Ｇ（ｓ）
の遅れがないため、制御が高速になる。一般にフィード
フォワードは出力を大幅に変化させようとする時に必要
になるため、伝達関数Ｇ（ｓ）を通すことによる増幅器
出力容量の低減効果は大きい。かつ上記のように制御の
高速性が保たれるという効果がある。
次にシンクロトロン粒子加速器の電磁石を励磁する電
源として本発明による電源装置を用いた場合の実施例を
示す。
源として本発明による電源装置を用いた場合の実施例を
示す。
先ず、シンクロトロン粒子加速器として代表的な陽子
シンクロトロンの全体構成を説明する。
シンクロトロンの全体構成を説明する。
陽子発生器で放電により生成した陽子（水素イオン）
は、前段加速器で高電圧により加速され、更に線形加速
器でブースタにより加速され、最終段加速器（主リン
グ）へ送られ周回しながら加速されて所定の粒子エネル
ギが付与される。最終段加速器は円周軌道を成し軌道上
に主電磁石と高周波加速空洞が配置されている。そして
主電磁石は陽子をして円周軌道を周回するよう偏向させ
る偏向電磁石と、陽子ビームが軌道から逸脱しないよう
に集束させる集束四極電磁石及び発散四極電磁石とから
構成されている。またそれぞれの電磁石を直流励起する
電源装置も配置されている。この電源装置は大出力であ
ると共に負荷電流及び電圧を一定パターンで急激に変化
させかつ繰返すので高精度、高力率、高信頼性が要求さ
れる。上記高周波加速空洞は高周波により陽子を加速す
る装置で陽子が通過する毎に徐々に加速する。
は、前段加速器で高電圧により加速され、更に線形加速
器でブースタにより加速され、最終段加速器（主リン
グ）へ送られ周回しながら加速されて所定の粒子エネル
ギが付与される。最終段加速器は円周軌道を成し軌道上
に主電磁石と高周波加速空洞が配置されている。そして
主電磁石は陽子をして円周軌道を周回するよう偏向させ
る偏向電磁石と、陽子ビームが軌道から逸脱しないよう
に集束させる集束四極電磁石及び発散四極電磁石とから
構成されている。またそれぞれの電磁石を直流励起する
電源装置も配置されている。この電源装置は大出力であ
ると共に負荷電流及び電圧を一定パターンで急激に変化
させかつ繰返すので高精度、高力率、高信頼性が要求さ
れる。上記高周波加速空洞は高周波により陽子を加速す
る装置で陽子が通過する毎に徐々に加速する。
第６図に陽子シンクロトロンの電磁石とその電磁石を
励磁する本発明による電源装置との結線を示す。
励磁する本発明による電源装置との結線を示す。
偏向電磁石励磁電源31は偏向電磁石34を励磁する電源
であり、集束電磁石励磁電源32は集束四極電磁石35を励
磁する電源であり、発散四極電磁石励磁電源33は発散四
極電磁石36を励磁する電源である。
であり、集束電磁石励磁電源32は集束四極電磁石35を励
磁する電源であり、発散四極電磁石励磁電源33は発散四
極電磁石36を励磁する電源である。
続いて陽子の加速について説明する。陽子の加速にあ
たりこれら電磁石の発生磁場は陽子のエネルギーに応じ
て高める。加速する時間は例えば１秒であれば、最終段
加速器に陽子が打ち込まれた加速当初の低エネルギレベ
ルの陽子に対応する10％程度の磁場から所定のエネルギ
レベル迄に加速された高エネルギレベルの陽子に対応す
る100％の磁場迄１秒で球速に変化させ、陽子ビームが
軌道から逸脱しないように集束させるには磁場の精度は
0.01％以上の高精度の制御を行なう必要がある。電源装
置はそのような磁場に励磁電流を供給する為極めて高精
度でリップルも抑制して高速で電流を変化させる特性が
要求される。
たりこれら電磁石の発生磁場は陽子のエネルギーに応じ
て高める。加速する時間は例えば１秒であれば、最終段
加速器に陽子が打ち込まれた加速当初の低エネルギレベ
ルの陽子に対応する10％程度の磁場から所定のエネルギ
レベル迄に加速された高エネルギレベルの陽子に対応す
る100％の磁場迄１秒で球速に変化させ、陽子ビームが
軌道から逸脱しないように集束させるには磁場の精度は
0.01％以上の高精度の制御を行なう必要がある。電源装
置はそのような磁場に励磁電流を供給する為極めて高精
度でリップルも抑制して高速で電流を変化させる特性が
要求される。
シンクロトロン粒子加速器に本発明による電源装置を
使用することにより、粒子の周回軌道を正しく保持出来
るから短時間で安定して粒子を所定のエネルギレベル迄
加速出来る。
使用することにより、粒子の周回軌道を正しく保持出来
るから短時間で安定して粒子を所定のエネルギレベル迄
加速出来る。
［発明の効果］ 本発明によれば、出力電流を変化させても、電流増幅
回路の出力電流が変化しないように電流値演算回路は制
御するから、過大な電流による増幅器の破損を考慮する
必要が無く、コンパクトな増幅器が得られる。
回路の出力電流が変化しないように電流値演算回路は制
御するから、過大な電流による増幅器の破損を考慮する
必要が無く、コンパクトな増幅器が得られる。
また、出力電流を急に変化させる時上記のように制御
操作量が受動フィルタを介さずに能動フィルタに出力さ
れるので、高速制御が可能となる効果が得られる。
操作量が受動フィルタを介さずに能動フィルタに出力さ
れるので、高速制御が可能となる効果が得られる。
更に、シンクロトロン粒子加速器の主電磁石に上記構
成の高精度でリップルも抑制して高速で電流を変化させ
る特性を備えた電源装置から励磁電流を供給することに
より、粒子の周回軌道を正しく保持出来るから短時間で
安定して粒子を所定のエネルギレベル迄加速出来る効果
が得られる。
成の高精度でリップルも抑制して高速で電流を変化させ
る特性を備えた電源装置から励磁電流を供給することに
より、粒子の周回軌道を正しく保持出来るから短時間で
安定して粒子を所定のエネルギレベル迄加速出来る効果
が得られる。
第１図は本発明の実施例の構成を示すブロック図、第２
図は本発明の実施例の制御動作を説明する波形図、第３
図〜第５図は本発明の他の実施例の構成を示すブロック
図、第６図は本発明の実施例の陽子シンクロトロンの電
磁石とその電磁石を励磁する電源装置との関係を示すブ
ロック図である。 １……能動型フィルタ、２……サイリスタ変換装置、３
……受動フィルタ、４……定電流制御器、５……定電圧
制御器、６……自動パルス移相器、７……負荷装置、９
……電流制御指令、10……変換装置制御回路、11……電
圧検出器、12、15……加算器、13……高域フィルタ、14
……積分器、16……増幅器、18……電流検出器、18……
リアクトル変圧器、19……直流インダクタ、20……動作
遅れフィルタ、21……第１加算器、23……第２加算器、
31……偏向電磁石励磁電源、32……集束電磁石励磁電
源、33……発散四極電磁石励磁電源、34……偏向電磁
石、35……集束電磁石、36……発散四極電磁石
図は本発明の実施例の制御動作を説明する波形図、第３
図〜第５図は本発明の他の実施例の構成を示すブロック
図、第６図は本発明の実施例の陽子シンクロトロンの電
磁石とその電磁石を励磁する電源装置との関係を示すブ
ロック図である。 １……能動型フィルタ、２……サイリスタ変換装置、３
……受動フィルタ、４……定電流制御器、５……定電圧
制御器、６……自動パルス移相器、７……負荷装置、９
……電流制御指令、10……変換装置制御回路、11……電
圧検出器、12、15……加算器、13……高域フィルタ、14
……積分器、16……増幅器、18……電流検出器、18……
リアクトル変圧器、19……直流インダクタ、20……動作
遅れフィルタ、21……第１加算器、23……第２加算器、
31……偏向電磁石励磁電源、32……集束電磁石励磁電
源、33……発散四極電磁石励磁電源、34……偏向電磁
石、35……集束電磁石、36……発散四極電磁石
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G05F 1/46 H02M 7/155
Claims (7)
- 【請求項１】スイッチング素子を有し交流を直流に変換
して出力する変換装置と、該変換装置の出力に接続され
た受動型フィルタと、該受動型フィルタの出力に接続さ
れた能動型フィルタと、前記変換装置の負荷電流を、電
流指令に一致させる電流操作量を求め、該電流操作量に
基づいて前記スイッチング素子を制御する変換装置制御
回路とを備え、前記能動型フィルタの出力を負荷に供給
する電源装置において、 前記能動型フィルタが、直流主回路に直列挿入されたリ
アクトルと、前記受動型フィルタの出力電圧を検出する
電圧検出器と、該検出電圧から前記変換装置制御回路の
電流操作量に相当する電圧を減算する加算器と、該加算
器の出力から脈流成分を抽出する高域フィルタと、該抽
出された脈流成分を積分処理して電流設置値を出力する
積分回路と、前記電流設定値と電流フィードバック値と
の偏差を算出するフィードバック用加算器と、該フィー
ドバック用加算器の算出による偏差に応じ、前記リアク
トルに誘起される主回路脈流電圧との逆位相の脈流電圧
を発生させる励磁電流を前記リアクトルに供給する増幅
器と、前記リアクトルから前記増幅器にフィードバック
されるフィードバック電流値を検出して前記フィードバ
ック用加算器に出力する電流検出器とを備えてなること
を特徴とする電源装置。 - 【請求項２】請求項１に記載の電源装置において、前記
リアクトルが、１次巻線が前記直流主回路に挿入接続さ
れたリアクトル変圧器であり、該リアクトル変圧器の２
次巻線が前記増幅器の出力に接続されたものであること
を特徴とする電源装置。 - 【請求項３】請求項１に記載の電源装置において、前記
リアクトルが、前記直流主回路に挿入接続された直流イ
ンダクタンスであり、該直流インダクタンスの両端が前
記増幅器の出力に接続されたものであることを特徴とす
る電源装置。 - 【請求項４】請求項１、２または３のうちいずれか１項
に記載の電源装置において、前記変換装置制御回路の電
流操作量に相当する電圧が、所定の遅延時間に設定され
た遅延回路を介して前記加算器に入力されることを特徴
とする電源装置。 - 【請求項５】請求項１、２または３のうちいずれか１項
に記載の電源装置において、前記変換装置制御回路の電
流操作量に相当する電圧にフィードフォワードの電圧指
令が加算され、その加算値又はフィードフォワードの電
圧指令が、所定の遅延時間に設定された遅延回路を介し
て前記加算器に入力されることを特徴とする電源装置。 - 【請求項６】請求項４または５に記載の電源装置におい
て、前記遅延回路の遅延時間が、前記電流操作量の変化
が前記受動型フィルタの出力電圧に現れる応答遅れ時間
に設定されたことを特徴とする電源装置。 - 【請求項７】粒子を生成する粒子発生器と、該粒子発生
器で生成された粒子を所定のエネルギーレベル迄加速す
る前段加速器と、該前段加速器で加速された粒子を主電
磁石により周回させながら高周波加速空洞により加速し
て所定の粒子エネルギを付与する最終段加速器と、前記
主電磁石を励磁する電源装置とを備えた粒子加速器にお
いて、 前記電源装置が、スイッチング素子を有し交流を直流に
変換して出力する変換装置と、該変換装置の出力に接続
された受動型フィルタと、該受動型フィルタの出力に接
続された能動型フィルタと、前記変換装置の負荷電流
を、電流指令に一致させる電流操作量を求め、該電流操
作量に基づいて前記スイッチング素子を制御する変換装
置制御回路とを備え、 前記能動型フィルタが、直流主回路に直列挿入されたリ
アクトルと、前記受動型フィルタの出力電圧を検出する
電圧検出器と、該検出電圧から前記変換装置制御回路の
電流操作量に相当する電圧を減算する加算器と、該加算
器の出力から脈流成分を抽出する高域フィルタと、該抽
出された脈流成分を積分処理して電流設置値を出力する
積分回路と、前記電流設置値と電流フィードバック値と
の偏差を算出するフィードバック用加算器と、該フィー
ドバック用加算器の算出による偏差に応じ、前記リアク
トルに誘起される主回路脈流電圧と逆位相の脈流電圧を
発生させる励磁電流を前記リアクトルに供給する増幅器
と、前記リアクトルから前記増幅器にフィードバックさ
れるフィードバック電流値を検出して前記フィードバッ
ク用加算器に出力する電流検出器とを備えてなることを
特徴とする粒子加速器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33969990A JP3189051B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | 電源装置およびこれを用いた粒子加速器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33969990A JP3189051B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | 電源装置およびこれを用いた粒子加速器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04205509A JPH04205509A (ja) | 1992-07-27 |
| JP3189051B2 true JP3189051B2 (ja) | 2001-07-16 |
Family
ID=18329966
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33969990A Expired - Fee Related JP3189051B2 (ja) | 1990-11-30 | 1990-11-30 | 電源装置およびこれを用いた粒子加速器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3189051B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5501996B2 (ja) * | 2011-03-03 | 2014-05-28 | 三菱電機株式会社 | リプル電圧抑制装置及び電力変換装置 |
| WO2018021325A1 (ja) * | 2016-07-28 | 2018-02-01 | 日本精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置 |
-
1990
- 1990-11-30 JP JP33969990A patent/JP3189051B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04205509A (ja) | 1992-07-27 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7649345B2 (en) | Power supply regulator with digital control | |
| EP0372109A1 (en) | Reactive power controller | |
| JPH0618565B2 (ja) | 変成器結合勾配高速化回路 | |
| JP3189051B2 (ja) | 電源装置およびこれを用いた粒子加速器 | |
| Miyahara et al. | SOR-RING: an electron storage ring dedicated to spectroscopy, 1 | |
| ATE101766T1 (de) | Zerhackerverstaerkerschaltung zur versorgung eines stroms, der proportional zu einer spannung ist und eine elektromagnetische ablenkeinheit, die eine solche verwendet. | |
| WO2018123079A1 (ja) | 電源装置、及び電源装置の制御方法 | |
| EP3553930A1 (en) | Power supply device and method for controlling power supply device | |
| JP2649443B2 (ja) | 電源装置及びこれを用いた粒子加速器 | |
| US5513092A (en) | Precision regulated low loss high-power power supply | |
| US5347209A (en) | Voltage control in pulsed system by predict-ahead control | |
| JPS5713965A (en) | Direct current high voltage generating device | |
| US6798803B2 (en) | Gas laser device | |
| TW202137687A (zh) | 高頻電源裝置及高頻電源裝置的輸出控制方法 | |
| Li et al. | Comparison of four control methods to active power filters applied in accelerator power supplies | |
| JP2878779B2 (ja) | パッシブ併用アクティブフィルタ | |
| Xu et al. | 1Hz chopper type quadrupole magnet power supply for SSRF booster | |
| Xu et al. | 1Hz chopper type quadruple magnet power supply | |
| US7542314B2 (en) | High voltage generation | |
| JPH0118444B2 (ja) | ||
| JPS6186631A (ja) | 動力伝達機構の試験装置 | |
| JPH0374094A (ja) | インバータ式ｘ線装置 | |
| JPH0883700A (ja) | 電磁石電源の制御方法と装置および粒子加速器 | |
| CN116232079A (zh) | 耦合型电感的电流和功率解耦控制方法及系统 | |
| Poirier et al. | ISAC RF structures and commissioning |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |