JP3185944B2 - ２線式伝送器 - Google Patents
２線式伝送器Info
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- JP3185944B2 JP3185944B2 JP13716392A JP13716392A JP3185944B2 JP 3185944 B2 JP3185944 B2 JP 3185944B2 JP 13716392 A JP13716392 A JP 13716392A JP 13716392 A JP13716392 A JP 13716392A JP 3185944 B2 JP3185944 B2 JP 3185944B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、負荷側から２本の伝送
線を介して伝送電流の供給を受けて測定すべき物理量を
センサにより電気信号に変換しこれを信号処理して負荷
側に先の伝送電流を変化させて伝送する２線式伝送器に
係り、特に高周波コモンモードノイズによる誤差を低減
するように改良した２線式伝送器に関する。
線を介して伝送電流の供給を受けて測定すべき物理量を
センサにより電気信号に変換しこれを信号処理して負荷
側に先の伝送電流を変化させて伝送する２線式伝送器に
係り、特に高周波コモンモードノイズによる誤差を低減
するように改良した２線式伝送器に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２は従来の２線式伝送器の全体構成を
示すブロック図である。直流電源Ｅbと負荷抵抗ＲL と
は直列に接続されて負荷端Ｔ1 、Ｔ2 に接続されてい
る。２線式伝送器１０の出力端Ｔ3 、Ｔ4 はこれ等の負
荷端Ｔ1 、Ｔ2 と伝送線Ｌ1 、Ｌ2 で接続されている。
示すブロック図である。直流電源Ｅbと負荷抵抗ＲL と
は直列に接続されて負荷端Ｔ1 、Ｔ2 に接続されてい
る。２線式伝送器１０の出力端Ｔ3 、Ｔ4 はこれ等の負
荷端Ｔ1 、Ｔ2 と伝送線Ｌ1 、Ｌ2 で接続されている。
【０００３】出力端Ｔ3 、Ｔ4 には、コレクタとベ−ス
とが接続されたトランジスタＱ1 とトランジスタＱ2 と
のエミッタ同志及びベ−ス同志が並列に接続されて構成
されたカレントミラ−回路ＣＭＣ１と、トランジスタＱ
3 と、抵抗Ｒ1と、ダイオードＤ1と、帰還抵抗Ｒf とが
直列に接続されている。トランジスタＱ2 のエミッタと
コレクタとの間には起動用の抵抗Ｒ2が並列に接続さ
れ、ダイオードＤ1と帰還抵抗Ｒf との接続点は共通電
位点ＣＯＭに接続されている。
とが接続されたトランジスタＱ1 とトランジスタＱ2 と
のエミッタ同志及びベ−ス同志が並列に接続されて構成
されたカレントミラ−回路ＣＭＣ１と、トランジスタＱ
3 と、抵抗Ｒ1と、ダイオードＤ1と、帰還抵抗Ｒf とが
直列に接続されている。トランジスタＱ2 のエミッタと
コレクタとの間には起動用の抵抗Ｒ2が並列に接続さ
れ、ダイオードＤ1と帰還抵抗Ｒf との接続点は共通電
位点ＣＯＭに接続されている。
【０００４】そして、トランジスタＱ２のコレクタと、
ダイオードＤ1及び帰還抵抗Ｒfとの間にはツエナ−ダイ
オ−ドＤZが接続され、このツエナ−ダイオ−ドＤZの両
端にほぼ一定な定電圧Ｖcを発生させている。
ダイオードＤ1及び帰還抵抗Ｒfとの間にはツエナ−ダイ
オ−ドＤZが接続され、このツエナ−ダイオ−ドＤZの両
端にほぼ一定な定電圧Ｖcを発生させている。
【０００５】この定電圧Ｖc は、偏差増幅器Ｑ4、信号
処理回路ＳＣＣなどの回路電源として供給される。信号
処理回路ＳＣＣは、例えば、差圧或いは圧力などの物理
量を内蔵するセンサにより電気信号に変換し、これに直
線性補正などの信号処理を施して抵抗Ｒ3を介して偏差
増幅器Ｑ4の非反転入力端（＋）に出力する。
処理回路ＳＣＣなどの回路電源として供給される。信号
処理回路ＳＣＣは、例えば、差圧或いは圧力などの物理
量を内蔵するセンサにより電気信号に変換し、これに直
線性補正などの信号処理を施して抵抗Ｒ3を介して偏差
増幅器Ｑ4の非反転入力端（＋）に出力する。
【０００６】さらに、偏差増幅器Ｑ4の非反転入力端
（＋）には、定電圧Ｖcと帰還抵抗Ｒfの両端に発生した
帰還電圧ｅfを抵抗Ｒ4、Ｒ5で分圧した分圧電圧が印加
されている。
（＋）には、定電圧Ｖcと帰還抵抗Ｒfの両端に発生した
帰還電圧ｅfを抵抗Ｒ4、Ｒ5で分圧した分圧電圧が印加
されている。
【０００７】その反転入力端（−）には、定電圧Ｖcを
抵抗Ｒ6とＲ7で分圧した分圧電圧がバイアスとして印加
されている。そして、偏差増幅器Ｑ4の出力端に発生し
た出力電圧は抵抗Ｒ8を介してトランジスタＱ3のベース
に印加されている。
抵抗Ｒ6とＲ7で分圧した分圧電圧がバイアスとして印加
されている。そして、偏差増幅器Ｑ4の出力端に発生し
た出力電圧は抵抗Ｒ8を介してトランジスタＱ3のベース
に印加されている。
【０００８】次に、以上のように構成された２線式伝送
器１０の動作について説明する。起動時には抵抗Ｒ2を
介してツエナ−ダイオ−ドＤZに伝送電流Ｉ0 を流し
て、定電圧Ｖcを発生させる。
器１０の動作について説明する。起動時には抵抗Ｒ2を
介してツエナ−ダイオ−ドＤZに伝送電流Ｉ0 を流し
て、定電圧Ｖcを発生させる。
【０００９】この定電圧Ｖcにより、信号処理回路ＳＣ
Ｃに回路電源が供給されて、内蔵のセンサで検出された
電気信号は、例えば内蔵のマイクロコンピュ−タの制御
の下に信号処理がなされてセンサ信号ｅsとして抵抗Ｒ3
を介して偏差増幅器Ｑ4の非反転入力端（＋）に出力さ
れる。
Ｃに回路電源が供給されて、内蔵のセンサで検出された
電気信号は、例えば内蔵のマイクロコンピュ−タの制御
の下に信号処理がなされてセンサ信号ｅsとして抵抗Ｒ3
を介して偏差増幅器Ｑ4の非反転入力端（＋）に出力さ
れる。
【００１０】この結果、センサ信号ｅsに対応してトラ
ンジスタＱ3 にベ−ス電圧が印加され、そのコレクタ電
流でトランジスタＱ1、Ｑ2で構成されるミラー回路ＣＭ
Ｃ１に電流を流し、正常に定電圧Ｖcを確立する。
ンジスタＱ3 にベ−ス電圧が印加され、そのコレクタ電
流でトランジスタＱ1、Ｑ2で構成されるミラー回路ＣＭ
Ｃ１に電流を流し、正常に定電圧Ｖcを確立する。
【００１１】このため、トランジスタＱ2 のエミッタと
コレクタ間に伝送線Ｌ1 、Ｌ2 に流れる伝送電流Ｉ
0（例えば、４ｍＡ〜２０ｍＡ）とほぼ同じ電流が流さ
れる。この電流の大部分はツエナ−ダイオ−ドＤZと帰
還抵抗Ｒf を介して負荷抵抗ＲLに流れる。
コレクタ間に伝送線Ｌ1 、Ｌ2 に流れる伝送電流Ｉ
0（例えば、４ｍＡ〜２０ｍＡ）とほぼ同じ電流が流さ
れる。この電流の大部分はツエナ−ダイオ−ドＤZと帰
還抵抗Ｒf を介して負荷抵抗ＲLに流れる。
【００１２】この結果、帰還抵抗Ｒf に伝送電流Ｉ0 に
対応した帰還電圧ｅf が発生するが、偏差増幅器Ｑ４
は帰還電圧ｅf とセンサ信号ｅsに対応する電圧が等し
くなるようにトランジスタＱ3 を介してトランジスタＱ
2 のコレクタ電流を制御する。従って、伝送電流Ｉ0 は
センサの出力信号に対応する電流となる。
対応した帰還電圧ｅf が発生するが、偏差増幅器Ｑ４
は帰還電圧ｅf とセンサ信号ｅsに対応する電圧が等し
くなるようにトランジスタＱ3 を介してトランジスタＱ
2 のコレクタ電流を制御する。従って、伝送電流Ｉ0 は
センサの出力信号に対応する電流となる。
【００１３】なお、トランジスタＱ3 、Ｑ2 、Ｑ1、ツ
エナ−ダイオ−ドＤZによるこの様な構成によれば、ト
ランジスタＱ3 に流れる電流は極めて少ないので、ここ
での電流消費が少なく、ツエナ−ダイオ−ドＤZに大部
分の電流を流すことができ、信号処理回路ＳＣＣに消費
電流の大きいマイクロコンピュ−タを搭載するときに
は、伝送電流ＩL を電源パワ−として有効に利用でき
る。
エナ−ダイオ−ドＤZによるこの様な構成によれば、ト
ランジスタＱ3 に流れる電流は極めて少ないので、ここ
での電流消費が少なく、ツエナ−ダイオ−ドＤZに大部
分の電流を流すことができ、信号処理回路ＳＣＣに消費
電流の大きいマイクロコンピュ−タを搭載するときに
は、伝送電流ＩL を電源パワ−として有効に利用でき
る。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ようなトランジスタＱ3 、Ｑ2 、Ｑ1、ツエナ−ダイオ
−ドＤZで構成される出力部を有する２線式伝送器で
は、単にＱ1、Ｑ2 によるミラー回路ＣＭＣ１であり、
このような構成では、トランジスタＱ2 、Ｑ1の逆方向
飽和電流のバラツキが出力トランジスタ部のゲインのバ
ラツキとなって現れ、このバラツキが高周波コモンモー
ドノイズに対して出力誤差を発生させるという問題があ
る。
ようなトランジスタＱ3 、Ｑ2 、Ｑ1、ツエナ−ダイオ
−ドＤZで構成される出力部を有する２線式伝送器で
は、単にＱ1、Ｑ2 によるミラー回路ＣＭＣ１であり、
このような構成では、トランジスタＱ2 、Ｑ1の逆方向
飽和電流のバラツキが出力トランジスタ部のゲインのバ
ラツキとなって現れ、このバラツキが高周波コモンモー
ドノイズに対して出力誤差を発生させるという問題があ
る。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するための構成として、負荷側から２本の伝送線を
介して伝送電流の供給を受けて測定すべき物理量をセン
サにより電気信号に変換しこれを信号処理して負荷側に
前記伝送電流を変化させて伝送する２線式伝送器におい
て、前記伝送電流に比例する帰還電圧を発生させる帰還
抵抗と、前記電気信号に対応するセンサ信号に前記帰還
電圧が一致するようにベース電流が制御されて前記帰還
抵抗にエミッタ電流を流す出力トランジスタと、この出
力トランジスタのコレクタ電流で前記伝送電流が制御さ
れる一対のトランジスタよりなるミラー回路と、この一
対のトランジスタの各エミッタと前記伝送線との間に挿
入された抵抗とを具備するようにしたものである。
解決するための構成として、負荷側から２本の伝送線を
介して伝送電流の供給を受けて測定すべき物理量をセン
サにより電気信号に変換しこれを信号処理して負荷側に
前記伝送電流を変化させて伝送する２線式伝送器におい
て、前記伝送電流に比例する帰還電圧を発生させる帰還
抵抗と、前記電気信号に対応するセンサ信号に前記帰還
電圧が一致するようにベース電流が制御されて前記帰還
抵抗にエミッタ電流を流す出力トランジスタと、この出
力トランジスタのコレクタ電流で前記伝送電流が制御さ
れる一対のトランジスタよりなるミラー回路と、この一
対のトランジスタの各エミッタと前記伝送線との間に挿
入された抵抗とを具備するようにしたものである。
【００１６】
【作 用】帰還抵抗により負荷側からの伝送電流に比例
する帰還電圧を発生させ、出力トランジスタはセンサ信
号に先の帰還電圧が一致するようにベース電流を制御し
て先の帰還抵抗にエミッタ電流を流す。
する帰還電圧を発生させ、出力トランジスタはセンサ信
号に先の帰還電圧が一致するようにベース電流を制御し
て先の帰還抵抗にエミッタ電流を流す。
【００１７】一方、各エミッタに抵抗が挿入された一対
のトランジスタよりなるミラー回路は、この出力トラン
ジスタのコレクタ電流で先の伝送電流を制御する。これ
により、伝送線に高周波コモンモードノイズが混入され
ても伝送電流に生じる誤差を低減させることができる。
のトランジスタよりなるミラー回路は、この出力トラン
ジスタのコレクタ電流で先の伝送電流を制御する。これ
により、伝送線に高周波コモンモードノイズが混入され
ても伝送電流に生じる誤差を低減させることができる。
【００１８】
【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１は本発明の１実施例の構成を示すブロック
図である。なお、図２に示す従来の２線式伝送器の構成
と同一の機能を有する部分には同一の符号を付して適宜
にその説明を省略する。
明する。図１は本発明の１実施例の構成を示すブロック
図である。なお、図２に示す従来の２線式伝送器の構成
と同一の機能を有する部分には同一の符号を付して適宜
にその説明を省略する。
【００１９】出力端Ｔ3 には抵抗Ｒ9を介してトランジ
スタＱ2のエミッタが、抵抗Ｒ10を介してトランジスタ
Ｑ1のエミッタがそれぞれ接続されている。コレクタと
ベースとが接続されたトランジスタＱ1のベースとトラ
ンジスタＱ2のベースとは共にトランジスタＱ3のコレク
タに接続されている。これらにより、カレントミラー回
路ＣＭＣ２が構成されている。その他の構成は、ほぼ図
２に示す構成と同一である。
スタＱ2のエミッタが、抵抗Ｒ10を介してトランジスタ
Ｑ1のエミッタがそれぞれ接続されている。コレクタと
ベースとが接続されたトランジスタＱ1のベースとトラ
ンジスタＱ2のベースとは共にトランジスタＱ3のコレク
タに接続されている。これらにより、カレントミラー回
路ＣＭＣ２が構成されている。その他の構成は、ほぼ図
２に示す構成と同一である。
【００２０】次に、以上のように構成された実施例の動
作について数式を用いて説明する。図１において、トラ
ンジスタＱ2のエミッタ電流ｉｅ３、トランジスタＱ3の
ベース電流ｉｂ３、ダイオードＤ１の電圧降下Ｖｄ１、
トランジスタＱ3のベースエミッタ間電圧Ｖｂｅ３とす
ると、直流でみた場合の偏差増幅器Ｑ４の出力電圧Ｅｉ
は、 Ｅｉ＝Ｒ８・ｉｂ３＋Ｖｂｅ３＋Ｒ１・ｉｅ３＋Ｖｄ１ となる。一方、トランジスタの増幅作用から ｉｂ３＝ｉｅ３／（１＋ｈＦＥ３） で表される（ｈＦＥ３はエミッタ接地電流増幅率）。こ
の直流電圧Ｅｉの近傍での微小信号ｅｉについて考える
と、電圧Ｖｂｅ３と電圧Ｖｄ１はほぼ同じ抵抗値とみな
すことができるため、 Ｖｂｅ３＝ｒｅ・ｉｅ３ Ｖｄ１＝ｒｅ・ｉｅ３ と近似できる。従って、偏差増幅器Ｑ４の出力の微小な
変化信号ｅｉに対しては、 ｅｉ＝Ｒ８・ｉｂ３＋ｒｅ・ｉｅ３＋Ｒ１・ｉｅ３＋ｒｅ・ｉｅ３ ＝Ｒ８・ｉｅ３／（１＋ｈＦＥ３）＋Ｒ１・ｉｅ３＋２ｒｅ・ｉｅ３ ＝［２ｒｅ＋Ｒ１＋Ｒ８／（１＋ｈＦＥ３）］・ｉｅ３ （ １） を得る。
作について数式を用いて説明する。図１において、トラ
ンジスタＱ2のエミッタ電流ｉｅ３、トランジスタＱ3の
ベース電流ｉｂ３、ダイオードＤ１の電圧降下Ｖｄ１、
トランジスタＱ3のベースエミッタ間電圧Ｖｂｅ３とす
ると、直流でみた場合の偏差増幅器Ｑ４の出力電圧Ｅｉ
は、 Ｅｉ＝Ｒ８・ｉｂ３＋Ｖｂｅ３＋Ｒ１・ｉｅ３＋Ｖｄ１ となる。一方、トランジスタの増幅作用から ｉｂ３＝ｉｅ３／（１＋ｈＦＥ３） で表される（ｈＦＥ３はエミッタ接地電流増幅率）。こ
の直流電圧Ｅｉの近傍での微小信号ｅｉについて考える
と、電圧Ｖｂｅ３と電圧Ｖｄ１はほぼ同じ抵抗値とみな
すことができるため、 Ｖｂｅ３＝ｒｅ・ｉｅ３ Ｖｄ１＝ｒｅ・ｉｅ３ と近似できる。従って、偏差増幅器Ｑ４の出力の微小な
変化信号ｅｉに対しては、 ｅｉ＝Ｒ８・ｉｂ３＋ｒｅ・ｉｅ３＋Ｒ１・ｉｅ３＋ｒｅ・ｉｅ３ ＝Ｒ８・ｉｅ３／（１＋ｈＦＥ３）＋Ｒ１・ｉｅ３＋２ｒｅ・ｉｅ３ ＝［２ｒｅ＋Ｒ１＋Ｒ８／（１＋ｈＦＥ３）］・ｉｅ３ （ １） を得る。
【００２１】この関係から、 ｉe3＝（１＋ｈFE3）ｅi／［Ｒ8＋（１＋ｈFE3）（２ｒe＋Ｒ1）］ （２） となる。
【００２２】従って、トランジスタＱ3のコレクタ電流
ｉC3は、 ｉC3＝ｈFE3・ｅi／［Ｒ8＋（１＋ｈFE3）（２ｒe＋Ｒ1）］ （３） となる。
ｉC3は、 ｉC3＝ｈFE3・ｅi／［Ｒ8＋（１＋ｈFE3）（２ｒe＋Ｒ1）］ （３） となる。
【００２３】ここで、カレントミラー回路ＣＭＣ２を構
成する抵抗Ｒ9、抵抗Ｒ10に流れる電流をそれぞれ
ｉe2、ｉe1とすれば、これ等の比αは、 α＝ｉe2／ｉe1≒Ｒ9／Ｒ10 （４） となる。
成する抵抗Ｒ9、抵抗Ｒ10に流れる電流をそれぞれ
ｉe2、ｉe1とすれば、これ等の比αは、 α＝ｉe2／ｉe1≒Ｒ9／Ｒ10 （４） となる。
【００２４】また、伝送線Ｌ1、Ｌ2に流れる出力電流ｉ
0は、 ｉ0＝ｉe1＋ｉe2＝［１＋（Ｒ9／Ｒ10）］ｉe1 ＝（１＋α）ｉe1 （５） となる。
0は、 ｉ0＝ｉe1＋ｉe2＝［１＋（Ｒ9／Ｒ10）］ｉe1 ＝（１＋α）ｉe1 （５） となる。
【００２５】さらに、 ｉC3＝ｉe1＋ｉb1＝ｉe1＋ｉe2／ｈFE2＝（１＋α／ｈFE2）ｉe1 （６） ここで、（２）式、（３）式、（６）式とｅf＝Ｒf・ｉ
0の関係から、 （ｅf／ｅi）＝（１＋α）／［１＋α／（１＋ｈFE2）］ ×ｈFE3・Ｒf／［Ｒ8＋（１＋ｈFE3）（２ｒe＋Ｒ1）］ （７） を得る。
0の関係から、 （ｅf／ｅi）＝（１＋α）／［１＋α／（１＋ｈFE2）］ ×ｈFE3・Ｒf／［Ｒ8＋（１＋ｈFE3）（２ｒe＋Ｒ1）］ （７） を得る。
【００２６】また、出力電流ｉ0は、 ｉ0＝（１＋α）／［１＋α／（１＋ｈFE2）］ ×ｈFE3・ｅi／［Ｒ8＋（１＋ｈFE3）（２ｒe＋Ｒ1）］ （８） となる。
【００２７】ここで、出力端Ｔ4に高周波コモンモード
ノイズがのると、これによりｅiが変化し、（８）式よ
り出力電流ｉ0が定数α倍されて変動する。つまり、定
数αのバラツキが大きければ、出力電流ｉ0の誤差が大
きくなり、またαが大きければ同様の結果となる。ま
た、これらの抵抗Ｒ9、Ｒ10の比を加減することにより
ゲインを最適値に設定することができる。
ノイズがのると、これによりｅiが変化し、（８）式よ
り出力電流ｉ0が定数α倍されて変動する。つまり、定
数αのバラツキが大きければ、出力電流ｉ0の誤差が大
きくなり、またαが大きければ同様の結果となる。ま
た、これらの抵抗Ｒ9、Ｒ10の比を加減することにより
ゲインを最適値に設定することができる。
【００２８】このような図１の構成にしたときと、図２
に示す従来の構成のときとの誤差を比較すると次のよう
になる。 誤 差 ミラー回路のゲイン 図２の構成 ０．２７５％ ６５ 図１の構成 ０．１３８％ ４５ となる。つまり、カレントミラー回路ＣＭＣ２のゲイン
を抵抗で約０．７に抑えると出力誤差を０．５に抑える
ことができる。
に示す従来の構成のときとの誤差を比較すると次のよう
になる。 誤 差 ミラー回路のゲイン 図２の構成 ０．２７５％ ６５ 図１の構成 ０．１３８％ ４５ となる。つまり、カレントミラー回路ＣＭＣ２のゲイン
を抵抗で約０．７に抑えると出力誤差を０．５に抑える
ことができる。
【００２９】
【発明の効果】以上、実施例と共に具体的に説明したよ
うに本発明によれば、２線式伝送器の出力段にカレント
ミラー回路を用い、このカレントミラー回路を構成する
トランジスタのエミッタに抵抗を挿入して出力部のゲイ
ンのバラツキを抑えたので、高周波コモンモードノイズ
による伝送電流の誤差を小さくすることができる。
うに本発明によれば、２線式伝送器の出力段にカレント
ミラー回路を用い、このカレントミラー回路を構成する
トランジスタのエミッタに抵抗を挿入して出力部のゲイ
ンのバラツキを抑えたので、高周波コモンモードノイズ
による伝送電流の誤差を小さくすることができる。
【図１】本発明の１実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】従来の２線式伝送器の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【符号の説明】 Ｅb 直流電源 ＲL 負荷抵抗 ＣＭＣ１、ＣＭＣ２ カレントミラー回路 ＳＣＣ 信号処理回路 Ｑ4 偏差増幅器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G08C 19/00
Claims (1)
- 【請求項１】負荷側から２本の伝送線を介して伝送電流
の供給を受けて測定すべき物理量をセンサにより電気信
号に変換しこれを信号処理して負荷側に前記伝送電流を
変化させて伝送する２線式伝送器において、前記伝送電
流に比例する帰還電圧を発生させる帰還抵抗と、前記電
気信号に対応するセンサ信号に前記帰還電圧が一致する
ようにベース電流が制御されて前記帰還抵抗にエミッタ
電流を流す出力トランジスタと、この出力トランジスタ
のコレクタ電流で前記伝送電流が制御される一対のトラ
ンジスタよりなるミラー回路と、この一対のトランジス
タの各エミッタと前記伝送線との間に挿入された抵抗と
を具備することを特徴とする２線式伝送器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13716392A JP3185944B2 (ja) | 1992-05-28 | 1992-05-28 | ２線式伝送器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13716392A JP3185944B2 (ja) | 1992-05-28 | 1992-05-28 | ２線式伝送器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05334592A JPH05334592A (ja) | 1993-12-17 |
| JP3185944B2 true JP3185944B2 (ja) | 2001-07-11 |
Family
ID=15192296
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13716392A Expired - Fee Related JP3185944B2 (ja) | 1992-05-28 | 1992-05-28 | ２線式伝送器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3185944B2 (ja) |
-
1992
- 1992-05-28 JP JP13716392A patent/JP3185944B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05334592A (ja) | 1993-12-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080511 Year of fee payment: 7 |
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