JP3173908B2 - インバータ装置の相順安定化方法 - Google Patents
インバータ装置の相順安定化方法Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直流を単相交流に変換す
る単相インバータに分周形変成器を結合して三相交流を
出力するインバータ装置の相順安定化方法に関する。
る単相インバータに分周形変成器を結合して三相交流を
出力するインバータ装置の相順安定化方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】最近、太陽電池等小規模な分散電源によ
る発電システムの開発が進められ、実用化に向けて研究
が行なわれている。このような発電システムを実現する
場合、主要な構成要素として直流を交流に変換するイン
バータ装置が用いられる。
る発電システムの開発が進められ、実用化に向けて研究
が行なわれている。このような発電システムを実現する
場合、主要な構成要素として直流を交流に変換するイン
バータ装置が用いられる。
【０００３】従来、かかるインバータ装置としては種々
あるが、その一つとしてインバータ主回路を単相回路で
構成した単相インバータに分周形変成器を結合して三相
交流を得るようにしたものがある。
あるが、その一つとしてインバータ主回路を単相回路で
構成した単相インバータに分周形変成器を結合して三相
交流を得るようにしたものがある。
【０００４】図１はかかる分周形三相インバータ装置の
回路構成例を示すものである。図１に示すように太陽電
池等の直流電源１から出力される直流を電界コンデンサ
２を介してトランジスタＳ１〜Ｓ４からなる単相インバ
ータ３に入力し、この単相インバータ３から出力される
単相方形波の交流により分周形変圧器４の入力側巻線４
−１を励磁し、その出力側巻線４−２より三相交流を得
てこれを力率改善用コンデンサ５を介して負荷６に供給
するようにしている。
回路構成例を示すものである。図１に示すように太陽電
池等の直流電源１から出力される直流を電界コンデンサ
２を介してトランジスタＳ１〜Ｓ４からなる単相インバ
ータ３に入力し、この単相インバータ３から出力される
単相方形波の交流により分周形変圧器４の入力側巻線４
−１を励磁し、その出力側巻線４−２より三相交流を得
てこれを力率改善用コンデンサ５を介して負荷６に供給
するようにしている。
【０００５】この場合、単相インバータ３の各トランジ
スタＳ１〜Ｓ４は制御回路７によりスイッチング制御さ
れ、また制御回路７内の同期検定要素によりスイッチＳ
Ｗを介して分周形変圧器の出力側巻線４−２のＹ結線回
路に設けられたトライアックＴＲを単相インバータ３に
同期させてスイッチング制御することで、分周形変圧器
４より三相交流が出力されるようにしてある。
スタＳ１〜Ｓ４は制御回路７によりスイッチング制御さ
れ、また制御回路７内の同期検定要素によりスイッチＳ
Ｗを介して分周形変圧器の出力側巻線４−２のＹ結線回
路に設けられたトライアックＴＲを単相インバータ３に
同期させてスイッチング制御することで、分周形変圧器
４より三相交流が出力されるようにしてある。
【０００６】なお、図中８は分周形変圧器４の入力側巻
線４−１のオープンΔ結線回路と出力側巻線４−２のＹ
結線回路との間に接続されたプリチャージ回路で、この
プリチャージ回路８はインバータ始動時に力率改善用コ
ンデンサ５を充電するためのものである。
線４−１のオープンΔ結線回路と出力側巻線４−２のＹ
結線回路との間に接続されたプリチャージ回路で、この
プリチャージ回路８はインバータ始動時に力率改善用コ
ンデンサ５を充電するためのものである。
【０００７】ここで、上記インバータ装置において、分
周形変圧器４より三相交流を得る場合、分周形変圧器４
の鉄心中に含まれる第３高調波成分が分周機能を持って
いるため、通常の三相３巻線変圧器にも見られるように
Δ巻線として第３高調波成分を短絡するものとは異な
り、入力巻線をオープンΔとして利用している。
周形変圧器４より三相交流を得る場合、分周形変圧器４
の鉄心中に含まれる第３高調波成分が分周機能を持って
いるため、通常の三相３巻線変圧器にも見られるように
Δ巻線として第３高調波成分を短絡するものとは異な
り、入力巻線をオープンΔとして利用している。
【０００８】従って、このような構成のインバータ装置
にあっては、分周形変圧器４の入力側巻線４−１を単相
インバータの方形波出力で励磁することにより、出力側
巻線４−２の線間には単相インバータの出力電圧の１／
３調波成分からなる三相電圧を得ることができる。
にあっては、分周形変圧器４の入力側巻線４−１を単相
インバータの方形波出力で励磁することにより、出力側
巻線４−２の線間には単相インバータの出力電圧の１／
３調波成分からなる三相電圧を得ることができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかし、かかる分周形
三相インバータ装置においては、単相インバータの始動
時にプリチャージ回路８と、分周形変圧器４の出力回路
に設けられたトライアックＴＲおよびを制御回路７内に
同期検定要素を設けてインバータ電圧が負から正に反転
する時点でオンさせて単相インバータ３に同期させると
いう複雑なシーケンスを持つ始動回路が必要となり、こ
れを簡素化した場合には三相電圧の相順が定まらないと
いう問題点があった。
三相インバータ装置においては、単相インバータの始動
時にプリチャージ回路８と、分周形変圧器４の出力回路
に設けられたトライアックＴＲおよびを制御回路７内に
同期検定要素を設けてインバータ電圧が負から正に反転
する時点でオンさせて単相インバータ３に同期させると
いう複雑なシーケンスを持つ始動回路が必要となり、こ
れを簡素化した場合には三相電圧の相順が定まらないと
いう問題点があった。
【００１０】即ち、トライアックＴＲおよび制御回路７
内の同期検定要素を取去り、プリチャージ回路８のスイ
ッチング操作のみで始動しようとすると、単相インバー
タの出力回路に現れる三相電圧の相順はスイッチング操
作のタイミングにより変化し、安定しないことが実験的
に確認されている。本発明は、始動回路の簡素化を図る
と共に、三相電圧の相順を安定化することができるイン
バータ装置の相順安定化方法を提供することを目的とす
る。
内の同期検定要素を取去り、プリチャージ回路８のスイ
ッチング操作のみで始動しようとすると、単相インバー
タの出力回路に現れる三相電圧の相順はスイッチング操
作のタイミングにより変化し、安定しないことが実験的
に確認されている。本発明は、始動回路の簡素化を図る
と共に、三相電圧の相順を安定化することができるイン
バータ装置の相順安定化方法を提供することを目的とす
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、直流電源から出力される直流を単相インバ
ータに入力し、この単相インバータから出力される単相
交流により３台の分周形変成器の入力側巻線を励磁し、
その出力側巻線より三相交流を得てこれを力率改善用コ
ンデンサを介して負荷に供給するインバータ装置の三相
電圧の相順を定めるに際し、前記３台の分周形変成器の
入出力側巻線と前記コンデンサにより形成される鉄共振
回路において、前記各入出力側巻線の磁化係数の平均値
からのバラツキの割合を示す不平衡度から定まる三相電
圧の相順から、前記インバータ装置の三相出力に対して
前記インバータ装置が動作し得る直流電圧の上限と下限
の範囲に基づいて三相インバータの正回転動作領域を求
めると共に、前記各分周形変成器の入出力側巻線の励磁
特性の線形磁化係数の不平衡度を求め、この不平衡度が
３％以上となる補償容量で鉄共振容量を補償する。
成するため、直流電源から出力される直流を単相インバ
ータに入力し、この単相インバータから出力される単相
交流により３台の分周形変成器の入力側巻線を励磁し、
その出力側巻線より三相交流を得てこれを力率改善用コ
ンデンサを介して負荷に供給するインバータ装置の三相
電圧の相順を定めるに際し、前記３台の分周形変成器の
入出力側巻線と前記コンデンサにより形成される鉄共振
回路において、前記各入出力側巻線の磁化係数の平均値
からのバラツキの割合を示す不平衡度から定まる三相電
圧の相順から、前記インバータ装置の三相出力に対して
前記インバータ装置が動作し得る直流電圧の上限と下限
の範囲に基づいて三相インバータの正回転動作領域を求
めると共に、前記各分周形変成器の入出力側巻線の励磁
特性の線形磁化係数の不平衡度を求め、この不平衡度が
３％以上となる補償容量で鉄共振容量を補償する。
【００１２】
【作用】このようなインバータ装置の相順安定化方法に
あっては、分周形三相インバータ回路の相順確率に大き
な影響を与える分周形変成器の鉄共振回路の線形磁化係
数の不平衡度が三相すべて異なる励磁特性で、線形磁化
係数の変動幅が３％以上となる補償容量で鉄共振容量を
補償することにより、分周形三相インバータ回路より得
られる三相電圧の相順を安定化させることが可能とな
り、始動回路の簡素化とこれに伴う装置のコストダウン
を図ることができる。
あっては、分周形三相インバータ回路の相順確率に大き
な影響を与える分周形変成器の鉄共振回路の線形磁化係
数の不平衡度が三相すべて異なる励磁特性で、線形磁化
係数の変動幅が３％以上となる補償容量で鉄共振容量を
補償することにより、分周形三相インバータ回路より得
られる三相電圧の相順を安定化させることが可能とな
り、始動回路の簡素化とこれに伴う装置のコストダウン
を図ることができる。
【００１３】
【実施例】以下本発明の一実施例を図面を参照して説明
する。
する。
【００１４】本発明によるインバータ装置の相順安定化
方法の実施例を説明する前に、まず分周形変圧器の三相
鉄共振回路の不平衡性と三相電圧の相順との関係につい
て実験と解析結果をもとに述べる。
方法の実施例を説明する前に、まず分周形変圧器の三相
鉄共振回路の不平衡性と三相電圧の相順との関係につい
て実験と解析結果をもとに述べる。
【００１５】図１に示すような構成の分周形三相インバ
ータ回路において、いまＣを５０μＦ、Ｒを３２０Ωと
して簡易始動、つまりトライアックＴＲを取去り、プリ
チャージ回路のスイッチング操作のみで始動したとこ
ろ、図２に示すような入出力電圧特性が得られた。図２
は分周形インバータの入出力電圧特性の実測結果および
磁気回路の不平衡性を考慮した場合の計算結果を示した
ものである。同図の計算結果のうち、実線が安定、破線
が不安定とそれぞれ判別された解曲線である。
ータ回路において、いまＣを５０μＦ、Ｒを３２０Ωと
して簡易始動、つまりトライアックＴＲを取去り、プリ
チャージ回路のスイッチング操作のみで始動したとこ
ろ、図２に示すような入出力電圧特性が得られた。図２
は分周形インバータの入出力電圧特性の実測結果および
磁気回路の不平衡性を考慮した場合の計算結果を示した
ものである。同図の計算結果のうち、実線が安定、破線
が不安定とそれぞれ判別された解曲線である。
【００１６】この実測結果より三相電圧の相順は正回
転、逆回転の何ずれも観測されることが判明した。ま
た、解析結果より台形状の解曲線に加えて、不平衡性を
考慮しない場合には得られなかった長円形の解が存在す
ることも分かった。この２種類の解曲線には、各々安
定、不安定領域が存在し、台形状の解曲線ではＶd ＝７
４ｖ〜１８８ｖで、長円状の解曲線ではＶd ＝８０ｖ〜
１８０ｖで安定解が存在している。
転、逆回転の何ずれも観測されることが判明した。ま
た、解析結果より台形状の解曲線に加えて、不平衡性を
考慮しない場合には得られなかった長円形の解が存在す
ることも分かった。この２種類の解曲線には、各々安
定、不安定領域が存在し、台形状の解曲線ではＶd ＝７
４ｖ〜１８８ｖで、長円状の解曲線ではＶd ＝８０ｖ〜
１８０ｖで安定解が存在している。
【００１７】図３は図２の出力電圧の計算値の基本波成
分のフェーザ軌跡を示している。図３より、図２の台形
状の解曲線は正回転、長円状の解曲線は逆回転であるこ
とが分かる。次に鉄共振容量Ｃを５０μＦとした場合の
三相出力Ｗ2 を得るため、動作可能な直流電圧の範囲の
実測および計算結果を示すと、図４のようになる。図４
に示す動作領域において、例えば２００Ｗの正回転の三
相出力を得るためには、直流電圧を９０ｖから１９０ｖ
程度に設定すれば良い。
分のフェーザ軌跡を示している。図３より、図２の台形
状の解曲線は正回転、長円状の解曲線は逆回転であるこ
とが分かる。次に鉄共振容量Ｃを５０μＦとした場合の
三相出力Ｗ2 を得るため、動作可能な直流電圧の範囲の
実測および計算結果を示すと、図４のようになる。図４
に示す動作領域において、例えば２００Ｗの正回転の三
相出力を得るためには、直流電圧を９０ｖから１９０ｖ
程度に設定すれば良い。
【００１８】従って、同図中の曲線と縦軸に囲まれた部
分が分周形三相インバータの正回転の動作領域となる。
同様に正回転の動作領域の内側に長円状の逆回転領域が
表れていることが分かる。
分が分周形三相インバータの正回転の動作領域となる。
同様に正回転の動作領域の内側に長円状の逆回転領域が
表れていることが分かる。
【００１９】一方、図４より直流電圧Ｖd を１８０Ｖ付
近に保っておけば、無負荷から最大負荷（４０５Ｗ）ま
で正回転の三相出力を得ることが可能であることが分か
る。本装置では、正回転の運転範囲を最大とするために
直流電圧を１８０ｖに設定している。従って、長円状の
動作領域がＶd ＝１８０ｖ付近に表れないように回転定
数を定めることりより、相順を安定化することが可能で
ある。
近に保っておけば、無負荷から最大負荷（４０５Ｗ）ま
で正回転の三相出力を得ることが可能であることが分か
る。本装置では、正回転の運転範囲を最大とするために
直流電圧を１８０ｖに設定している。従って、長円状の
動作領域がＶd ＝１８０ｖ付近に表れないように回転定
数を定めることりより、相順を安定化することが可能で
ある。
【００２０】図５は磁気回路不平衡性の影響を調べるた
めに図４と同じ負荷条件のもとで不平衡度（δαj／
α，δβj／β）を計算機上で変化させた場合の逆回転
の動作域を示すものである。ここで、不平衡度（δα j
／α，δβ j ／β）は、各相の飽和リアクトルの磁化係
数の平均値からのバラツキの割合である。なお、相順の
確立に対しては、線形磁化係数の不平衡度δα j ／αが
支配的であるため、以下線形磁化係数の不平衡度を中心
に説明する。
めに図４と同じ負荷条件のもとで不平衡度（δαj／
α，δβj／β）を計算機上で変化させた場合の逆回転
の動作域を示すものである。ここで、不平衡度（δα j
／α，δβ j ／β）は、各相の飽和リアクトルの磁化係
数の平均値からのバラツキの割合である。なお、相順の
確立に対しては、線形磁化係数の不平衡度δα j ／αが
支配的であるため、以下線形磁化係数の不平衡度を中心
に説明する。
【００２１】同図（ａ）より、線形磁化係数αの不平衡
度が増加すると、長円状の解曲線は入力電圧および出力
ともに低い領域へと移動する。また、同図（ｂ）より非
線形磁化係数βの不平衡度が増加すると、長円状の解曲
線は入力電圧および出力ともに高い領域へと移動する。
これは、飽和リアクトルの励磁特性に対してαは浅い飽
和領域で、βは深い飽和領域で変動するためと考えられ
る。
度が増加すると、長円状の解曲線は入力電圧および出力
ともに低い領域へと移動する。また、同図（ｂ）より非
線形磁化係数βの不平衡度が増加すると、長円状の解曲
線は入力電圧および出力ともに高い領域へと移動する。
これは、飽和リアクトルの励磁特性に対してαは浅い飽
和領域で、βは深い飽和領域で変動するためと考えられ
る。
【００２２】さらに、図５（ａ）の条件ではＶd ＝１８
０ｖ付近には長円状の解曲線は存在していないことが分
かる。従って、この条件を満たすように線形磁化係数α
の不平衡度を補償できれば、相順を安定化させることが
可能であると考えられる。
０ｖ付近には長円状の解曲線は存在していないことが分
かる。従って、この条件を満たすように線形磁化係数α
の不平衡度を補償できれば、相順を安定化させることが
可能であると考えられる。
【００２３】そこで、本発明では分周形変圧器の三相鉄
共振回路の不平衡性と三相電圧の相順との関係の実験と
解析結果に基づいて、鉄共振容量の調整により分周形三
相インバータ回路の相順を安定化させるようにしたもの
である。
共振回路の不平衡性と三相電圧の相順との関係の実験と
解析結果に基づいて、鉄共振容量の調整により分周形三
相インバータ回路の相順を安定化させるようにしたもの
である。
【００２４】三相鉄共振回路は図１の力率改善用コンデ
ンサ５の容量と分周形変圧器４の入出力側巻線４−１，
４−２の飽和リアクトルにより形成され、この三相鉄共
振回路の不平衡性は、各相の飽和リアクトルの励磁特性
から定義することができる。ここで、飽和リアクトルの
励磁特性は次式のような連続多項式で近似される。 ｎｉj＝αjΨj＋β j Ψ j 5 ……… （１） 但し、Ψjは飽和リアクトル中の磁束、α j は線形磁化係
数、β j は非線形磁化係数、ｎｉ j はアンペアターンであ
り、添字ｊは相（U,V,W）の所属を示す。
ンサ５の容量と分周形変圧器４の入出力側巻線４−１，
４−２の飽和リアクトルにより形成され、この三相鉄共
振回路の不平衡性は、各相の飽和リアクトルの励磁特性
から定義することができる。ここで、飽和リアクトルの
励磁特性は次式のような連続多項式で近似される。 ｎｉj＝αjΨj＋β j Ψ j 5 ……… （１） 但し、Ψjは飽和リアクトル中の磁束、α j は線形磁化係
数、β j は非線形磁化係数、ｎｉ j はアンペアターンであ
り、添字ｊは相（U,V,W）の所属を示す。
【００２５】図６は飽和リアクトルの磁化特性近似例
で、図示した５本の曲線は、（１）式の非線形磁化係数
は同一とし、線形磁化係数を平均値αから、０％、±３
％、±６％変化させたものを例示している。同図より線
形磁化係数は初磁化領域（励磁電流、電圧とも小さい領
域）において支配的で、相順確立に大きな影響を及ぼす
ことが分かる。上記飽和励磁特性は、図６に示すように
線形磁化係数αjの影響を受ける部分と非線形磁化係数
βjの影響を受ける部分からなり、上記（１）式におい
て１次（線形）項の線形磁化係数αjの不平衡度が相順
確率に大きな影響を与えることが前述した計算、実験結
果から明らかである。また、鉄共振回路の条件として三
相すべてが異なる特性の場合、線形磁化係数αjの不平
衡度の３％以上のとき相順が安定になることも確認され
た。いま、各相の飽和リアクトル線形磁化係数の平均値
をαとすると、 αj＝α＋δαj ＝α（１＋δα j ／α） ……… （２） と表すことができる。但し、α＝（α U ＋α V ＋α W ）／
３である。また、上記（１）式の１次項に着目すると、 ｎｉj＝αjΨj ……… （３） となり、これは次式と等価である。 Ｌjｉj＝ｎΨj ……… （４） 但し、Ｌjは不飽和時の飽和リアクトルの自己インダク
タンスである。従って、（３），（４）式より Ｌj＝ｎ2／αj ……… （５） となる。この（５）式に（２）式を代入すると Ｌj−ｎ2／（α＋δαj） ＝（ｎ2／α）・１／（１＋δαj／α） となり、これを近似式を用いて整理すると、 Ｌj＝Ｌ（１−δαj／α） ＝Ｌ−δＬj ……… （６） となる。
で、図示した５本の曲線は、（１）式の非線形磁化係数
は同一とし、線形磁化係数を平均値αから、０％、±３
％、±６％変化させたものを例示している。同図より線
形磁化係数は初磁化領域（励磁電流、電圧とも小さい領
域）において支配的で、相順確立に大きな影響を及ぼす
ことが分かる。上記飽和励磁特性は、図６に示すように
線形磁化係数αjの影響を受ける部分と非線形磁化係数
βjの影響を受ける部分からなり、上記（１）式におい
て１次（線形）項の線形磁化係数αjの不平衡度が相順
確率に大きな影響を与えることが前述した計算、実験結
果から明らかである。また、鉄共振回路の条件として三
相すべてが異なる特性の場合、線形磁化係数αjの不平
衡度の３％以上のとき相順が安定になることも確認され
た。いま、各相の飽和リアクトル線形磁化係数の平均値
をαとすると、 αj＝α＋δαj ＝α（１＋δα j ／α） ……… （２） と表すことができる。但し、α＝（α U ＋α V ＋α W ）／
３である。また、上記（１）式の１次項に着目すると、 ｎｉj＝αjΨj ……… （３） となり、これは次式と等価である。 Ｌjｉj＝ｎΨj ……… （４） 但し、Ｌjは不飽和時の飽和リアクトルの自己インダク
タンスである。従って、（３），（４）式より Ｌj＝ｎ2／αj ……… （５） となる。この（５）式に（２）式を代入すると Ｌj−ｎ2／（α＋δαj） ＝（ｎ2／α）・１／（１＋δαj／α） となり、これを近似式を用いて整理すると、 Ｌj＝Ｌ（１−δαj／α） ＝Ｌ−δＬj ……… （６） となる。
【００２６】従って、上記（６）式において、δＬj な
る線形インダクタンス分の補償を行うことにより、相順
を安定化させることが可能であるが、このδＬj の補償
は回路の電圧、電流の基本波成分に対する補償であるた
め、線形インダクタンス分の補償に相当する鉄共振容量
の増減によっても補償は可能である。即ち、δＬj ＝Ｌ
・δαj ／αより、 ωδＬj ＝１／ωδＣj ……（７） とすることで補償が可能となる。
る線形インダクタンス分の補償を行うことにより、相順
を安定化させることが可能であるが、このδＬj の補償
は回路の電圧、電流の基本波成分に対する補償であるた
め、線形インダクタンス分の補償に相当する鉄共振容量
の増減によっても補償は可能である。即ち、δＬj ＝Ｌ
・δαj ／αより、 ωδＬj ＝１／ωδＣj ……（７） とすることで補償が可能となる。
【００２７】本実施例では図１に示す分周形三相インバ
ータ回路において、鉄共振容量を調整するに際して、鉄
共振容量は負荷に対して並列に三相Δ結線されているた
め、補償容量をδＬj に相当する各相に対する補償容量
を求め、これにＹ−Δ変換を利用して補償容量δＣ
pq（ｐｑ＝ＵＶ，ＶＷ，ＷＵ）を決定している。
ータ回路において、鉄共振容量を調整するに際して、鉄
共振容量は負荷に対して並列に三相Δ結線されているた
め、補償容量をδＬj に相当する各相に対する補償容量
を求め、これにＹ−Δ変換を利用して補償容量δＣ
pq（ｐｑ＝ＵＶ，ＶＷ，ＷＵ）を決定している。
【００２８】また、鉄共振容量を調整するには、図７に
示すように複数個のコンデンサ要素Ｃを並列接続し、そ
の各アームのコンデンサ要素Ｃに対してスイッチＳをそ
れぞれ直列接続して、これらのスイッチＳを上記のよう
に決定された補償容量δＣPQに基づいて入り切りするこ
とにより行なうようにしている。ここで、補償後の鉄共
振容量δＣPQ´の値は図８に示す通りである。
示すように複数個のコンデンサ要素Ｃを並列接続し、そ
の各アームのコンデンサ要素Ｃに対してスイッチＳをそ
れぞれ直列接続して、これらのスイッチＳを上記のよう
に決定された補償容量δＣPQに基づいて入り切りするこ
とにより行なうようにしている。ここで、補償後の鉄共
振容量δＣPQ´の値は図８に示す通りである。
【００２９】かかる補償を行った後、直流電源Ｖd ＝１
８０ｖでトライアックＴR および制御回路７内の同期検
定要素を取り去り、プリチャージ回路のみで始動を行っ
た結果、確率する三相電圧は正回転のみであることが実
験的に確認された。
８０ｖでトライアックＴR および制御回路７内の同期検
定要素を取り去り、プリチャージ回路のみで始動を行っ
た結果、確率する三相電圧は正回転のみであることが実
験的に確認された。
【００３０】以上述べたように本実施例では、分周形変
圧器の三相鉄共振回路の不平衡性と三相電圧の相順との
関係の実験と解析結果に基づいて、三相出力を得るため
に必要な動作可能な直流電圧の範囲と分周形三相インバ
ータの正回転動作領域とを求め、その条件を満たすよう
な線形磁化係数αの不平衡度を求めると共に、この不平
衡度が三相すべてが異なる励磁特性でαの変動幅が３％
以上となるように鉄共振容量を補償することにより、分
周形インバータの始動回路を簡素化しても三相出力電圧
の相順を安定化させることができる。
圧器の三相鉄共振回路の不平衡性と三相電圧の相順との
関係の実験と解析結果に基づいて、三相出力を得るため
に必要な動作可能な直流電圧の範囲と分周形三相インバ
ータの正回転動作領域とを求め、その条件を満たすよう
な線形磁化係数αの不平衡度を求めると共に、この不平
衡度が三相すべてが異なる励磁特性でαの変動幅が３％
以上となるように鉄共振容量を補償することにより、分
周形インバータの始動回路を簡素化しても三相出力電圧
の相順を安定化させることができる。
【００３１】即ち、図１に示す分周形インバータ回路に
おいて、トライアックＴＲおよび制御回路７内の同期検
定要素を省略しても三相出力電圧の相順を安定化させる
ことが可能となるので、始動回路の大幅な簡素化、装置
のコストダウンを図ることができる。
おいて、トライアックＴＲおよび制御回路７内の同期検
定要素を省略しても三相出力電圧の相順を安定化させる
ことが可能となるので、始動回路の大幅な簡素化、装置
のコストダウンを図ることができる。
【００３２】なお、上記実施例では負荷６に並列に三相
Δ結線された各アームの複数個の並列コンデンサ要素Ｃ
に対してスイッチＳをそれぞれ直列接続して、これらの
スイッチＳを入り切りすることで鉄共振容量を調整する
ようにしたが、分周形変圧器４の出力回路の各相間に複
数個の並列コンデンサ要素ＣとスイッチＳを接続し、そ
のスイッチＳを補償容量δＣpqに基づいて入り切りする
ようにしてもよい。
Δ結線された各アームの複数個の並列コンデンサ要素Ｃ
に対してスイッチＳをそれぞれ直列接続して、これらの
スイッチＳを入り切りすることで鉄共振容量を調整する
ようにしたが、分周形変圧器４の出力回路の各相間に複
数個の並列コンデンサ要素ＣとスイッチＳを接続し、そ
のスイッチＳを補償容量δＣpqに基づいて入り切りする
ようにしてもよい。
【００３３】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、始動
回路の簡素化を図ると共に、三相電圧の相順を安定化を
図ることができるインバータ装置の相順安定化方法を提
供できる。
回路の簡素化を図ると共に、三相電圧の相順を安定化を
図ることができるインバータ装置の相順安定化方法を提
供できる。
【図１】分周形三相インバータ装置の構成例を示す回路
図。
図。
【図２】分周形インバータ回路を簡易始動した場合の入
出力電圧の実測結果および磁気回路の不平衡性を考慮し
た場合の計算結果を示す入出力電圧特性図。
出力電圧の実測結果および磁気回路の不平衡性を考慮し
た場合の計算結果を示す入出力電圧特性図。
【図３】図２の計算値の基本波成分のフェーザ軌跡を示
す図。
す図。
【図４】三相出力を得るために動作可能な直流電圧の範
囲の実測および計算結果を示す動作領域を示す図。
囲の実測および計算結果を示す動作領域を示す図。
【図５】本発明による分周形インバータ回路の相順の安
定化方法を説明するための磁気回路の不平衡性の動作領
域を示す図。
定化方法を説明するための磁気回路の不平衡性の動作領
域を示す図。
【図６】飽和リアクトルの磁化特性近似例を示す磁化曲
線図。
線図。
【図７】本発明による分周形インバータ回路の相順の安
定方法の一実施例として鉄共振容量の調整手段を示す回
路図。
定方法の一実施例として鉄共振容量の調整手段を示す回
路図。
【図８】同実施例において、鉄共振容量の補償後の各相
間の値を示す図。
間の値を示す図。
１…直流電源、３…単相インバータ、４…分周形変圧
器、４−１…入力側巻線、４−２…出力側巻線、５…力
率改善用コンデンサ、６…負荷、７…制御回路、Ｓ…ス
イッチ、Ｃ…コンデンサ要素。
器、４−１…入力側巻線、４−２…出力側巻線、５…力
率改善用コンデンサ、６…負荷、７…制御回路、Ｓ…ス
イッチ、Ｃ…コンデンサ要素。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−289364（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−69062（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−289363（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 5/14
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源から出力される直流を単相イン
バータに入力し、この単相インバータから出力される単
相交流により３台の分周形変成器の入力側巻線を励磁
し、その出力側巻線より三相交流を得てこれを力率改善
用コンデンサを介して負荷に供給するインバータ装置の
三相電圧の相順を定めるに際し、前記３台の分周形変成
器の入出力側巻線と前記コンデンサにより形成される鉄
共振回路において、前記各入出力側巻線の磁化係数の平
均値からのバラツキの割合を示す不平衡度から定まる三
相電圧の相順から、前記インバータ装置の三相出力に対
して前記インバータ装置が動作し得る直流電圧の上限と
下限の範囲に基づいて三相インバータの正回転動作領域
を求めると共に、前記各分周形変成器の入出力側巻線の
励磁特性の線形磁化係数の不平衡度を求め、この不平衡
度が３％以上となる補償容量で鉄共振容量を補償するよ
うにしたことを特徴とするインバータ装置の相順安定化
方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34399992A JP3173908B2 (ja) | 1992-12-24 | 1992-12-24 | インバータ装置の相順安定化方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34399992A JP3173908B2 (ja) | 1992-12-24 | 1992-12-24 | インバータ装置の相順安定化方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06197551A JPH06197551A (ja) | 1994-07-15 |
| JP3173908B2 true JP3173908B2 (ja) | 2001-06-04 |
Family
ID=18365878
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34399992A Expired - Fee Related JP3173908B2 (ja) | 1992-12-24 | 1992-12-24 | インバータ装置の相順安定化方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3173908B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114640117B (zh) * | 2022-05-11 | 2022-07-29 | 南昌工程学院 | 一种基于电压时间序列的台区三相不平衡评估方法 |
-
1992
- 1992-12-24 JP JP34399992A patent/JP3173908B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06197551A (ja) | 1994-07-15 |
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