JP3112886B2 - 電圧フォロワ回路 - Google Patents
電圧フォロワ回路Info
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Description
関し、特に車載チューナの聴感補正回路のコントロール
速度設定等に用いて好適な電圧フォロワ回路に関するも
のである。
ューナ等では、受信局の電界強度に応じてステレオ分離
度や復調帯域幅をコントロールすることで、雑音を抑圧
する様になっている。この場合、自然な聴感を得るため
には、当該コントロール速度の最適化が重要であり、こ
れを設定するために遅れ応答を有する電圧フォロワ回路
が使用される。
す。図6(A)において、1は可変定電流源、2は第一
の電源端子、3は入力端子、4は第二の電源端子(グラ
ンド端子)、5は出力端子、6はこの出力端子接続され
た容量素子である。NPNトランジスタQ21はエミッ
タフォロワとして動作するものであり、そのベースに入
力端子3が接続され、そのエミッタと第二の電源端子4
との間に定電流源1が接続されている。また、エミッタ
と出力端子との間には抵抗素子R1が接続されている。
子3の直流電圧に比例した出力電圧を出力端子5へ導出
する機能と、遅れ応答回路としての機能とを有してい
る。例えば、入力端子3の電圧が急激に変化した場合、
一定の応答速度で出力端子5の電位が変化するものであ
る。
流値と容量素子6の容量値の比で決定されるので、この
定電流源1を可変電流源としてその電流値に比例させて
容易に設定可能である。しかし、立上り速度は、抵抗素
子R1の抵抗値と容量素子6の容量値との積で決定され
るので、容易に外部からの設定制御をなすことができな
い。
ランジスタQ21の極性を反転させてPNP型のトラン
ジスタQ31を使用したものであり、基本的には、同一
構成である。この回路では、立上り速度は電流源1の電
流値で容易に設定できるが、立下り速度は外部から容易
に設定制御できない。
子等で、値の異なる複数の抵抗素子をR1として選択接
続する構成としても、連続的に出力電位の遷移速度を可
変とすることはできず、また、抵抗の温度係数がそのま
ま応答時間に反映されるという問題もある。
示す図であり、図6と同等部分は同一符号にて示してい
る。M1,M2は電流源1の電流を動作電流とする差動
対のMOSトランジスタであり、M3,M4は差動対ト
ランジスタのM1,M2の能動負荷として機能するMO
Sトランジスタである。差動対トランジスタの一方M1
のゲートに入力端子3が接続され、他方M2にゲートに
出力端子5が接続されており、このトランジスタM2の
ゲートとドレインとは共通接続されている。
た出力電圧を出力端子5へ導出する機能と、遅れ応答回
路としての機能とを有しており、電流源1の電流値と容
量素子6の容量値とによって出力電位の立上り立下りの
両速度を同時に設定できる。しかしながら、出力電位の
立上りと立下りの各速度を独立に、個別に設定制御する
ことはできない。
トロール速度設定に、上述した図6や図7の電圧フォロ
ワ回路を使用した場合のブロック図である。図におい
て、101はRF(高周波)回路、102はIF(中間
周波)回路、103は電界強度検出回路、104は可変
応答速度電圧フォロワ回路、105は聴感補正回路、1
06はステレオ復調回路である。
界強度及び電界強度の急激な変動等によってS/Nが悪
化したり、耳障りなノイズを生じやすく、よって、聴感
補正回路105が電界の状況に応じてステレオ復調回路
106の分離度や復調帯域を制御することで、聴感上の
ノイズ抑圧を行う様になっている。
を、例えば、郊外や市街地等の環境によって適切に設定
することにより、自然な聴感補正を行うことができる
が、従来は可変応答速度電圧フォロワ回路104を介し
て聴感補正回路105の制御信号として供給すること
で、上記目的を達成するものである。
車載チューナでは、聴感補正回路105の制御速度を適
切に設定して自然な聴感補正を行う必要があるが、従来
の上述した電圧フォロワ回路では、立上り立下りの両方
の応答速度を独立かつ連続的に設定制御できないので、
応答速度にかかわる特性の自由度が極めて低いという欠
点がある。
の両方の応答速度を独立かつ連続的に設定制御可能とし
て、応答速度にかかわる特性の自由度を向上せしめた電
圧フォロワ回路を提供することである。
電流源と、この第1の電流源の電流にて動作しエミッタ
が互いに接続された一対の差動トランジスタと、この一
対の差動トランジスタの能動負荷として動作するカレン
トミラー回路と、前記一対の差動トランジスタの一方の
トランジスタのベースにベースが接続され出力端子にエ
ミッタが接続された出力トランジスタと、前記出力端子
に電流を供給する第2の電流源と、前記出力トランジス
タのコレクタ電流となる第3の電流源と、前記出力端子
と基準電位点との間に設けられた容量素子とを含み、前
記一方のトランジスタと前記出力トランジスタとがダイ
オード接続構成とされており、前記一対の差動トランジ
スタの他方のベースに入力電圧を供給し、前記出力端子
に前記入力電圧に追従する電圧フォロワ出力を導出する
様にしたことを特徴とする電圧フォロワ回路が得られ
る。
2の電流源の電流より大に設定されていることを特徴と
し、また前記第2及び第3の電流源の電流値を等しくし
たことを特徴としている。
の信号による可変電流源であることを特徴とし、また前
記第3の電流源を前記カレントミラー回路にて兼用した
ことを特徴としている。
実施例につき説明する。図1は本発明の一実施例の回路
図であり、図6,7と同等部分は同一符号にて示してい
る。図1を参照すると、PNP型の差動対トランジスタ
Q1,Q2はエミッタ共通接続されて、その共通接続点
に定電流源7の電流が供給され、この電流により差動対
トランジスタQ1,Q2は動作する。
クタ能動負荷として、NPN型のトランジスタQ3,Q
4からなるカレントミラー回路が設けられており、トラ
ンジスタQ1のコレクタ側に接続されているトランジス
タQ3は、ベースとコレクタが共通接続されたダイオー
ド接続構成とされている。トランジスタQ1のベースに
入力端子3が接続され、トランジスタQ2のベースに、
PNP型の出力トランジスタQ5のベースが接続されて
いる。
クタが共通接続されたダイオード接続構成とされてお
り、そのエミッタに出力端子5が接続されている。この
出力端子5への供給電流源として、定電流源8が設けら
れており、出力端子5とグランド端子との間には容量素
子6が設けられている。また、トランジスタQ5のコレ
クタと第二の電源端子4との間には定電流源9が設けら
れている。
あり、入力端子3と出力端子5との波形例である。図に
おいて、入力波形のa〜bの電位をVabとすると、出力
波形のA〜Bの電位VABは、 VAB=Vab+VBEQ5(Q5のベースエミッタ間電圧)……(1) の関係がある。トランジスタQ1〜Q4からなる全帰還
差動アンプの負帰還動作により、トランジスタQ5のベ
ース電位が入力電圧にほぼ等しいことから、上記(1)
式が成立する。
に上昇すると、トランジスタQ5が遮断されるために、
定電流源8の電流値I8 により容量素子6が充電される
ことになり、よって出力電位は、トランジスタQ5が動
作復帰するまでB〜Cの様に上昇することになる。この
出力波形のB〜Cの電圧変化分dV(立上り速度に相
当)は、容量素子6の値C6 と時間dtとにより、 dV=(I8 /C6 )×dt……(2) と表される。トランジスタQ5が復帰したC〜Dの期間
は、 VCD=Vcd+VBEQ5……(3) の関係がある。
降すると、トランジスタQ2が遮断するので、出力端子
5に容量素子6から流入する電流をI5 とし、トランジ
スタQ4に流れる電流をI4 とすると、 I5 +I8 =I9 +I4 ……(4) が成立する。尚、I7 ,I8 ,I9 は夫々電流源7,
8,9の各電流値を示しており、I7 >I8 に設定され
ているものとする。
より、 I5 =I7 −I8 +I9 ……(5) となり、出力波形のD〜Eの電圧変化分dV(立下り速
度に相当)は、(2)式と同様にして、 dV=(−I7 +I8 −I9 )/C6 ×dt……(6) となる。
ると、(6)式は、 dV=−I7 /C6 ×dt……(7) となり、よって、出力波形の立下り速度は立上り速度設
定の影響を受けず、独立設定が可能である。
ると、出力波形の電位VEFは、 VEF=Vef+VBEQ5……(8) の関係がある。
り、図1と同等部分は同一符号にて示している。図3の
例では、各定電流源7〜9を可変電流源として構成して
おり、他の構成は図1のそれと同一である。これ等各可
変電流源の電流値を外部信号により制御して、(2),
(7)の各式で示される出力波形の応答速度を制御可能
としたものである。
あり、図1,3と同等部分は同一符号により示してい
る。図4の例では、図3の実施例における独立した可変
電流源7〜9を、トランジスタQ6〜Q10及び可変電
流源1にて置換し、トランジスタQ6及びQ9のエミッ
タ面積比をm(×mで示す)、トランジスタQ8のエミ
ッタ面積比をn(×nで示す)、他のトランジスタのエ
ミッタ面積比を1としたものである。
立下り速度Sr とした場合、n>mの範囲において、 Sa /Sr =m/n……(9) とする一定の比を保持し、応答速度は可変電流源1の値
に比例させることができる。
り、図1,3,4と同等部分は同一符号にて示してい
る。本例では、図4の回路におけるトランジスタQ6と
Q7の機能を、トランジスタQ3とQ4とで兼用したも
のであり、図4の回路と同等の機能を維持しつつ回路素
子数の削減が可能となっている。
らず、その目的や性能に応じて種々の周知の回路構成を
使用することができる。例えば、各定電流源の温度特性
を適宜設計して応答速度の温度特性を最適化することが
できる。また、集積回路内部に形成される素子定数の相
対比で電圧が決まる定電圧源と、高精度の外付け抵抗素
子とを組み合わせて構成される定電流源を使用すれば、
応答時間のばらつきは集積回路内の抵抗絶対値とは無関
係となり、高精度なものとすることができる。
としてバイポーラ素子を使用する代わりに、MOS型の
電界効果素子を使用しても同様な効果が得られることは
明白である。
波形に追従する出力波形の立上り及び立下りの応答速度
を夫々独立にかつ連続的に変化自在とすることができる
ので、応答速度にかかわる特性設定の自由度が増大する
という効果がある。更に、外部からの制御信号により、
容易に応答時間を可変することができるので、車載用チ
ューナ等のシステム設計の自由度や拡張性が大幅に向上
するという効果もある。
る。
ック図ある。
Claims (6)
- 【請求項1】 第1の電流源と、この第1の電流源の電
流にて動作しエミッタが互いに接続された一対の差動ト
ランジスタと、この一対の差動トランジスタの能動負荷
として動作するカレントミラー回路と、前記一対の差動
トランジスタの一方のトランジスタのベースにベースが
接続され出力端子にエミッタが接続された出力トランジ
スタと、前記出力端子に電流を供給する第2の電流源
と、前記出力トランジスタのコレクタ電流となる第3の
電流源と、前記出力端子と基準電位点との間に設けられ
た容量素子とを含み、前記一方のトランジスタと前記出
力トランジスタとがダイオード接続構成とされており、
前記一対の差動トランジスタの他方のベースに入力電圧
を供給し、前記出力端子に前記入力電圧に追従する電圧
フォロワ出力を導出する様にしたことを特徴とする電圧
フォロワ回路。 - 【請求項2】 前記第1の電流源の電流は前記第2の電
流源の電流より大に設定されていることを特徴とする請
求項1記載の電圧フォロワ回路。 - 【請求項3】 前記第2及び第3の電流源の電流値を等
しくしたことを特徴とする請求項2記載の電圧フォロワ
回路。 - 【請求項4】 前記第1〜第3の電流源は外部からの信
号による可変電流源であることを特徴とする請求項1〜
3いずれか記載の電圧フォロワ回路。 - 【請求項5】 前記第3の電流源を前記カレントミラー
回路にて兼用したことを特徴とする請求項1〜4いずれ
か記載の電圧フォロワ回路。 - 【請求項6】 前記トランジスタとして、電界効果トラ
ンジスタを使用したことを特徴とする請求項1〜5いず
れか記載の電圧フォロワ回路。
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
JP10153464A JP3112886B2 (ja) | 1998-06-03 | 1998-06-03 | 電圧フォロワ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10153464A JP3112886B2 (ja) | 1998-06-03 | 1998-06-03 | 電圧フォロワ回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH11346128A JPH11346128A (ja) | 1999-12-14 |
JP3112886B2 true JP3112886B2 (ja) | 2000-11-27 |
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ID=15563145
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP (1) | JP3112886B2 (ja) |
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---|---|---|---|---|
JP4815282B2 (ja) * | 2006-06-27 | 2011-11-16 | シリンクス株式会社 | 光電変換装置 |
-
1998
- 1998-06-03 JP JP10153464A patent/JP3112886B2/ja not_active Expired - Fee Related
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JPH11346128A (ja) | 1999-12-14 |
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