JP3111436B2 - スイッチング電源 - Google Patents
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スタンバイモード（待
機状態）を可能にするスイッチング電源に関する。
機状態）を可能にするスイッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６は、従来のサブコンバーターまたは
商用トランスを用いた方式のスイッチング電源の一例を
示す。この方式のは特徴は、スタンバイモードを実現す
るために、主コンバーターとは別にサブコンバーターま
たは商用トランスを設ける点にある。
商用トランスを用いた方式のスイッチング電源の一例を
示す。この方式のは特徴は、スタンバイモードを実現す
るために、主コンバーターとは別にサブコンバーターま
たは商用トランスを設ける点にある。
【０００３】図６において、スイッチ２を介して供給さ
れる交流入力は、整流器４によって整流され、コンデン
サ６によって平滑化され、主コンバーター８のオンオフ
動作によって交流化され、主トランスＴ１の一次巻線Ｗ
１１１および二次巻線Ｗ１２１ならびにダイオードＤ１
１を介して直流電圧である主出力Ｖ１が得られる。ま
た、主トランスＴ１の二次巻線Ｗ１２２、ダイオードＤ
１２およびレギュレータＧ１２を介して別の主出力が得
られ、さらに、主トランスＴ１の二次巻線Ｗ１２３、ダ
イオードＤ１３およびレギュレータＧ１３を介して他の
主出力が得られる。主出力Ｖ１と所要の一定電圧との差
が、誤差増幅器Ｅ１によって検出され、この検出出力に
応じて主コンバーター８のオンオフ動作が制御される。
れる交流入力は、整流器４によって整流され、コンデン
サ６によって平滑化され、主コンバーター８のオンオフ
動作によって交流化され、主トランスＴ１の一次巻線Ｗ
１１１および二次巻線Ｗ１２１ならびにダイオードＤ１
１を介して直流電圧である主出力Ｖ１が得られる。ま
た、主トランスＴ１の二次巻線Ｗ１２２、ダイオードＤ
１２およびレギュレータＧ１２を介して別の主出力が得
られ、さらに、主トランスＴ１の二次巻線Ｗ１２３、ダ
イオードＤ１３およびレギュレータＧ１３を介して他の
主出力が得られる。主出力Ｖ１と所要の一定電圧との差
が、誤差増幅器Ｅ１によって検出され、この検出出力に
応じて主コンバーター８のオンオフ動作が制御される。
【０００４】他方、交流入力は、サブコンバーター（ま
たは商用トランス）１０、スタンバイトランスＴＳの一
次巻線ＷＳ１および二次巻線ＷＳ２、ダイオードＤＳな
らびにレギュレータＧＳを介して直流電圧であるスタン
バイ出力Ｖ２が得られる。スタンバイ出力Ｖ２と所要の
一定電圧との差が、誤差増幅器ＥＳＳによって検出さ
れ、この検出出力に応じてサブコンバーター１０のオン
オフ動作が制御される。
たは商用トランス）１０、スタンバイトランスＴＳの一
次巻線ＷＳ１および二次巻線ＷＳ２、ダイオードＤＳな
らびにレギュレータＧＳを介して直流電圧であるスタン
バイ出力Ｖ２が得られる。スタンバイ出力Ｖ２と所要の
一定電圧との差が、誤差増幅器ＥＳＳによって検出さ
れ、この検出出力に応じてサブコンバーター１０のオン
オフ動作が制御される。
【０００５】図７は、従来の出力スイッチング方式のス
イッチング電源の一例を示す。この方式の特徴は、１つ
のコンバーターでスタンバイモードを実現するために、
主トランスの二次側出力の負荷への供給を、スイッチ
（電子式または機械式）のオフにより、断ち切る点にあ
る。
イッチング電源の一例を示す。この方式の特徴は、１つ
のコンバーターでスタンバイモードを実現するために、
主トランスの二次側出力の負荷への供給を、スイッチ
（電子式または機械式）のオフにより、断ち切る点にあ
る。
【０００６】図７において、スイッチ２を介して供給さ
れる交流入力は、整流器４によって整流され、コンデン
サ６によって平滑化され、主コンバーター８のオンオフ
動作によって交流化され、コンバータートランスＴ１の
一次巻線Ｗ１１１および二次巻線Ｗ１２１、ダイオード
Ｄ１１、ならびにスイッチ１１を介して直流電圧である
主出力Ｖ１が得られる。また、コンバータートランスＴ
１の二次巻線Ｗ１２２、ダイオードＤ１２、スイッチ１
２、ならびにレギュレータＧ１２を介して別の主出力が
得られ、また、コンバータートランスＴ１の二次巻線Ｗ
１２３、ダイオードＤ１３、スイッチ１３、ならびにレ
ギュレータＧ１３を介して他の主出力が得られ、さら
に、コンバータートランスＴ１のスタンバイ用二次巻線
Ｗ１２Ｓ、ダイオードＤ１Ｓ、ならびにレギュレータＧ
１Ｓを介して直流電圧であるスタンバイ出力Ｖ２が得ら
れる。主出力Ｖ１と所要の一定電圧との差が、誤差増幅
器Ｅ１によって検出され、この検出出力に応じて主コン
バーター８のオンオフ動作が制御される。
れる交流入力は、整流器４によって整流され、コンデン
サ６によって平滑化され、主コンバーター８のオンオフ
動作によって交流化され、コンバータートランスＴ１の
一次巻線Ｗ１１１および二次巻線Ｗ１２１、ダイオード
Ｄ１１、ならびにスイッチ１１を介して直流電圧である
主出力Ｖ１が得られる。また、コンバータートランスＴ
１の二次巻線Ｗ１２２、ダイオードＤ１２、スイッチ１
２、ならびにレギュレータＧ１２を介して別の主出力が
得られ、また、コンバータートランスＴ１の二次巻線Ｗ
１２３、ダイオードＤ１３、スイッチ１３、ならびにレ
ギュレータＧ１３を介して他の主出力が得られ、さら
に、コンバータートランスＴ１のスタンバイ用二次巻線
Ｗ１２Ｓ、ダイオードＤ１Ｓ、ならびにレギュレータＧ
１Ｓを介して直流電圧であるスタンバイ出力Ｖ２が得ら
れる。主出力Ｖ１と所要の一定電圧との差が、誤差増幅
器Ｅ１によって検出され、この検出出力に応じて主コン
バーター８のオンオフ動作が制御される。
【０００７】図８は、従来の出力トランス切り離し方式
のスイッチング電源の一例を示す。この方式の特徴は、
１つのコンバーターでスタンバイモードを実現するため
に、コンバータートランスを主トランスとスタンバイト
ランス用トランスとに分け、スイッチ（電子式または機
械式）により、主トランスを切り離す点にある。
のスイッチング電源の一例を示す。この方式の特徴は、
１つのコンバーターでスタンバイモードを実現するため
に、コンバータートランスを主トランスとスタンバイト
ランス用トランスとに分け、スイッチ（電子式または機
械式）により、主トランスを切り離す点にある。
【０００８】図８において、スイッチ２を介して供給さ
れる交流入力は、整流器４によって整流され、コンデン
サ６によって平滑化され、主コンバーター８のオンオフ
動作によって交流化され、スイッチＳＷ１を介して主ト
ランスＴ１の一次巻線Ｗ１１１に供給されるとともに、
スタンバイ用トランスＴＳの一次巻線ＷＳ１に供給され
る。そして、主トランスＴ１の二次巻線Ｗ１２１および
ダイオードＤ１１を介して直流電圧である主出力Ｖ１が
得られる。また、主トランスＴ１の二次巻線Ｗ１２２、
ダイオードＤ１２、およびレギュレータＧ１２を介して
別の主出力が得られ、また、主トランスＴ１の二次巻線
Ｗ１２３、ダイオードＤ１３、およびレギュレータＧ１
３を介して他の主出力が得られる。さらに、スタンバイ
用トランスＴＳの二次巻線ＷＳ２、ダイオードＤＳ、お
よびレギュレータＧ１Ｓを介して直流電圧であるスタン
バイ出力Ｖ２が得られる。主出力Ｖ１と所要の一定電圧
との差が、誤差増幅器Ｅ１によって検出され、この検出
出力に応じて主コンバーター８のオンオフ動作が制御さ
れる。
れる交流入力は、整流器４によって整流され、コンデン
サ６によって平滑化され、主コンバーター８のオンオフ
動作によって交流化され、スイッチＳＷ１を介して主ト
ランスＴ１の一次巻線Ｗ１１１に供給されるとともに、
スタンバイ用トランスＴＳの一次巻線ＷＳ１に供給され
る。そして、主トランスＴ１の二次巻線Ｗ１２１および
ダイオードＤ１１を介して直流電圧である主出力Ｖ１が
得られる。また、主トランスＴ１の二次巻線Ｗ１２２、
ダイオードＤ１２、およびレギュレータＧ１２を介して
別の主出力が得られ、また、主トランスＴ１の二次巻線
Ｗ１２３、ダイオードＤ１３、およびレギュレータＧ１
３を介して他の主出力が得られる。さらに、スタンバイ
用トランスＴＳの二次巻線ＷＳ２、ダイオードＤＳ、お
よびレギュレータＧ１Ｓを介して直流電圧であるスタン
バイ出力Ｖ２が得られる。主出力Ｖ１と所要の一定電圧
との差が、誤差増幅器Ｅ１によって検出され、この検出
出力に応じて主コンバーター８のオンオフ動作が制御さ
れる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】図６の従来のスイッチ
ング電源のうちサブコンバーターすなわちスタンバイ用
コンバータを別個に使用するものは、サブコンバーター
が、小容量とはいえ、絶縁コンバーターであり、コスト
がかなり高くなってしまう。
ング電源のうちサブコンバーターすなわちスタンバイ用
コンバータを別個に使用するものは、サブコンバーター
が、小容量とはいえ、絶縁コンバーターであり、コスト
がかなり高くなってしまう。
【００１０】図６の従来のスイッチング電源のうち商用
トランスを使用するものは、交流入力に比例した電圧が
出力されるため、後段のレギュレータの損失が非常に大
きくなる。また、商用トランスのため、少し大きな負荷
に対応しようとすると、トランスおよび平滑コンデンサ
が大型になってしまう。
トランスを使用するものは、交流入力に比例した電圧が
出力されるため、後段のレギュレータの損失が非常に大
きくなる。また、商用トランスのため、少し大きな負荷
に対応しようとすると、トランスおよび平滑コンデンサ
が大型になってしまう。
【００１１】図７の従来のスイッチング電源では、出力
数に応じた数のスイッチ（図７の例では、スイッチ１
１，１２および１３の３個）が必要である。また、スタ
ンバイ時も、コンバータートランスＴ１は励磁され続け
るので、無効電力が大きい。また、コンバーター８は、
かなりの負荷変動に対応しなければならない。
数に応じた数のスイッチ（図７の例では、スイッチ１
１，１２および１３の３個）が必要である。また、スタ
ンバイ時も、コンバータートランスＴ１は励磁され続け
るので、無効電力が大きい。また、コンバーター８は、
かなりの負荷変動に対応しなければならない。
【００１２】図８の従来のスイッチング電源は、主コン
バーター８の制御を、主出力Ｖ１すなわち主トランスＴ
１の出力電圧のみを検出して行っているため、スタンバ
イ時、主トランス８が切り離されると、検出電圧が無く
なるため、無制御状態となり、スタンバイ出力電圧が過
度に上昇し、スタンバイ用トランスＴＳへのストレスも
大きくなってしまう。また、電圧上昇を吸収する二次側
レギュレータのストレスは大きく、無制御状態における
ストレスに耐え得るようにするために、スタンバイ用ト
ランスが大型になる。また、無制御状態になることによ
り、スタンバイ時の消費電力はかなり大きく、入力電圧
に比例して増大する。
バーター８の制御を、主出力Ｖ１すなわち主トランスＴ
１の出力電圧のみを検出して行っているため、スタンバ
イ時、主トランス８が切り離されると、検出電圧が無く
なるため、無制御状態となり、スタンバイ出力電圧が過
度に上昇し、スタンバイ用トランスＴＳへのストレスも
大きくなってしまう。また、電圧上昇を吸収する二次側
レギュレータのストレスは大きく、無制御状態における
ストレスに耐え得るようにするために、スタンバイ用ト
ランスが大型になる。また、無制御状態になることによ
り、スタンバイ時の消費電力はかなり大きく、入力電圧
に比例して増大する。
【００１３】本発明は、このような状況に鑑みてなされ
たものであり、１つのコンバーターでスタンバイモード
を実現するために、コンバータートランスを主トランス
とスタンバイトランス用トランスとに分け、主トランス
を切り離すスイッチング電源において、スタンバイ時に
おける制御を可能にすることを目的とする。
たものであり、１つのコンバーターでスタンバイモード
を実現するために、コンバータートランスを主トランス
とスタンバイトランス用トランスとに分け、主トランス
を切り離すスイッチング電源において、スタンバイ時に
おける制御を可能にすることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源は、スタンバイ出力整流手段により出力される第２の
出力電圧を検出するスタンバイ出力検出手段と、主トラ
ンスに対して、スイッチを介してコンバータの出力が供
給されている場合、主出力検出手段により検出された第
１の出力電圧に基づいて、コンバータの直流電流の断続
を制御する第１の制御手段と、主トランスに対して、ス
イッチによりコンバータの出力が遮断されて供給されて
いない場合、スタンバイ出力検出手段により検出された
第２の出力電圧に基づいて、コンバータの直流電流の断
続を制御する第２の制御手段とを備えることを特徴とす
る。
源は、スタンバイ出力整流手段により出力される第２の
出力電圧を検出するスタンバイ出力検出手段と、主トラ
ンスに対して、スイッチを介してコンバータの出力が供
給されている場合、主出力検出手段により検出された第
１の出力電圧に基づいて、コンバータの直流電流の断続
を制御する第１の制御手段と、主トランスに対して、ス
イッチによりコンバータの出力が遮断されて供給されて
いない場合、スタンバイ出力検出手段により検出された
第２の出力電圧に基づいて、コンバータの直流電流の断
続を制御する第２の制御手段とを備えることを特徴とす
る。
【００１５】
【作用】本発明のスイッチング電源においては、スタン
バイ時に主トランスに対するコンバータ出力の供給が遮
断された場合、スタンバイ用トランスの出力に対応する
第２の出力電圧に基づいて、コンバータが実行する直流
電流の断続が制御される。
バイ時に主トランスに対するコンバータ出力の供給が遮
断された場合、スタンバイ用トランスの出力に対応する
第２の出力電圧に基づいて、コンバータが実行する直流
電流の断続が制御される。
【００１６】
【実施例】図１は、本発明のスイッチング電源の一実施
例の構成を示す。図１中、スイッチ２、整流器４、コン
デンサ６、主コンバーター８、スイッチＳＷ１、主トラ
ンスＴ１（従ってその一次巻線Ｗ１１１、二次巻線Ｗ１
２１，Ｗ１２２およびＷ１２３）、スタンバイ用トラン
スＴＳ（従ってその一次巻線ＷＳ１および二次巻線ＷＳ
２）、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３およびＤＳ、
レギュレータＧ１２，Ｇ１３およびＧＳ、ならびに誤差
増幅器Ｅ１は、図８と同一である。異なる点は、図１の
実施例では、スタンバイ用トランスの出力電圧すなわち
スタンバイ出力Ｖ２を検出する誤差増幅器ＥＳが設けら
れていることである。
例の構成を示す。図１中、スイッチ２、整流器４、コン
デンサ６、主コンバーター８、スイッチＳＷ１、主トラ
ンスＴ１（従ってその一次巻線Ｗ１１１、二次巻線Ｗ１
２１，Ｗ１２２およびＷ１２３）、スタンバイ用トラン
スＴＳ（従ってその一次巻線ＷＳ１および二次巻線ＷＳ
２）、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３およびＤＳ、
レギュレータＧ１２，Ｇ１３およびＧＳ、ならびに誤差
増幅器Ｅ１は、図８と同一である。異なる点は、図１の
実施例では、スタンバイ用トランスの出力電圧すなわち
スタンバイ出力Ｖ２を検出する誤差増幅器ＥＳが設けら
れていることである。
【００１７】スタンバイ時に、スイッチＳＷ１がオフさ
れて、主トランスＴ１が切り離されると、誤差増幅器Ｅ
Ｓは、検出したスタンバイ出力Ｖ２と所要の一定電圧と
の差を主コンバーター８に出力し、主コンバーター８
は、誤差増幅器ＥＳの出力に応じてオンオフ動作を行っ
て、スタンバイ出力Ｖ２を一定に制御する。
れて、主トランスＴ１が切り離されると、誤差増幅器Ｅ
Ｓは、検出したスタンバイ出力Ｖ２と所要の一定電圧と
の差を主コンバーター８に出力し、主コンバーター８
は、誤差増幅器ＥＳの出力に応じてオンオフ動作を行っ
て、スタンバイ出力Ｖ２を一定に制御する。
【００１８】図２は、図１の実施例の具体的回路例を示
す。この回路例では、主コンバーター８は、２石電流共
振ＳＥＰＰコンバーターにより構成される。すなわち、
主コンバータ８は、ドレインがコンデンサ６に接続さ
れ、ソースがスイッチＳＷ１に接続されたパワーＭＯＳ
‐ＦＥＴＱ１と、ドレインがパワーＭＯＳ‐ＦＥＴＱ１
のソースに接続され、ソースが接地点に接属されたパワ
ーＭＯＳ‐ＦＥＴＱ２と、パワーＭＯＳ‐ＦＥＴＱ１お
よびＱ２のゲートにオンオフ制御用パルスを供給する発
振器ＯＳＣとを備えている。
す。この回路例では、主コンバーター８は、２石電流共
振ＳＥＰＰコンバーターにより構成される。すなわち、
主コンバータ８は、ドレインがコンデンサ６に接続さ
れ、ソースがスイッチＳＷ１に接続されたパワーＭＯＳ
‐ＦＥＴＱ１と、ドレインがパワーＭＯＳ‐ＦＥＴＱ１
のソースに接続され、ソースが接地点に接属されたパワ
ーＭＯＳ‐ＦＥＴＱ２と、パワーＭＯＳ‐ＦＥＴＱ１お
よびＱ２のゲートにオンオフ制御用パルスを供給する発
振器ＯＳＣとを備えている。
【００１９】誤差増幅器Ｅ１は、主出力Ｖ１の電圧を接
地点との間で分圧する抵抗Ｒ１およびＲ２と、アノード
が接地点に接続され、リファレンス端子が抵抗Ｒ１とＲ
２との接続点に接続される例えばＴＬ４３０等からなる
シャントレギユレータＺ１とから構成されている。誤差
増幅器ＥＳは、スタンバイ出力Ｖ２の電圧を接地点との
間で分圧する抵抗ＲＳ１およびＲＳ２と、アノードが接
地点に接続され、リファレンス端子が抵抗ＲＳ１とＲＳ
２との接続点に接続される例えばＴＬ４３０等からなる
シャントレギユレータＺＳとから構成されている。
地点との間で分圧する抵抗Ｒ１およびＲ２と、アノード
が接地点に接続され、リファレンス端子が抵抗Ｒ１とＲ
２との接続点に接続される例えばＴＬ４３０等からなる
シャントレギユレータＺ１とから構成されている。誤差
増幅器ＥＳは、スタンバイ出力Ｖ２の電圧を接地点との
間で分圧する抵抗ＲＳ１およびＲＳ２と、アノードが接
地点に接続され、リファレンス端子が抵抗ＲＳ１とＲＳ
２との接続点に接続される例えばＴＬ４３０等からなる
シャントレギユレータＺＳとから構成されている。
【００２０】誤差増幅器Ｅ１およびＥＳのシャントレギ
ュレータＺ１およびＺＳのカソードは、フォトカップラ
のＬＥＤ２０のカソードに接続されている。ＬＥＤ２０
が発する光は、フォトカップラのフォトトランジスタ２
２によって受光される。フォトトランジスタ２２のエミ
ッタは、抵抗Ｒを介して接地されている。フォトトラン
ジスタ２２のエミッタと抵抗Ｒとの接続点が、発振器Ｏ
ＳＣの制御入力に接続されている。なお、図２中、Ｃ
１，ＣＳ１，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，ＣＳ２は、コン
デンサであり、Ｄ１０は、ダイオードである。
ュレータＺ１およびＺＳのカソードは、フォトカップラ
のＬＥＤ２０のカソードに接続されている。ＬＥＤ２０
が発する光は、フォトカップラのフォトトランジスタ２
２によって受光される。フォトトランジスタ２２のエミ
ッタは、抵抗Ｒを介して接地されている。フォトトラン
ジスタ２２のエミッタと抵抗Ｒとの接続点が、発振器Ｏ
ＳＣの制御入力に接続されている。なお、図２中、Ｃ
１，ＣＳ１，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，ＣＳ２は、コン
デンサであり、Ｄ１０は、ダイオードである。
【００２１】図２の回路において、スタンバイ時に、ス
イッチＳＷ１がオフされて、主トランスＴ１が切り離さ
れると、シャントレギュレータＺＳが、そのリファレン
ス端子の電圧（この電圧がスタンバイ出力Ｖ２を示す）
と所要の一定電圧との差の電圧をアノードとカソードと
の間に発生し、これが、ＬＥＤ２０およびフォトトラン
ジスタ２２からなるフォトカップラにより発振器ＯＳＣ
に伝達され、発振器ＯＳＣは、スタンバイ出力Ｖ２が一
定となるように、パワーＭＯＳ‐ＦＥＴＱ１およびＱ２
のゲートに制御用パルスを供給する。
イッチＳＷ１がオフされて、主トランスＴ１が切り離さ
れると、シャントレギュレータＺＳが、そのリファレン
ス端子の電圧（この電圧がスタンバイ出力Ｖ２を示す）
と所要の一定電圧との差の電圧をアノードとカソードと
の間に発生し、これが、ＬＥＤ２０およびフォトトラン
ジスタ２２からなるフォトカップラにより発振器ＯＳＣ
に伝達され、発振器ＯＳＣは、スタンバイ出力Ｖ２が一
定となるように、パワーＭＯＳ‐ＦＥＴＱ１およびＱ２
のゲートに制御用パルスを供給する。
【００２２】次に、図３を参照して、誤差増幅器（エラ
ーアンプ）ＥＳの制御検出電圧（上述の所要の一定電
圧）の設定の仕方について説明する。出力が増加しよう
とすると、誤差増幅器（図２の例ではシャントレギュレ
ータ）は、電流を吸い込もうとするので、注意しなけれ
ばならないのは、主トランスＴ１が接続されているとき
（スイッチＳＷ１がオンのとき）に、誤差増幅器ＥＳ
（第二エラーアンプ）が主出力Ｖ１の安定化に絶対に影
響を与えてはならないということである。すなわち、主
出力の制御中は、いかなる入力変動あるいは出力負荷変
動に対しても制御状態に入ってはならない（電流を吸い
込んではならない）。すなわち、主トランスＴ１が接続
されているとき（スイッチＳＷ１がオンのとき）の上記
諸変動におけるクロスレギュレーションを考慮した上
で、誤差増幅器ＥＳの電圧検出点（上述の所要の一定電
圧）を決定する必要がある。
ーアンプ）ＥＳの制御検出電圧（上述の所要の一定電
圧）の設定の仕方について説明する。出力が増加しよう
とすると、誤差増幅器（図２の例ではシャントレギュレ
ータ）は、電流を吸い込もうとするので、注意しなけれ
ばならないのは、主トランスＴ１が接続されているとき
（スイッチＳＷ１がオンのとき）に、誤差増幅器ＥＳ
（第二エラーアンプ）が主出力Ｖ１の安定化に絶対に影
響を与えてはならないということである。すなわち、主
出力の制御中は、いかなる入力変動あるいは出力負荷変
動に対しても制御状態に入ってはならない（電流を吸い
込んではならない）。すなわち、主トランスＴ１が接続
されているとき（スイッチＳＷ１がオンのとき）の上記
諸変動におけるクロスレギュレーションを考慮した上
で、誤差増幅器ＥＳの電圧検出点（上述の所要の一定電
圧）を決定する必要がある。
【００２３】例えば、主出力Ｖ１が１５Ｖ、スタンバイ
出力Ｖ２が、主トランスＴ１が接続されているとき（ス
イッチＳＷ１がオンのとき）約１５Ｖ、主トランスＴ１
が切り離されるスタンバイ時（スイッチＳＷ１がオフの
とき）１７Ｖとする（Ｖ１およびＶ２は、それぞれ別個
のトランスからの出力なので、異なる任意の値をとれ
る）と、入力が最低であって、主出力Ｖ１の負荷が最大
で且つスタンバイ出力Ｖ２の負荷が最小のとき（通常、
このときに、クロスレギュレーションに頼る他出力電圧
は最大となる）でも、スタンバイ出力Ｖ２が１６．５Ｖ
であれば、誤差増幅器ＥＳの電圧検出点は、（１６．５
＋α）Ｖすなわち１７Ｖ程度に設定する。こうすること
により、主トランスＴ１が接続されているときには、ス
タンバイ出力Ｖ２は低いので、誤差増幅器ＥＳが電流を
吸い込むことはない。
出力Ｖ２が、主トランスＴ１が接続されているとき（ス
イッチＳＷ１がオンのとき）約１５Ｖ、主トランスＴ１
が切り離されるスタンバイ時（スイッチＳＷ１がオフの
とき）１７Ｖとする（Ｖ１およびＶ２は、それぞれ別個
のトランスからの出力なので、異なる任意の値をとれ
る）と、入力が最低であって、主出力Ｖ１の負荷が最大
で且つスタンバイ出力Ｖ２の負荷が最小のとき（通常、
このときに、クロスレギュレーションに頼る他出力電圧
は最大となる）でも、スタンバイ出力Ｖ２が１６．５Ｖ
であれば、誤差増幅器ＥＳの電圧検出点は、（１６．５
＋α）Ｖすなわち１７Ｖ程度に設定する。こうすること
により、主トランスＴ１が接続されているときには、ス
タンバイ出力Ｖ２は低いので、誤差増幅器ＥＳが電流を
吸い込むことはない。
【００２４】そして、主トランスＴ１が切り離されるス
タンバイ時には、スタンバイ出力Ｖ２が１７Ｖとなるよ
うに制御されるから、無制御状態におちいって電圧が跳
ね上がったり、入力に比例し且つスタンバイ出力Ｖ２の
負荷電流に反比例して電圧が上がったり、後段のレギュ
レータのストレスが過大になったりすることを抑制でき
る。
タンバイ時には、スタンバイ出力Ｖ２が１７Ｖとなるよ
うに制御されるから、無制御状態におちいって電圧が跳
ね上がったり、入力に比例し且つスタンバイ出力Ｖ２の
負荷電流に反比例して電圧が上がったり、後段のレギュ
レータのストレスが過大になったりすることを抑制でき
る。
【００２５】図４は、本発明を二次制御ＰＷＭコンバー
ターに適用した場合の制御部の実施例の構成を示す。主
出力Ｖ１は、抵抗Ｒ１およびＲ２によって分圧され、抵
抗Ｒ１およびＲ２の接続点の電圧が、演算増幅器Ａ１の
非反転入力端子に供給される。演算増幅器Ａ１の反転入
力端子には、基準電圧ＶREF1が供給される。演算増幅器
Ａ１は、図１の誤差増幅器Ｅ１に相当する。スタンバイ
出力Ｖ２は、抵抗ＲＳ１およびＲＳ２によって分圧さ
れ、抵抗ＲＳ１およびＲＳ２の接続点の電圧が、演算増
幅器Ａ２の非反転入力端子に供給される。演算増幅器Ａ
２の反転入力端子には、基準電圧ＶREFSが供給される。
演算増幅器ＡＳは、図１の誤差増幅器Ｅ２に相当する。
演算増幅器Ａ１およびＡＳの出力は、コンパレータ２４
の非反転入力に供給され、コンパレータ２４の反転入力
端子には、のこぎり波電圧が供給され、コンパレータ２
４は、演算増幅器Ａ１およびＡＳの出力に対応したＰＷ
Ｍ信号を出力する。図４の実施例は、パワーＭＯＳ‐Ｆ
ＥＴ等ＡＳＯの広いパワースイッチング素子を使用した
ＰＷＭコンバーターに有効である。
ターに適用した場合の制御部の実施例の構成を示す。主
出力Ｖ１は、抵抗Ｒ１およびＲ２によって分圧され、抵
抗Ｒ１およびＲ２の接続点の電圧が、演算増幅器Ａ１の
非反転入力端子に供給される。演算増幅器Ａ１の反転入
力端子には、基準電圧ＶREF1が供給される。演算増幅器
Ａ１は、図１の誤差増幅器Ｅ１に相当する。スタンバイ
出力Ｖ２は、抵抗ＲＳ１およびＲＳ２によって分圧さ
れ、抵抗ＲＳ１およびＲＳ２の接続点の電圧が、演算増
幅器Ａ２の非反転入力端子に供給される。演算増幅器Ａ
２の反転入力端子には、基準電圧ＶREFSが供給される。
演算増幅器ＡＳは、図１の誤差増幅器Ｅ２に相当する。
演算増幅器Ａ１およびＡＳの出力は、コンパレータ２４
の非反転入力に供給され、コンパレータ２４の反転入力
端子には、のこぎり波電圧が供給され、コンパレータ２
４は、演算増幅器Ａ１およびＡＳの出力に対応したＰＷ
Ｍ信号を出力する。図４の実施例は、パワーＭＯＳ‐Ｆ
ＥＴ等ＡＳＯの広いパワースイッチング素子を使用した
ＰＷＭコンバーターに有効である。
【００２６】図５は、主トランスが２個設けられる場合
の実施例を示す。この実施例では、図１の実施例の主ト
ランスＴ１のほかに主トランスＴ２が設けられ、これに
対応して、主トランスＴ２を切り離すためのスイッチＳ
Ｗ２、一次巻線Ｗ２１１１、二次巻線Ｗ２２１，Ｗ２２
２およびＷ２２３、ダイオードＤ２１，Ｄ２２およびＤ
２３、ならびにレギュレータＧ２１，Ｇ２２およびＧ２
３が設けられる。
の実施例を示す。この実施例では、図１の実施例の主ト
ランスＴ１のほかに主トランスＴ２が設けられ、これに
対応して、主トランスＴ２を切り離すためのスイッチＳ
Ｗ２、一次巻線Ｗ２１１１、二次巻線Ｗ２２１，Ｗ２２
２およびＷ２２３、ダイオードＤ２１，Ｄ２２およびＤ
２３、ならびにレギュレータＧ２１，Ｇ２２およびＧ２
３が設けられる。
【００２７】スタンバイ時に、スイッチＳＷ１およびＳ
Ｗ２がオフされて、主トランスＴ１およびＴ２が切り離
されると、誤差増幅器ＥＳは、検出したスタンバイ出力
Ｖ２と所要の一定電圧との差を主コンバーター８に出力
し、主コンバーター８は、誤差増幅器ＥＳの出力に応じ
てオンオフ動作を行って、スタンバイ出力Ｖ２を一定に
制御する。
Ｗ２がオフされて、主トランスＴ１およびＴ２が切り離
されると、誤差増幅器ＥＳは、検出したスタンバイ出力
Ｖ２と所要の一定電圧との差を主コンバーター８に出力
し、主コンバーター８は、誤差増幅器ＥＳの出力に応じ
てオンオフ動作を行って、スタンバイ出力Ｖ２を一定に
制御する。
【００２８】
【発明の効果】本発明のスイッチング電源によれば、ス
タンバイ時に主トランスに対するコンバータ出力の供給
が遮断された場合、スタンバイ用トランスの出力に対応
する第２の出力電圧に基づいて、コンバータが実行する
直流電流の断続を制御するようにしたので、スタンバイ
出力を安定化するためのレギュレータを小型化または不
要にでき、スタンバイ用トランスの容量も必要最低限で
よくなる。さらに、スタンバイ時の消費電力を抑制で
き、また、入力電圧によらずほぼ一定にできる。すなわ
ち、本発明によれば、スイッチング電源の低コスト化お
よび省エネルギー化を実現できる。
タンバイ時に主トランスに対するコンバータ出力の供給
が遮断された場合、スタンバイ用トランスの出力に対応
する第２の出力電圧に基づいて、コンバータが実行する
直流電流の断続を制御するようにしたので、スタンバイ
出力を安定化するためのレギュレータを小型化または不
要にでき、スタンバイ用トランスの容量も必要最低限で
よくなる。さらに、スタンバイ時の消費電力を抑制で
き、また、入力電圧によらずほぼ一定にできる。すなわ
ち、本発明によれば、スイッチング電源の低コスト化お
よび省エネルギー化を実現できる。
【図１】本発明のスイッチング電源の一実施例の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図２】図１の実施例の具体的回路例を示す回路図であ
る。
る。
【図３】図１および図２の回路の動作を示す図である。
【図４】本発明を二次制御ＰＷＭコンバーターに適用し
た場合の制御部の実施例の構成を示すブロック図であ
る。
た場合の制御部の実施例の構成を示すブロック図であ
る。
【図５】本発明のスイッチング電源の他の実施例の構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図６】従来のサブコンバーターまたは商用トランスを
用いた方式のスイッチング電源の一例を示すブロック図
である。
用いた方式のスイッチング電源の一例を示すブロック図
である。
【図７】従来の出力スイッチング方式のスイッチング電
源の一例を示すブロック図である。
源の一例を示すブロック図である。
【図８】従来の出力トランス切り離し方式のスイッチン
グ電源の一例を示すブロック図である。
グ電源の一例を示すブロック図である。
２ スイッチ ４ 整流器 ６ コンデンサ ８ 主コンバーター １１，１２，１３ スイッチ ２０ ＬＥＤ ２２ フォトトランジスタ ２４ コンパレータ Ａ１，Ａ２ 演算増幅器 Ｃ１，Ｄ１０，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，ＣＳ１，ＣＳ
２ コンデンサ Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，ＤＳ ダイオード Ｅ１，Ｅ２，ＥＳ，ＥＳＳ 誤差増幅器 Ｇ１２，Ｇ１３，Ｇ２１，Ｇ２２，Ｇ２３，ＧＳ レギ
ュレータ Ｑ１，Ｑ２ パワーＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｒ，Ｒ１，Ｒ２，ＲＳ１，ＲＳ２ 抵抗 ＳＷ１，ＳＷ２ 主トランス切り離しスイッチ Ｔ１，Ｔ２ 主トランス ＴＳ スタンバイトランス Ｗ１１１，Ｗ２１１，ＷＳ１ 一次巻線 Ｗ１２１，Ｗ１２２，Ｗ１２３，Ｗ２２１，Ｗ２２２，
Ｗ２２３，ＷＳ２ 二次巻線
２ コンデンサ Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，ＤＳ ダイオード Ｅ１，Ｅ２，ＥＳ，ＥＳＳ 誤差増幅器 Ｇ１２，Ｇ１３，Ｇ２１，Ｇ２２，Ｇ２３，ＧＳ レギ
ュレータ Ｑ１，Ｑ２ パワーＭＯＳ‐ＦＥＴ Ｒ，Ｒ１，Ｒ２，ＲＳ１，ＲＳ２ 抵抗 ＳＷ１，ＳＷ２ 主トランス切り離しスイッチ Ｔ１，Ｔ２ 主トランス ＴＳ スタンバイトランス Ｗ１１１，Ｗ２１１，ＷＳ１ 一次巻線 Ｗ１２１，Ｗ１２２，Ｗ１２３，Ｗ２２１，Ｗ２２２，
Ｗ２２３，ＷＳ２ 二次巻線
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電流を断続するコンバータと、前記
コンバータの出力を電気的に遮断することが可能なスイ
ッチを介して、前記コンバータの出力を１次巻線に供給
される主トランスと、前記主トランスの２次巻線に接続
され、前記主トランスの出力を整流して出力する主出力
整流手段と、前記コンバータの出力を１次巻線に供給さ
れるスタンバイ用トランスと、前記スタンバイ用トラン
スの２次巻線に接続され、前記スタンバイ用トランスの
出力を整流して出力するスタンバイ出力整流手段と、前
記主出力整流手段により出力される第１の出力電圧を検
出する主出力検出手段とを備え、前記スイッチにより、
前記主トランスへ供給される前記コンバータの出力が遮
断された場合においても、前記スタンバイ用トランスに
は、前記コンバータの出力が供給されるようになされて
いるスイッチング電源において、 前記スタンバイ出力整流手段により出力される第２の出
力電圧を検出するスタンバイ出力検出手段と、 前記主トランスに対して、前記スイッチを介して前記コ
ンバータの出力が供給されている場合、前記主出力検出
手段により検出された前記第１の出力電圧に基づいて、
前記コンバータの前記直流電流の断続を制御する第１の
制御手段と、 前記主トランスに対して、前記スイッチにより前記コン
バータの出力が遮断されて供給されていない場合、前記
スタンバイ出力検出手段により検出された前記第２の出
力電圧に基づいて、前記コンバータの前記直流電流の断
続を制御する第２の制御手段とを備えることを特徴とす
るスイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04285180A JP3111436B2 (ja) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04285180A JP3111436B2 (ja) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | スイッチング電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06113541A JPH06113541A (ja) | 1994-04-22 |
| JP3111436B2 true JP3111436B2 (ja) | 2000-11-20 |
Family
ID=17688145
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04285180A Expired - Fee Related JP3111436B2 (ja) | 1992-09-30 | 1992-09-30 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3111436B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5071519B2 (ja) * | 2010-05-14 | 2012-11-14 | トヨタ自動車株式会社 | 電力変換装置およびそれを搭載する車両 |
-
1992
- 1992-09-30 JP JP04285180A patent/JP3111436B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06113541A (ja) | 1994-04-22 |
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Legal Events
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