JP3089799B2 - ゼロクロスタイミング検出回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は主電源となる交流電源
を直流に変換するサイリスタ整流回路の点弧位相制御等
に使用する入力交流電源のゼロクロス信号作成回路に係
り、特に、ゼロクロス発生タイミングが誤動作する恐れ
のあるノイズ成分の大なる交流電源のゼロクロス信号作
成に最適なゼロクロスタイミング検出回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】各種産業施設等においては駆動力を制御
するため等の目的で、交流電源から所望する値の直流電
圧を得る手段として、サイリスタの点弧位相制御による
整流が一般に使用されている。上述した手段には、位相
制御の基準とする、同期すべき交流電源電圧のゼロクロ
スタイミング信号を検出している。この場合、電源波形
には、サイリスタの点弧サージ等のノイズが混入するた
め、真のゼロクロス点以外にもノイズによるゼロクロス
タイミング信号が発生してしまって位相制御に不具合を
生じる場合がある。その対策としてゼロクロスタイミン
グ検出回路の前にノイズ除去用のフィルタを挿入してい
る。従来の産業施設に使用される点弧位相制御サイリス
タ整流回路を用いたモータ駆動回路の１例を図３に示
す。図３において、３０はモータ駆動に使用する主電源
である三相交流電源の入力回路を示している。入力回路
３０に入力した主電源電圧（電流）は点弧位相制御サイ
リスタ整流回路（以下サイリスタユニットと記す）３１
によって直流の所定電圧（電流）に変換されて直流モー
タ３２に供給され、この直流モータ３２を駆動する。従
って、この直流モータ３２に結合された図示しない駆動
機構が所定の回転速度で駆動される。入力回路３０に入
力した主電源は、また、降圧トランス３３によって所定
の電圧に降圧変換され、電源周波数の電圧（電流）のみ
を通過する三相各相に設けた同期電源周波数の帯域通過
フィルタ（以下フィルタと称す）３４によってノイズ成
分が除去される。フィルタ３４によってノイズ成分が除
去された三相主電源の各相の交流信号がサイリスタユニ
ット３１を制御する基準となるゼロクロス信号を得るゼ
ロクロス検出回路３５に入力し、検出されたゼロクロス
信号は点弧制御回路３６に入力する。三相主電源に対応
してフィルタ３４は三回路によって構成され、点弧制御
回路３６出力はサイリスタユニットを構成するサイリス
タ個数に対応し、各要素回路を接続する回路は所要数備
えているが、図においてはそれぞれ一回路に省略して図
示している。点弧制御回路３６においては、ゼロクロス
検出回路３５で検出されたゼロクロス検出信号のタイミ
ングを基準タイミングとして、図示しない上位の制御装
置から指令されサイリスタユニット３１の出力直流レベ
ルを規定するこのサイリスタユニット３１を構成する各
サイリスタのゲートに入力するゲート信号を、予め定め
られた所定の条件に従いゼロクロスタイミングから所定
時間遅延させて作成する。この、ゲート信号はそれぞれ
対応するサイリスタを点弧してそのサイリスタをオンす
る。上述のようにサイリスタユニット３１が制御される
ので、サイリスタユニット３１の直流出力は図示しない
上位制御装置が指令する出力特性に従った値の直流電流
（電圧）を直流モータ３２に供給してこれを駆動する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述したよ
うな従来のサイリスタユニットの点弧位相制御手段によ
ると、次に記すような各種の問題が存在した。フィル
タには一般に直列ＬＣ共振回路を使用したバンドパスフ
ィルタが使用されるが、Ｌ（インダクタンス）、Ｃ（キ
ャパシタンス）を使用したフィルタ回路においては、電
源周波数が５０Ｈｚの場合と６０Ｈｚの場合とで使用す
るインダクタンスまたはキャパシタンスの値が異なった
フィルタに交換する必要がある。上述したようなフィ
ルタ回路におけるインダクタンス、キャパシタンス等使
用部品の定格値の誤差によって共振周波数が変化して所
定の濾波特性が得られない恐れが生じる。上述したよ
うなフィルタ回路におけるインダクタンス、キャパシタ
ンス等使用部品の定格値の温度特性による変動によって
共振周波数が変化して所定の濾波特性が変動する恐れが
生じる。電源周波数が５０Ｈｚ、６０Ｈｚのように低
周波なのでインダクタンス、キャパシタンス等使用部品
の寸法が大きい。そのためにフィルタ回路と点弧制御回
路とを同一ユニット回路として構成することができず、
同期電源フィルタと点弧制御回路とを分離してその間を
配線で接続する必要を生じる。フィルタ回路と点弧制
御回路とを同一ユニット回路として構成することができ
ないために、この配線部にノイズを混入してサイリスタ
を点弧し整流特性が誤動作する恐れを生じる。本発明は
上記従来の問題点を解決して簡易な方式で小型ユニット
として構成することができ、ノイズに影響されることな
く安定に動作する、サイリスタユニットの点弧制御に最
適なゼロクロスタイミング検出回路を提供することを目
的（課題）としている。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明に基づくゼロクロスタイミング検出回路におい
ては、主電源入力に対する点弧位相制御サイリスタ整流
回路に必要な、主電源と同期したゼロクロス信号発生手
段において、主電源から降圧した主電源と同一位相、同
一周波数の正弦波電圧が入力されるゲート回路と、この
ゲート回路の出力が入力される比例積分制御回路と、基
準バイアス電圧と上記比例積分制御回路の出力である制
御電圧とを加算する加算器と、この加算器の出力である
加算電圧に比例して周波数が制御できる高周波の方形波
パルスを出力する電圧制御発振回路と、この電圧制御発
振回路の出力である高周波の方形波パルスを低周波の方
形波パルス即ち、後述するゼロクロス信号用方形波パル
スに分周すると共に、後述するゲート信号を出す分周器
とを備え、上記加算器と電圧制御発振回路と分周器とか
ら成る回路により１／２サイクルがハイレベルで、１／
２サイクルがローレベルのゼロクロス信号用方形波パル
スを上記分周器から出力させ、このゼロクロス信号用方
形波パルスの周波数を主電源の周波数と等しくなるよう
に、前記基準バイアス電圧を設定し、さらに、前記分周
器からゼロクロス信号用方形波パルスの位相１８０度を
中央として前後各２／６サイクル長を有するゲート信号
を出力して前記ゲート回路によりゲートの導通・遮断制
御を行うことにより、このゲート信号がハイレベルの期
間だけ、上記ゲート回路の出力を出させ、その平均電圧
を前記比例積分制御回路を経て出力し、その出力を前記
加算器に入力する制御電圧とし、前記平均電圧を零にす
るフィードバック制御を行わせることにより、ゼロクロ
ス信号用方形波パルスの立ち上がり時点を主電源のゼロ
クロス時点に一致させるように構成した。この場合、基
準バイアス電圧を主電源の周波数に対応して２種類備
え、一方を５０Ｈｚ用とし、他方を６０Ｈｚ用とし、夫
々を切換器で切換えるように構成するのが望ましい。

【０００５】

【作用】本発明は、ゼロクロスタイミング検出回路を上
述のように構成したので、電源周波数が異なる地区の使
用時にはスイッチ操作のみによって対応でき、使用部品
の定格値誤差によっても特性が影響されることがない。
また、小型の電子部品によって構成できるのでゲート回
路以降の回路と点弧制御回路とを同一プリント板上に構
成できる。従ってノイズ誘導の恐れがなくゼロクロスタ
イミングを誤って誤検出する恐れがない。従って、サイ
リスタが誤って点弧されて異常電圧（電流）が出力され
る恐れがない。また、ゲート回路、比例積分制御回路、
加算器、電圧制御発振手段、位相比較用信号作成手段と
は閉ループ回路を構成するので使用部品定格値の誤差に
影響されることなく自動的に精度の良い動作を行う。

【０００６】

【実施例】本発明に基づくゼロクロスタイミング検出回
路を、従来の技術で図３により説明した点弧位相制御サ
イリスタ整流回路（サイリスタユニットと称す）を用い
たモータ駆動回路に適用した実施例を図を参照して詳細
に説明する。本発明に基づくゼロクロスタイミング検出
回路を適用したサイリスタユニットの使用回路は、図３
によって前述した回路と同様なので、その図示説明は省
略する。また、主電源が三相交流の場合はその各相に対
するサイリスタを制御するための回路が必要であるが一
つの相を代表して説明する。また、サイリスタユニット
の回路構成によって定まる制御すべきサイリスタの点弧
用ゲート信号の出力数もその回路構成によって変化する
が、主として一つのサイリスタの点弧用ゲート信号出力
について説明している。図１に本発明を適用したゼロク
ロスタイミング検出回路の１例を示す。図１において、
１は降圧トランスにより所定の電圧に降圧された主電源
と同一周波数、同一位相の正弦波電圧信号Ｓ12入力を示
していて、図３に示した降圧トランス３３の出力部即
ち、フィルタ３４の入力部に対応している。正弦波電圧
信号Ｓ12は、スイッチング機能を備えたゲート回路２に
よって所定の時間幅のハイレベルの時間信号Ｓ23として
切り出されて比例積分制御回路３に入力する。比例積分
制御回路３によって信号Ｓ23のゼロレベルより上下プラ
スマイナス電圧の平均値（位相偏差分に対応）の制御電
圧Ｓ34を発生する。信号Ｓ34と主電源周波数に対応して
予め設定された基準バイアス電圧Ｓ78が加算器４によっ
て加算され、加算電圧Ｓ45が作成される。なお、加算器
４は図示のようにオペレーショナルアンプ４ａを主体に
しコンデンサ４ｂも備え、加算機能のほか高周波ノイズ
の除去も行うローパスフィルタ機能付きの加算器であ
る。加算器４の出力である加算電圧Ｓ45は電圧制御発振
回路５に入力し、この加算電圧に比例して変化する周波
数の高周波交流信号（高周波の方形波パルス信号）Ｓ56
を発振する。この高周波の方形波パルス信号Ｓ56は予め
設定された分周比を備えた分周器６によって所定の周波
数、即ち、主電源と同一周波数の所定波形信号、即ち、
本回路においては方形波でプラスマイナスそれぞれ同一
時間幅の信号Ｓ67（ゼロクロス信号用方形波パルス）が
作成される。このように、分周器６は、電圧制御発振回
路５の出力である高周波の方形波パルスを低周波の方形
波パルス即ち、ゼロクロス信号用方形波パルスＳ67に分
周することになるが、このゼロクロス信号用方形波パル
スＳ67は、１／２サイクルがハイレベルで、１／２サイ
クルがローレベルの方形波パルス（図２参照）というこ
とができる。前述した分周器６は高周波交流信号Ｓ56を
上述のように所定の分周比に分周するとともに、方形波
パルス信号Ｓ67の１サイクルの中央部であり立下がりタ
イミングである位相１８０度を中央として前後各２／６
サイクル長を有する方形波のゲート信号Ｓ62を出力す
る。即ち、上述した電圧制御発振回路５と分周器６と
は、ゼロクロス信号用方形波パルスＳ67を出力する電圧
制御発振手段と、このＳ67の位相１８０度時を挟み前後
を相等しくする所定時間幅を有するゲート信号Ｓ62の作
成手段の機能とを構成している。従って、分周器６とＳ
67及びＳ62の関係を整理して説明すると、分周器６はゼ
ロクロス信号用方形波パルスＳ67とは別に、このゼロク
ロス信号用方形波パルスＳ67の立ち上がり時点より１／
６サイクル分だけ遅れて立ち上がり、２／３サイクルが
ハイレベルで、１／３サイクルがローレベルのゲート信
号Ｓ62（図２参照）を出力するということができる。ゲ
ート信号Ｓ62はスイッチング機能を備えたゲート回路２
に入力して、このゲート信号Ｓ62がハイレベルの期間だ
け入力された信号Ｓ12から、このゲート信号Ｓ62の時間
幅をもった信号Ｓ23を切り出す。

【０００７】次に、加算器４で制御電圧Ｓ34とともに加
算する、基準バイアス電圧Ｓ78について説明する。図１
において、１０は安定化直流電源である。１１は５０Ｈ
ｚ用の基準バイアス電圧Ｓ78を選択するためのスイッチ
である。１２は５０Ｈｚ用の基準バイアス電圧Ｓ78の電
圧微調整器である。また、１３は６０Ｈｚ用の基準バイ
アス電圧Ｓ78を選択するためのスイッチである。１４は
６０Ｈｚ用の基準バイアス電圧Ｓ78の電圧微調整器であ
る。

【０００８】次に、図１によって説明した回路の働きを
信号タイミングを示す図２を用いてより詳細に説明す
る。図２は横軸に時間を、縦軸に各種信号とその信号振
幅を示している。同図において、Ｓ12は図１によって前
述した降圧トランスにより所定の電圧に降圧された三相
交流である主電源の一つの相における同一周波数、同一
位相の信号である正弦波電圧信号Ｓ12の１サイクルの波
形を示している。信号Ｓ12にはノイズ成分が含まれてい
るが、図２ではノイズ成分の図示は省略している。ま
た、図２において、Ｓ67は分周器６の一方の出力信号で
あるゼロクロス信号用方形波パルスの１サイクル波形、
Ｓ62は同じく分周器６の他方の出力信号であるゲート信
号の１サイクル波形、Ｓ23はゲート回路２においてゲー
ト信号Ｓ62によって信号Ｓ12から切り出した信号Ｓ23の
１サイクル波形を夫々示しており、いずれの信号も信号
Ｓ12と同一タイミングに対応する波形を示している。図
２において、θ0 はゼロクロス信号用方形波パルスＳ67
の立上がりのタイミング、θ60はタイミングθ0 から１
／６サイクル遅れたタイミング、即ちゲート信号Ｓ62の
立上がりのタイミング、θ180 はＳ67の立下がりのタイ
ミング、θ300 はＳ62の立下がりのタイミングをそれぞ
れ示している。また、各信号に記した０線は各信号のゼ
ロレベルを示している。

【０００９】ゲート信号Ｓ62がハイレベルの間、即ち、
θ60とθ300 の間の正弦波電圧信号Ｓ12の波形部分がＳ
23であるが、前述したようにＳ62はＳ67の中央部θ180
を中心として前後に２／６サイクルずつの時間幅を有し
ている。従って、信号Ｓ12と方形波信号Ｓ67とが同一位
相、即ちＳ62に対する正弦波電圧Ｓ12の位相が図２のａ
のような関係であると、信号Ｓ23は図２のカーブａに示
すように中心タイミングθ180 の両側のカーブ部ａｆと
ａｒの時間幅とプラスマイナスの振幅はそれぞれ等し
い。即ち、図２のＳ23を示す図において、電圧レベルの
中心を示す０線とタイミングθ60を示す垂直線及びカー
ブａｆが囲むプラス側の面積と、電圧レベルの中心を示
す０線とタイミングθ300 を示す垂直線及びカーブａｒ
が囲むマイナス側の面積とが等しいので、比例積分制御
回路３の出力信号である制御電圧Ｓ34即ち、位相偏差量
はゼロである。即ち、正弦波電圧と位相比較用方形波パ
ルスの位相差はなく、従ってゼロクロス信号用方形波パ
ルスの立上がり時点と正弦波電圧のゼロクロス時点は一
致する。もし、信号S12と方形波である出力信号Ｓ67と
の位相がずれ、信号Ｓ62に対するＳ12の位相が図２のｂ
のような関係であると、図２の信号Ｓ23を示す図におい
て信号Ｓ23は図２のカーブｂに示すように電圧レベルの
中心を示す０線とタイミングθ60を示す垂直線及びカー
ブｂｆが囲むプラス側の面積と、電圧レベルの中心を示
す０線とタイミングθ300 を示す垂直線及びカーブｂｒ
が囲むマイナス側の面積とは時間幅と振幅がそれぞれ異
なる。即ち、電圧レベルの中心を示す０線とタイミング
θ60を示す垂直線及びカーブｂｆとが囲むプラス側の面
積と、電圧レベルの中心を示す０線とタイミングθ300
を示す垂直線及びカーブｂｒが囲むマイナス側の面積と
が異なるので、平均電圧が生じ、この平均電圧は位相偏
差量Ｓ23として比例積分制御回路３に入力されて制御電
圧Ｓ34として出力される。

【００１０】制御電圧Ｓ34と基準バイアス電圧Ｓ78が加
算器４に入力され、それぞれの電圧を加え合わせた加算
電圧Ｓ45が出力される。なお、この加算電圧Ｓ45は加算
器４中のローパスフィルタ機能でノイズ成分が除去され
ている。加算電圧Ｓ45が入力する電圧制御発振回路５
は、分周器６の出力周波数が５０Ｈｚになるように上記
微調整回路１１によって微調整されたバイアス電圧が入
力されると、この分周器６の分周比の倍数の周波数例え
ば７００ＫＨｚの高周波の方形波パルスＳ56を出力す
る。なお、分周器６は前述したように高周波パルスを分
周して低周波パルス（ゼロクロス信号用方形波パルス）
Ｓ67とゲート信号Ｓ62を出力する。分周器６の分周比は
上述したように７００ＫＨｚ対５０Ｈｚのように大きな
分周比を有しているので、Ｓ67のデユテイ比を正しく５
０％とし、Ｓ62はＳ67の中央部θ180 を中心として前後
に正しく等しい所定時間幅のパルスとして得ることがで
きる。このようにゲート回路２、比例積分制御回路３、
加算器４、電圧制御発振回路５、分周器６によって構成
される閉ループ回路はネガティブフィードバック制御回
路を形成するように構成されているので、偏差（位相偏
差量）Ｓ23がゼロになるまで、制御電圧Ｓ34を自動的に
変化させ、方形波パルスの周波数を変化させ続け、Ｓ23
がゼロになったとき安定する。即ち、正弦波電圧信号Ｓ
12に対してゲート信号Ｓ62は同一位相に安定に収斂す
る。 従って、定常状態においては、ゼロクロス信号用
パルスＳ67の立上がりタイミングは正弦波電圧のゼロク
ロスタイミング、即ち、主電源電圧のゼロクロスタイミ
ングに一致する。従って、Ｓ67をゼロクロス検出信号と
して用いることができる。なお、主電源が６０Ｈｚの場
合には、図１においてスイッチ１１に換えてスイッチ１
３を投入することにより、電圧制御発振回路５の発振周
波数が例えば７００ＫＨｚであったのが８４０ＫＨｚに
変換されて上述と同様にしてゼロクロスタイミングを得
ることができる。

【００１１】

【発明の効果】本発明は上述のように構成するようにし
たので以下に記すような優れた効果が得られた。回路
は閉ループ回路を形成しているので、出力位相が自動的
に補正される。従って、部品特性に誤差があっても精度
に影響しない。回路を構成する部品類が小型のもので
良い。従って、回路全体が小型に組めるので、同期電源
フィルタ機能を備えたゼロクロスタイミング検出回路を
点弧制御回路と同一のプリント基板上に形成できる。
ゼロクロスタイミング検出回路を点弧制御回路と同一の
プリント基板上に形成できるので、ノイズの混入を防ぐ
ことができる。回路は閉ループ回路を形成して偏差量
（Ｓ23）がゼロになるように自動制御されるので、電源
入力電圧に含まれる歪やノイズ類による影響を防止でき
る。電源周波数に対応して５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの
変更は、基準バイアス電圧の切換えによって容易に得ら
れるので、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚに対応してフィルタ
を変更する必要がない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用したゼロクロスタイミング検出回
路の１例を示す概要ブロック回路図である。

【図２】本発明を説明する図１に示した回路における主
要波形のタイミング関係を示す波形例図である。

【図３】本発明によるゼロクロスタイミング検出回路を
適用する１例である従来の点弧位相制御サイリスタ整流
回路を用いたモータ駆動回路の概要ブロック回路図であ
る。

【符号の説明】

１：正弦波電圧入力回路 ２：ゲート回路 ３：比例積分制御回路 ４：加算器 ５：電圧制御発振回路 ６：分周器 Ｓ12：主電源電圧から降圧した正弦波電圧 Ｓ34：制御電圧 Ｓ67：ゼロクロス信号用方形波パルス Ｓ62：ゲート信号 Ｓ78：基準バイアス電圧

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 主電源入力に対する点弧位相制御サイリ
   スタ整流回路に必要な、主電源と同期したゼロクロス信
   号発生手段において、主電源から降圧した主電源と同一位相、同一周波数の正
   弦波電圧が入力されるゲート回路と、 このゲート回路の出力が入力される比例積分制御回路
   と、 基準バイアス電圧と上記比例積分制御回路の出力である
   制御電圧とを加算する加算器と、 この加算器の出力である加算電圧に比例して周波数が制
   御できる高周波の方形波パルスを出力する電圧制御発振
   回路と、 この電圧制御発振回路の出力である高周波の方形波パル
   スを低周波の方形波パルス即ち、後述するゼロクロス信
   号用方形波パルスに分周すると共に、後述するゲート信
   号を出す分周器とを備え、 上記加算器と電圧制御発振回路と分周器とから成る回路
   により１／２サイクルがハイレベルで、１／２サイクル
   がローレベルのゼロクロス信号用方形波パルスを上記分
   周器から出力させ、 このゼロクロス信号用方形波パルスの周波数を主電源の
   周波数と等しくなるように、前記基準バイアス電圧を設
   定し、 さらに、前記分周器からゼロクロス信号用方形波パルス
   の位相１８０度を中央として前後各２／６サイクル長を
   有するゲート信号を出力して前記ゲート回路によりゲー
   トの導通・遮断制御を行うことにより、 このゲート信号がハイレベルの期間だけ、上記ゲート回
   路の出力を出させ、その平均電圧を前記比例積分制御回
   路を経て出力し、その出力を前記加算器に入力する制御
   電圧とし、前記平均電圧を零にするフィードバック制御
   を行わせることにより、 ゼロクロス信号用方形波パルスの立ち上がり時点を主電
   源のゼロクロス時点に一致させる ようにしたことを特徴
   とするゼロクロスタイミング検出回路。
2. 【請求項２】 主電源入力に対する点弧位相制御サイリ
   スタ整流回路に必要な主電源と同期したゼロクロス信号
   発生手段において、基準バイアス電圧を主電源の周波数に対応して２種類備
   え、 一方を５０Ｈｚ用とし、他方を６０Ｈｚ用とし、夫々を
   切換器で切換え るようにしたことを特徴とする請求項１
   記載のゼロクロスタイミング検出回路。