JP3054126B2 - フォワード型ｄｃ−ｄｃコンバータ装置 - Google Patents
フォワード型ｄｃ−ｄｃコンバータ装置Info
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- JP3054126B2 JP3054126B2 JP10265156A JP26515698A JP3054126B2 JP 3054126 B2 JP3054126 B2 JP 3054126B2 JP 10265156 A JP10265156 A JP 10265156A JP 26515698 A JP26515698 A JP 26515698A JP 3054126 B2 JP3054126 B2 JP 3054126B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はフォワード型ＤＣ−
ＤＣコンバータ装置に関し、特にスイッチング損失や必
要部品点数を減らし、装置の小形化をも可能にしたフォ
ワード型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。
ＤＣコンバータ装置に関し、特にスイッチング損失や必
要部品点数を減らし、装置の小形化をも可能にしたフォ
ワード型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣ−ＤＣコンバータ装置としては、従
来からフォワード型とフライバック型が広く知られ、ま
た実用化されている。図６は従来から用いられているフ
ォワード型コンバータの１例を示す回路図である。出力
トランスＴr は１次巻線Ｎp 、２次巻線Ｎs および回生
巻線Ｎc を備えている。スイッチング素子Ｑm が閉じら
れると、１次側電源Ｅi からトランスＴr の１次巻線Ｎ
p に励磁電流が流れ、２次巻線Ｎs に誘起される電流は
順方向接続ダイオードＤo を通り、インダクタＬo およ
びコンデンサＣo よりなる平滑回路で平滑された後負荷
Ｒ1 に供給される。スイッチング素子Ｑm が開放される
と、トランスＴr に蓄積された励磁エネルギは回生巻線
ＮC および回生ダイオードＤc を介して１次側電源Ｅi
に回生される。２次側では、インダクタＬo およびコン
デンサＣo に蓄積されたエネルギが還流ダイオードＤf
を通して負荷Ｒ1 に放出され、負荷への給電が継続され
る。
来からフォワード型とフライバック型が広く知られ、ま
た実用化されている。図６は従来から用いられているフ
ォワード型コンバータの１例を示す回路図である。出力
トランスＴr は１次巻線Ｎp 、２次巻線Ｎs および回生
巻線Ｎc を備えている。スイッチング素子Ｑm が閉じら
れると、１次側電源Ｅi からトランスＴr の１次巻線Ｎ
p に励磁電流が流れ、２次巻線Ｎs に誘起される電流は
順方向接続ダイオードＤo を通り、インダクタＬo およ
びコンデンサＣo よりなる平滑回路で平滑された後負荷
Ｒ1 に供給される。スイッチング素子Ｑm が開放される
と、トランスＴr に蓄積された励磁エネルギは回生巻線
ＮC および回生ダイオードＤc を介して１次側電源Ｅi
に回生される。２次側では、インダクタＬo およびコン
デンサＣo に蓄積されたエネルギが還流ダイオードＤf
を通して負荷Ｒ1 に放出され、負荷への給電が継続され
る。
【０００３】図８は従来のフライバック型コンバータの
１例を示す回路図である。スイッチング素子Ｑm が閉じ
られると、１次側電源Ｅi からトランスＴr の１次巻線
Ｎpに励磁電流が流れ、これによる電源からのエネルギ
は一旦トランスＴr に蓄えられる。スイッチング素子Ｏ
m が開放されると、トランスＴr に蓄積された励磁エネ
ルギが出力ダイオードＤo を介して負荷Ｒ1 に供給され
ると共に、コンデンサＣo に蓄積される。コンデンサＣ
o に蓄積された電荷は、前記スイッチング素子Ｑm が閉
じられ、出力ダイオードＤo が遮断状態にされている間
に負荷Ｒ1 へ放出され、負荷への給電が継続される。
１例を示す回路図である。スイッチング素子Ｑm が閉じ
られると、１次側電源Ｅi からトランスＴr の１次巻線
Ｎpに励磁電流が流れ、これによる電源からのエネルギ
は一旦トランスＴr に蓄えられる。スイッチング素子Ｏ
m が開放されると、トランスＴr に蓄積された励磁エネ
ルギが出力ダイオードＤo を介して負荷Ｒ1 に供給され
ると共に、コンデンサＣo に蓄積される。コンデンサＣ
o に蓄積された電荷は、前記スイッチング素子Ｑm が閉
じられ、出力ダイオードＤo が遮断状態にされている間
に負荷Ｒ1 へ放出され、負荷への給電が継続される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】フライバック型ＤＣ−
ＤＣコンバータはフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバー夕よ
り部品点数が少ないという利点があるが、出力側の平滑
コンデンサに大きなリップル電流が流れるため、このコ
ンデンサの発熱が多く、また、トランスは電源からのエ
ネルギーを一旦蓄えてから負荷側に送出するので大形に
なり易く、したがって全体を小形化するのが難しいとい
う問題がある。
ＤＣコンバータはフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバー夕よ
り部品点数が少ないという利点があるが、出力側の平滑
コンデンサに大きなリップル電流が流れるため、このコ
ンデンサの発熱が多く、また、トランスは電源からのエ
ネルギーを一旦蓄えてから負荷側に送出するので大形に
なり易く、したがって全体を小形化するのが難しいとい
う問題がある。
【０００５】これに対して、フォワード型コンバータ
は、出力側の平滑インダクタと還流ダイオードの働きで
平滑コンデンサのリップル電流が小さくなり、またトラ
ンスはエネルギーを蓄積するのではなくて単に伝達する
だけであるから、フライバック型コンバータのものより
小さくできるという利点がある反面、フライバック型と
比較して部品点数が多いという問題がある。
は、出力側の平滑インダクタと還流ダイオードの働きで
平滑コンデンサのリップル電流が小さくなり、またトラ
ンスはエネルギーを蓄積するのではなくて単に伝達する
だけであるから、フライバック型コンバータのものより
小さくできるという利点がある反面、フライバック型と
比較して部品点数が多いという問題がある。
【０００６】本発明は、所要部品点数をフライバック型
コンバータとほぼ同等に抑えながら、トランスの大きさ
をフォワード型コンバータのそれよりも小形化できるフ
ォワード型コンバータを提供することを目的とする。
コンバータとほぼ同等に抑えながら、トランスの大きさ
をフォワード型コンバータのそれよりも小形化できるフ
ォワード型コンバータを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載した本発
明のフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、その１
端が入力直流電源の１極に接続される１次巻線、および
その１端が一方の直流出力端子に接続される２次巻線を
有するリーケージトランスと、互いに並列接続されて前
記１次巻線の他端と前記入力直流電源の他極との間に挿
人されるスイッチング素子、分流ダイオードおよび共振
コンデンサと、前記２次巻線と直列接続された出力ダイ
オードおよび、前記出力ダイオードの出力側に接続され
た平滑コンデンサと、前記２次巻線に並列接続された昇
圧用コンデンサとを具備し、前記出力ダイオードは前記
スイッチング素子の導通時に導通する極性に接続され、
前記スイッチング素子がその導通状態から遮断されると
き、前記リーケージトランスの漏洩インダクタンス、お
よび前記共振コンデンサの直列接続回路によって形成さ
れる共振回路の電流が立上がり、これによって、前記共
振コンデンサの端子電圧が零から正弦波状に立上がるこ
とを特徴とする。また請求項２に記載したフォワード型
ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、その１端が人力直流電源
の１極に接続される１次巻線、およびその１端が一方の
直流出力端子に接続される２次巻線を有するトランス
と、互いに並列接続されて前記１次巻線の他端と前記人
力直流電源の他極との間に挿人されるスイッチング素
子、分流ダイオードおよび共振コンデンサと、前記２次
巻線と直列接続されたインダクタンス、出力ダイオード
および、前記出力ダイオードの出力側に接続された平滑
コンデンサと、前記２次巻線の１端と前記出力ダイオー
ドの入力側との間に接続された昇圧用コンデンサとを具
備し、前記出力ダイオードは前記スイッチング素子の導
通時に導通する極性に、また前記分流ダイオードは前記
入力直流電源に対して逆極性にそれぞれ接続され、前記
インダクタンスの値は、前記トランスの励磁インダクタ
ンスに比較して十分に小さく、前記スイッチング素子が
その導通状態から遮断されるとき、前記インダクタンス
および前記共振コンデンサの直列接続回路によって形成
される共振回路の電流が立上がり、これによって、前記
共振コンデンサが充電されてその端子電圧が零から正弦
波状に立上がると共に、その後前記共振コンデンサが前
記昇圧用コンデンサおよびインダクタンスの直列回路を
介して放電されることを特徴とする。
明のフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、その１
端が入力直流電源の１極に接続される１次巻線、および
その１端が一方の直流出力端子に接続される２次巻線を
有するリーケージトランスと、互いに並列接続されて前
記１次巻線の他端と前記入力直流電源の他極との間に挿
人されるスイッチング素子、分流ダイオードおよび共振
コンデンサと、前記２次巻線と直列接続された出力ダイ
オードおよび、前記出力ダイオードの出力側に接続され
た平滑コンデンサと、前記２次巻線に並列接続された昇
圧用コンデンサとを具備し、前記出力ダイオードは前記
スイッチング素子の導通時に導通する極性に接続され、
前記スイッチング素子がその導通状態から遮断されると
き、前記リーケージトランスの漏洩インダクタンス、お
よび前記共振コンデンサの直列接続回路によって形成さ
れる共振回路の電流が立上がり、これによって、前記共
振コンデンサの端子電圧が零から正弦波状に立上がるこ
とを特徴とする。また請求項２に記載したフォワード型
ＤＣ−ＤＣコンバータ装置は、その１端が人力直流電源
の１極に接続される１次巻線、およびその１端が一方の
直流出力端子に接続される２次巻線を有するトランス
と、互いに並列接続されて前記１次巻線の他端と前記人
力直流電源の他極との間に挿人されるスイッチング素
子、分流ダイオードおよび共振コンデンサと、前記２次
巻線と直列接続されたインダクタンス、出力ダイオード
および、前記出力ダイオードの出力側に接続された平滑
コンデンサと、前記２次巻線の１端と前記出力ダイオー
ドの入力側との間に接続された昇圧用コンデンサとを具
備し、前記出力ダイオードは前記スイッチング素子の導
通時に導通する極性に、また前記分流ダイオードは前記
入力直流電源に対して逆極性にそれぞれ接続され、前記
インダクタンスの値は、前記トランスの励磁インダクタ
ンスに比較して十分に小さく、前記スイッチング素子が
その導通状態から遮断されるとき、前記インダクタンス
および前記共振コンデンサの直列接続回路によって形成
される共振回路の電流が立上がり、これによって、前記
共振コンデンサが充電されてその端子電圧が零から正弦
波状に立上がると共に、その後前記共振コンデンサが前
記昇圧用コンデンサおよびインダクタンスの直列回路を
介して放電されることを特徴とする。
【０００８】前記スイッチング素子にはさらに分流ダイ
オードが並列接続されることができ、この分流ダイオー
ドは、前記スイッチング素子が固体スイッチであるとき
は、そのボディーダイオードであることができ、前記分
流ダイオードは前記入力直流電源に対して逆極性に接続
される。また前記トランスをリーケージトランスとし、
その漏洩インダクタンスを前記直列インダクタンスの少
なくとも一部として利用することができる。
オードが並列接続されることができ、この分流ダイオー
ドは、前記スイッチング素子が固体スイッチであるとき
は、そのボディーダイオードであることができ、前記分
流ダイオードは前記入力直流電源に対して逆極性に接続
される。また前記トランスをリーケージトランスとし、
その漏洩インダクタンスを前記直列インダクタンスの少
なくとも一部として利用することができる。
【０００９】
【発明の実施の形態】図６のフォワード型コンバータの
回路から、トランスＴr の励磁インダクタンスに蓄えら
れたエネルギーを回生するための回生巻線Ｎc および回
生ダイオードＤc を取り除き、さらに出力整流ダイオー
ドＤo に続く平滑インダクタＬo および還流ダイオード
Ｄf を取り除くと、図７の回路が得られる。この回路
は、図８に示したフライバック型コンバータ回路とよく
似ているが、トランスＴr の２次巻線Ｎs の極性が逆に
なっている点で異なっている。
回路から、トランスＴr の励磁インダクタンスに蓄えら
れたエネルギーを回生するための回生巻線Ｎc および回
生ダイオードＤc を取り除き、さらに出力整流ダイオー
ドＤo に続く平滑インダクタＬo および還流ダイオード
Ｄf を取り除くと、図７の回路が得られる。この回路
は、図８に示したフライバック型コンバータ回路とよく
似ているが、トランスＴr の２次巻線Ｎs の極性が逆に
なっている点で異なっている。
【００１０】この回路では、フォワード型回路構成のま
まで、その回生回路を取り除いたため、スイッチング素
子Ｑm がONからOFF に切り換わる瞬間にスイッチング素
子Ｑm に高電圧が加わることになる。また、平滑インダ
クタＬo を取り除いたため、スイッチング素子Ｑm がON
になった瞬間に出力平滑コンデンサＣo の電圧がＥi*Ｎ
s/Ｎp となるように、瞬時に充電されるので、コンデン
サＣo およびスイッチング素子Ｑm には大きな電流が流
れる。
まで、その回生回路を取り除いたため、スイッチング素
子Ｑm がONからOFF に切り換わる瞬間にスイッチング素
子Ｑm に高電圧が加わることになる。また、平滑インダ
クタＬo を取り除いたため、スイッチング素子Ｑm がON
になった瞬間に出力平滑コンデンサＣo の電圧がＥi*Ｎ
s/Ｎp となるように、瞬時に充電されるので、コンデン
サＣo およびスイッチング素子Ｑm には大きな電流が流
れる。
【００１１】図１は本発明の原理的実施例の回路図、図
２はその等価回路図である。図２では、トランスＴr を
励磁インダクタンスＬe 、１次側の漏洩インダクタンス
Ｌpおよび２次側の漏洩インダクタンスＬs の３素子で
表している。ここではスイッチング素子Ｑm が０電圧ス
イッチング動作を行うように、共振コンデンサＣm と分
流ダイオードＤm をスイッチング素子Ｑm に並列接続し
ている。同時にコンデンサＣm はトランスＴr の磁束の
リセット電圧を発生させる機能も果たしている。また、
２次巻線Ｎs の両端子間に接続されたコンデンサＣr
は、前記漏洩インダクタンスＬp およびＬs との共振に
よって出力電圧を上昇させる昇圧用コンデンサである。
２はその等価回路図である。図２では、トランスＴr を
励磁インダクタンスＬe 、１次側の漏洩インダクタンス
Ｌpおよび２次側の漏洩インダクタンスＬs の３素子で
表している。ここではスイッチング素子Ｑm が０電圧ス
イッチング動作を行うように、共振コンデンサＣm と分
流ダイオードＤm をスイッチング素子Ｑm に並列接続し
ている。同時にコンデンサＣm はトランスＴr の磁束の
リセット電圧を発生させる機能も果たしている。また、
２次巻線Ｎs の両端子間に接続されたコンデンサＣr
は、前記漏洩インダクタンスＬp およびＬs との共振に
よって出力電圧を上昇させる昇圧用コンデンサである。
【００１２】この昇圧作用により、トランスＴr の励磁
インダクタンスＬe に流れる電流の平均値が小さくなる
ので、磁束のリセットをより完全にしてトランスＴr の
動作領域をＢＨ特性の第３象限にまで拡張し、トランス
Ｔr の偏磁をより一層小さくできる利点がある。このよ
うに、本発明の回路では、トランスの磁心の動作点がＢ
Ｈ特性の第１象限のみならず第３象限にも広がるから、
第１象限だけしか使用しない従来のフォワード型コンバ
ータ回路に比べて、トランスの磁心の大きさ（体積）を
ほぼ半分にすることができる。これらについては後で詳
細に述べる。
インダクタンスＬe に流れる電流の平均値が小さくなる
ので、磁束のリセットをより完全にしてトランスＴr の
動作領域をＢＨ特性の第３象限にまで拡張し、トランス
Ｔr の偏磁をより一層小さくできる利点がある。このよ
うに、本発明の回路では、トランスの磁心の動作点がＢ
Ｈ特性の第１象限のみならず第３象限にも広がるから、
第１象限だけしか使用しない従来のフォワード型コンバ
ータ回路に比べて、トランスの磁心の大きさ（体積）を
ほぼ半分にすることができる。これらについては後で詳
細に述べる。
【００１３】上述の本発明の原理的実施例の回路および
その説明を、図８に示した従来のフライバック型コンバ
ータの回路図およびその説明と対比すれば明らかなよう
に、図１、２に示した本発明の回路では、励磁インダク
タンスＬe には直流入力電流Ｉi と出力電流Ｉo が逆方
向に流れるのに対して、図８のフライバック型コンバー
タでは、前記入出力電流が同方向に流れる。このよう
に、励磁インダクタンスＬe を流れる入出力電流方向が
逆方向になる点が、本発明の一つの特徴であり、その結
果本発明の回路では、トランス磁芯のＢＨ特性の０点に
近いところで動作することになるので、フライバック型
コンバータに比べてトランスをより小型化できることが
分かる。
その説明を、図８に示した従来のフライバック型コンバ
ータの回路図およびその説明と対比すれば明らかなよう
に、図１、２に示した本発明の回路では、励磁インダク
タンスＬe には直流入力電流Ｉi と出力電流Ｉo が逆方
向に流れるのに対して、図８のフライバック型コンバー
タでは、前記入出力電流が同方向に流れる。このよう
に、励磁インダクタンスＬe を流れる入出力電流方向が
逆方向になる点が、本発明の一つの特徴であり、その結
果本発明の回路では、トランス磁芯のＢＨ特性の０点に
近いところで動作することになるので、フライバック型
コンバータに比べてトランスをより小型化できることが
分かる。
【００１４】図１の実施例回路のシミュレーションによ
る各部の電圧・電流波形を図３に示す。同図の(a) は電
圧波形、(b) は電流波形であり、横軸は共に時間を表わ
す。図１の回路においてスイッチング素子Ｑm 、ならび
にダイオードＤm およびダイオードＤo が、時間の経過
に伴なってON/OFFしながら回路の状態が順次変化してい
く様子を図４の(1) 〜(5) に示す。これらの図は図２と
同じ等価回路図であり、太線および細線で示された部分
は、それぞれ電流が流れている部分および、電流が０ま
たは等価的に０と見なせる部分を示している。また図４
の状態(1) 〜(5) は、それぞれ図３中に示した期間(1)
〜(5) に対応している。
る各部の電圧・電流波形を図３に示す。同図の(a) は電
圧波形、(b) は電流波形であり、横軸は共に時間を表わ
す。図１の回路においてスイッチング素子Ｑm 、ならび
にダイオードＤm およびダイオードＤo が、時間の経過
に伴なってON/OFFしながら回路の状態が順次変化してい
く様子を図４の(1) 〜(5) に示す。これらの図は図２と
同じ等価回路図であり、太線および細線で示された部分
は、それぞれ電流が流れている部分および、電流が０ま
たは等価的に０と見なせる部分を示している。また図４
の状態(1) 〜(5) は、それぞれ図３中に示した期間(1)
〜(5) に対応している。
【００１５】図３の期間(5) から(1) への変化時、すな
わち図４の(5) から(1) への状態変化時には、分流ダイ
オードＤm がON (したがって、スイッチング素子Ｑm の
端子電圧ＶＱm ＝０) の状態でスイッチング素子Ｑm が
OFF からONに切り換わり、ダイオードＤm の電流がスイ
ッチング素子Ｑm へ切り換わっていること、換言すれ
ば、０電圧スイッチングが行われていることが分かる。
また、期間(2) から(3)への変化、すなわち図４の(2)
から(3) への状態変化時には、スイッチング素子Ｑm が
OFF にされるが、この電流ｉＱm （＋ｉＤm ）が０にな
った後に、スイッチング素子Ｑm の両端電圧ＶQm が０
から上昇していること、すなわち必ずしも完全ではない
が、実質的な０電圧スイッチングが達成されていること
も分かる。以上のことから、スイッチング素子Ｑm のON
/OFFに伴うスイッチング損失が少なくなっているのが分
かる。
わち図４の(5) から(1) への状態変化時には、分流ダイ
オードＤm がON (したがって、スイッチング素子Ｑm の
端子電圧ＶＱm ＝０) の状態でスイッチング素子Ｑm が
OFF からONに切り換わり、ダイオードＤm の電流がスイ
ッチング素子Ｑm へ切り換わっていること、換言すれ
ば、０電圧スイッチングが行われていることが分かる。
また、期間(2) から(3)への変化、すなわち図４の(2)
から(3) への状態変化時には、スイッチング素子Ｑm が
OFF にされるが、この電流ｉＱm （＋ｉＤm ）が０にな
った後に、スイッチング素子Ｑm の両端電圧ＶQm が０
から上昇していること、すなわち必ずしも完全ではない
が、実質的な０電圧スイッチングが達成されていること
も分かる。以上のことから、スイッチング素子Ｑm のON
/OFFに伴うスイッチング損失が少なくなっているのが分
かる。
【００１６】スイッチング素子Ｑm がONにされた直後の
図４の(1) 状態では、励磁インダクタンスＬe の電流 i
Ｌe と、２次漏洩インダクタンスＬs を通して昇圧出力
コンデンサＣr を充電する電流 iＣr の和がスイッチン
グ素子Ｑm に流れる。
図４の(1) 状態では、励磁インダクタンスＬe の電流 i
Ｌe と、２次漏洩インダクタンスＬs を通して昇圧出力
コンデンサＣr を充電する電流 iＣr の和がスイッチン
グ素子Ｑm に流れる。
【００１７】これ以降の状態変化の説明においては、励
磁インダクタンスＬe は他の素子のインダクタンスや漏
洩インダクタンスより十分高いので、説明の簡略化のた
めに、励磁インダクタンスＬe を流れる電流は無視する
ことにする。図４の(1) 状態で、コンデンサＣr の端子
電圧が上昇してコンデンサＣo の端子電圧以上になる
と、出力ダイオードＤo が導通するので図４の状態(2)
になる。このようなダイオードＤo の導通状態では、コ
ンデンサＣr はコンデンサＣo と並列接続されるが、Ｃ
o >>Ｃr であるから、コンデンサＣr の電流 iＣr は無
視することができる。図４の(2) 状態で、スイッチング
素子Ｑm がONから急速にOFF になると、スイッチング素
子Ｑm の電流は共振コンデンサＣm 側へ切り換えられて
図４の状態(3) に変化する。
磁インダクタンスＬe は他の素子のインダクタンスや漏
洩インダクタンスより十分高いので、説明の簡略化のた
めに、励磁インダクタンスＬe を流れる電流は無視する
ことにする。図４の(1) 状態で、コンデンサＣr の端子
電圧が上昇してコンデンサＣo の端子電圧以上になる
と、出力ダイオードＤo が導通するので図４の状態(2)
になる。このようなダイオードＤo の導通状態では、コ
ンデンサＣr はコンデンサＣo と並列接続されるが、Ｃ
o >>Ｃr であるから、コンデンサＣr の電流 iＣr は無
視することができる。図４の(2) 状態で、スイッチング
素子Ｑm がONから急速にOFF になると、スイッチング素
子Ｑm の電流は共振コンデンサＣm 側へ切り換えられて
図４の状態(3) に変化する。
【００１８】状態(3) では、Ｅi →Ｌp →Ｌs →Ｄo →
Ｃo →Ｃm の共振回路が構成される。この場合も、Ｃo
>>Ｃm であるから、コンデンサＣo のインピーダンスは
事実上は無視することもできる。図３から分かるよう
に、このとき、共振コンデンサＣm の端子電圧ＶCmすな
わちスイッチング素子Ｑm の両端電圧ＶQmは０から立上
がって正弦波状に推移する。この共振回路の電流 iＤo
が０になる時、ダイオードＤo がOFF になって状態(4)
に変化する。
Ｃo →Ｃm の共振回路が構成される。この場合も、Ｃo
>>Ｃm であるから、コンデンサＣo のインピーダンスは
事実上は無視することもできる。図３から分かるよう
に、このとき、共振コンデンサＣm の端子電圧ＶCmすな
わちスイッチング素子Ｑm の両端電圧ＶQmは０から立上
がって正弦波状に推移する。この共振回路の電流 iＤo
が０になる時、ダイオードＤo がOFF になって状態(4)
に変化する。
【００１９】このときコンデンサＣm に蓄積されていた
電荷はＣm →Ｃr →Ｌs →Ｌp →Ｅi →Ｃm の回路で放
電される。その後、ＶCmが零を通過して負になろうとす
る時、ダイオードＤm がONになるので、状態(5) に変化
する。この時はＶCm＝０である。しばらくの期間、この
状態が維持されるが、スイッチング素子Ｑm が、前記OF
F 時点すなわち状態２から状態３への移行する時点から
予定時間経過後にONにされると、(1) 状態に復帰する。
電荷はＣm →Ｃr →Ｌs →Ｌp →Ｅi →Ｃm の回路で放
電される。その後、ＶCmが零を通過して負になろうとす
る時、ダイオードＤm がONになるので、状態(5) に変化
する。この時はＶCm＝０である。しばらくの期間、この
状態が維持されるが、スイッチング素子Ｑm が、前記OF
F 時点すなわち状態２から状態３への移行する時点から
予定時間経過後にONにされると、(1) 状態に復帰する。
【００２０】以上の説明から分かるように、本実施例の
スイッチング動作においては、スイッチング素子Ｑm が
ON/OFFされるときの電圧ＶQm（＝ＶCm) は、完全な０ま
たは実質上の０になっているので、スイッチング損失を
小さくすることができる。また、明らかなように、ダイ
オードＤm が高速スイッチング特性を持つ必要はないの
で、スイッチング素子Ｑm としてパワーMOSFET等を用い
る場合には、その構造上本来的にその内部に含まれるボ
ディーダイオードを利用でき、これによって、部品点数
のより一層の低減が可能である。
スイッチング動作においては、スイッチング素子Ｑm が
ON/OFFされるときの電圧ＶQm（＝ＶCm) は、完全な０ま
たは実質上の０になっているので、スイッチング損失を
小さくすることができる。また、明らかなように、ダイ
オードＤm が高速スイッチング特性を持つ必要はないの
で、スイッチング素子Ｑm としてパワーMOSFET等を用い
る場合には、その構造上本来的にその内部に含まれるボ
ディーダイオードを利用でき、これによって、部品点数
のより一層の低減が可能である。
【００２１】ここで、本発明の、励磁インダクタンスＬ
e を流れる電流について考察する。図１、２に示すよう
に、直流電源電圧をＥi 、入力直流電流をＩi ( １次電
流の平均値) 、直流出力電圧をＥo 、直流出力電流をＩ
o(２次電流の平均値) で表し、変換効率をηとすれば、 ηＥi*Ｉi ＝Ｅo*Ｉo ・・・(1) となる。
e を流れる電流について考察する。図１、２に示すよう
に、直流電源電圧をＥi 、入力直流電流をＩi ( １次電
流の平均値) 、直流出力電圧をＥo 、直流出力電流をＩ
o(２次電流の平均値) で表し、変換効率をηとすれば、 ηＥi*Ｉi ＝Ｅo*Ｉo ・・・(1) となる。
【００２２】また、図２より励磁インダクタンスＬe の
平均電流ＩLe は ＩLe ＝Ｉi −Ｉo ・・・(2) である。(1)(2)式より励磁インダクタンスＬe の平均電
流ＩLe を求めると、 ＩLe ＝Ｉi(１−ηＥi/Ｅo) ・・・(3) が得られる。
平均電流ＩLe は ＩLe ＝Ｉi −Ｉo ・・・(2) である。(1)(2)式より励磁インダクタンスＬe の平均電
流ＩLe を求めると、 ＩLe ＝Ｉi(１−ηＥi/Ｅo) ・・・(3) が得られる。
【００２３】従って、Ｅo ＝ηＥi にすれば、ＩLe を
０にできるので、出力トランスの偏磁を小さくすること
ができる。通常η≒１であるから、本回路では、Ｅo ≒
Ｅiとなるように昇圧用の共振コンデンサＣr が設けら
れている。
０にできるので、出力トランスの偏磁を小さくすること
ができる。通常η≒１であるから、本回路では、Ｅo ≒
Ｅiとなるように昇圧用の共振コンデンサＣr が設けら
れている。
【００２４】図９に本発明の実施例回路の１例を示す。
出力トランスＴr にはリーケージ型を用い、１次巻線Ｎ
p および２次巻線Ｎs を、それぞれ２５回巻回した。こ
のときの励磁インダクタンスＬe は約１m Ｈとなった。
トランスＴr の漏洩磁路のエアーギャップを調整して漏
洩インダクタンスＬp およびＬs を１００μＨとした。
スイッチング素子Ｑm としてはMOSFET（ＮＥＣ製 ２Ｓ
Ｋ１５００）を用い、このFET のボディーダイオード
（図に点線で示す）を分流ダイオードＤm として利用し
た。出力ダイオードＤo はファーストリカバリダイオー
ド（ＧＩ製 ＥＧＰ５０Ｇ）を用いた。
出力トランスＴr にはリーケージ型を用い、１次巻線Ｎ
p および２次巻線Ｎs を、それぞれ２５回巻回した。こ
のときの励磁インダクタンスＬe は約１m Ｈとなった。
トランスＴr の漏洩磁路のエアーギャップを調整して漏
洩インダクタンスＬp およびＬs を１００μＨとした。
スイッチング素子Ｑm としてはMOSFET（ＮＥＣ製 ２Ｓ
Ｋ１５００）を用い、このFET のボディーダイオード
（図に点線で示す）を分流ダイオードＤm として利用し
た。出力ダイオードＤo はファーストリカバリダイオー
ド（ＧＩ製 ＥＧＰ５０Ｇ）を用いた。
【００２５】この実施例回路において、入力電源電圧Ｅ
i ＝５０Ｖ、スイッチング周波数ｆs ＝７２．０ kＨz
とした時、平均入力電流Ｉi ＝１Ａ、直流出力電圧Ｅo
＝４７．２Ｖ、直流出力電流Ｉo ＝１Ａとなり、変換効
率η＝９４．４％が得られた。この時の、電圧波形ＶQm
およびＶCr、電流波形ｉQmおよびｉDoは、ほぼ図３に示
したとおりになった。
i ＝５０Ｖ、スイッチング周波数ｆs ＝７２．０ kＨz
とした時、平均入力電流Ｉi ＝１Ａ、直流出力電圧Ｅo
＝４７．２Ｖ、直流出力電流Ｉo ＝１Ａとなり、変換効
率η＝９４．４％が得られた。この時の、電圧波形ＶQm
およびＶCr、電流波形ｉQmおよびｉDoは、ほぼ図３に示
したとおりになった。
【００２６】なおここで、前記電流ｉQmにはシミュレー
ション時のｉDmが含まれていることは当然である。また
実際には、スイッチング素子Ｑm のOFF 期間中に、その
ドレーン容量に流れる僅かな電流が見られた。すなわ
ち、ｉQmにはｉCmの一部が含まれている。さらに状態
（１）から（２）への切換え時、すなわち電流ｉDoの立
上り時には、Ｃr →Ｄo →Ｃo ループの浮遊インダクタ
ンスとコンデンサＣo の等価直列インダクタンス・抵抗
とコンデンサＣr の容量に起因するリンギングが認めら
れた。
ション時のｉDmが含まれていることは当然である。また
実際には、スイッチング素子Ｑm のOFF 期間中に、その
ドレーン容量に流れる僅かな電流が見られた。すなわ
ち、ｉQmにはｉCmの一部が含まれている。さらに状態
（１）から（２）への切換え時、すなわち電流ｉDoの立
上り時には、Ｃr →Ｄo →Ｃo ループの浮遊インダクタ
ンスとコンデンサＣo の等価直列インダクタンス・抵抗
とコンデンサＣr の容量に起因するリンギングが認めら
れた。
【００２７】次に、図９の実施例回路の出力特性につい
て説明する。変換効率が約９４％であるから、入力電圧
Ｅi ＝５０Ｖの時、出力電圧Ｅo ＝４７Ｖとして、入出
力電流を同じ値に設定した。この状態で、出力電流Ｉo
が１Ａ、０．５Ａ、０．２Ａおよび０．１Ａとなるよう
に負荷抵抗Ｒ1 を設定して、スイッチング周波数ｆsを
調整したところ、それぞれｆs ＝７２．０ kＨz 、１０
５ kＨz 、１４５ kＨz および１６５ kＨz となった。
て説明する。変換効率が約９４％であるから、入力電圧
Ｅi ＝５０Ｖの時、出力電圧Ｅo ＝４７Ｖとして、入出
力電流を同じ値に設定した。この状態で、出力電流Ｉo
が１Ａ、０．５Ａ、０．２Ａおよび０．１Ａとなるよう
に負荷抵抗Ｒ1 を設定して、スイッチング周波数ｆsを
調整したところ、それぞれｆs ＝７２．０ kＨz 、１０
５ kＨz 、１４５ kＨz および１６５ kＨz となった。
【００２８】前記周波数ｆs を一定にして、負荷抵抗を
変化させた時の出力電圧と出力電流の実験結果を図５に
示す。明らかなように、この特性はほぼ定電流特性であ
り、出力電流値がスイッチング周波数ｆs で決定されて
いることが分かる。本発明者らのシミュレーシヨンによ
ると、スイッチング素子のOFF 期間を一定に保持した状
態でON期間を調整し、スイッチング周波数を入力電圧や
負荷の変動に応答して変化させることにより、出力電圧
を一定に保つことができることが確認された。
変化させた時の出力電圧と出力電流の実験結果を図５に
示す。明らかなように、この特性はほぼ定電流特性であ
り、出力電流値がスイッチング周波数ｆs で決定されて
いることが分かる。本発明者らのシミュレーシヨンによ
ると、スイッチング素子のOFF 期間を一定に保持した状
態でON期間を調整し、スイッチング周波数を入力電圧や
負荷の変動に応答して変化させることにより、出力電圧
を一定に保つことができることが確認された。
【００２９】
【発明の効果】以上の説明から分かるように、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの出力トランスの複合機能を利用して必要
部品点数の少ないフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバー夕を
構成することができる。従来のフォワード型ＤＣ−ＤＣ
コンバータで必要とされた、出力側の平滑コイルおよび
還流ダイオードが不要となるので、従来のフライバック
型ＤＣ−ＤＣコンバー夕とほぼ同じ部品点数となった。
また、スイッチング動作を共振形とすることによってス
イッチング損失を少なくできる。本発明の回路は、フラ
イバック型と比較して出力平滑コンデンサのリプル電流
が少ないので、大出力化に適している。また、本回路は
出力トランスの励磁電流がフライバック型より小さいた
め、トランスの寸法を小型化できるのみならず、トラン
スの動作領域をＢＨ特性の第１象限から第３象限にまで
広げることができ、これによってトランスのリセットを
より完全に行なわせることができるので、トランスの体
積をフォワード型の場合に比べて約１／２に低減するこ
とができる。また回路を電圧共振形にしてスイッチング
素子の０電圧投入、遮断を実現すると共に、トランスの
分布容量等が前記共振回路の一部となるようにしている
ので、スイッチング周波数の高周波化が可能である。こ
の場合、平滑コンデンサＣo には、従来の電解コンデン
サに代えて、高周波特性に優れ、かつ損失も少ないフィ
ルムコンデンサを使用できるようになる。これにより、
従来のコンバータと比較して、小形・高効率のコンバー
タが構成できる。
Ｃコンバータの出力トランスの複合機能を利用して必要
部品点数の少ないフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバー夕を
構成することができる。従来のフォワード型ＤＣ−ＤＣ
コンバータで必要とされた、出力側の平滑コイルおよび
還流ダイオードが不要となるので、従来のフライバック
型ＤＣ−ＤＣコンバー夕とほぼ同じ部品点数となった。
また、スイッチング動作を共振形とすることによってス
イッチング損失を少なくできる。本発明の回路は、フラ
イバック型と比較して出力平滑コンデンサのリプル電流
が少ないので、大出力化に適している。また、本回路は
出力トランスの励磁電流がフライバック型より小さいた
め、トランスの寸法を小型化できるのみならず、トラン
スの動作領域をＢＨ特性の第１象限から第３象限にまで
広げることができ、これによってトランスのリセットを
より完全に行なわせることができるので、トランスの体
積をフォワード型の場合に比べて約１／２に低減するこ
とができる。また回路を電圧共振形にしてスイッチング
素子の０電圧投入、遮断を実現すると共に、トランスの
分布容量等が前記共振回路の一部となるようにしている
ので、スイッチング周波数の高周波化が可能である。こ
の場合、平滑コンデンサＣo には、従来の電解コンデン
サに代えて、高周波特性に優れ、かつ損失も少ないフィ
ルムコンデンサを使用できるようになる。これにより、
従来のコンバータと比較して、小形・高効率のコンバー
タが構成できる。
【図１】本発明の原理的実施例の回路図である。
【図２】図１のコンバータ回路の等価回路図である。
【図３】図１の実施例回路のシミュレーションによる各
部の電圧・電流波形を示す図である。
部の電圧・電流波形を示す図である。
【図４】図１のコンバータ回路の経時的な動作を説明す
るための等価回路図である。
るための等価回路図である。
【図５】図９の実施例回路の出力特性を示す図である。
【図６】従来のフォワード型コンバータの１例を示す回
路図である。
路図である。
【図７】図６のフォワード型コンバータ回路から回生動
作部分等を単に除去した回路図である。
作部分等を単に除去した回路図である。
【図８】従来のフライバック型コンバータの１例を示す
回路図である。
回路図である。
【図９】本発明の実施例回路の１例である。
Ｃm …共振コンデンサ Ｄm …分流ダイオード Ｄo …
出力ダイオード Ｑm…スイッチング素子 Ｔr …トラ
ンス Ｒ1 …負荷
出力ダイオード Ｑm…スイッチング素子 Ｔr …トラ
ンス Ｒ1 …負荷
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/28
Claims (4)
- 【請求項１】鉄心、前記鉄心に巻回されてその１端が入
力直流電源の１極に接続される１次巻線、および前記鉄
心に巻回されてその１端が一方の直流出力端子に接続さ
れる２次巻線を有するリーケージトランスと、 互いに並列接続されて前記１次巻線の他端と前記入力直
流電源の他極との間に挿入されるスイッチング素子、分
流ダイオードおよび共振コンデンサと、 前記２次巻線と直列接続された出力ダイオードおよび、
前記出力ダイオードの出力側に接続された平滑コンデン
サと、前記２次巻線に並列接続された昇圧用コンデンサと を具
備し、 前記出力ダイオードは前記スイッチング素子の導通時に
導通する極性に接続され、前記分流ダイオードは前記入力直流電源に対して逆極性
に接続され、 前記スイッチング素子がその導通状態から遮断されると
き、前記リーケージトランスの漏洩インダクタンス、お
よび前記共振コンデンサの直列接続回路によって形成さ
れる共振回路の電流が立上がり、これによって、前記共
振コンデンサの端子電圧が零から正弦波状に立上がるこ
とを特徴とするフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータ装
置。 - 【請求項２】鉄心、前記鉄心に巻回されてその１端が入
力直流電源の１極に接続される１次巻線、および前記鉄
心に巻回されてその１端が一方の直流出力端子に接続さ
れる２次巻線を有するトランスと、 互いに並列接続されて前記１次巻線の他端と前記入力直
流電源の他極との間に挿入されるスイッチング素子、分
流ダイオードおよび共振コンデンサと、 前記２次巻線と直列接続されたインダクタンス、出力ダ
イオードおよび、前記出力ダイオードの出力側に接続さ
れた平滑コンデンサと、 前記２次巻線の１端と前記出力ダイオードの入力側との
間に接続された昇圧用コンデンサとを具備し、 前記出力ダイオードは前記スイッチング素子の導通時に
導通する極性に接続され、前記分流ダイオードは前記入力直流電源に対して逆極性
に接続され、 前記インダクタンスの値は、前記トランスの励磁インダ
クタンスに比較して十分に小さく、 前記スイッチング素子がその導通状態から遮断されると
き、前記インダクタンスおよび前記共振コンデンサの直
列接続回路によって形成される共振回路の電流が立上が
り、これによって、前記共振コンデンサが充電されてそ
の端子電圧が零から正弦波状に立上がると共に、その後
前記共振コンデンサが前記昇圧用コンデンサおよびイン
ダクタンスの直列回路を介して放電されることを特徴と
するフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。 - 【請求項３】前記スイッチング素子は固体スイッチであ
り、前記分流ダイオードは前記固体スイッチング素子の
ボディダイオードである請求項１または２に記載のフォ
ワード型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置。 - 【請求項４】前記スイッチング素子は、前記共振回路の
電流が減少して前記共振コンデンサの端子電圧が極性を
反転しようとし、これによって分流ダイオードが導通し
た後に導通状態にされる請求項１ないし３のいずれかに
記載のフォワード型ＤＣ−ＤＣコンパータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10265156A JP3054126B2 (ja) | 1998-09-18 | 1998-09-18 | フォワード型ｄｃ−ｄｃコンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10265156A JP3054126B2 (ja) | 1998-09-18 | 1998-09-18 | フォワード型ｄｃ−ｄｃコンバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000092832A JP2000092832A (ja) | 2000-03-31 |
| JP3054126B2 true JP3054126B2 (ja) | 2000-06-19 |
Family
ID=17413412
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10265156A Expired - Fee Related JP3054126B2 (ja) | 1998-09-18 | 1998-09-18 | フォワード型ｄｃ−ｄｃコンバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3054126B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8440014B2 (en) | 2007-04-27 | 2013-05-14 | Nippon Sheet Glass Company, Limited | Bright pigment, and bright coating composition and automotive body coating each containing the same |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4538998B2 (ja) * | 2001-08-20 | 2010-09-08 | 株式会社デンソー | 放電灯装置 |
-
1998
- 1998-09-18 JP JP10265156A patent/JP3054126B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8440014B2 (en) | 2007-04-27 | 2013-05-14 | Nippon Sheet Glass Company, Limited | Bright pigment, and bright coating composition and automotive body coating each containing the same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000092832A (ja) | 2000-03-31 |
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