CN217469763U

CN217469763U - 一种同步传导模式的抽头电感降压变压器

Info

Publication number: CN217469763U
Application number: CN202122507310.0U
Authority: CN
Inventors: 颜景斌; 王怡斐; 朱强
Original assignee: Harbin University of Science and Technology
Current assignee: Harbin University of Science and Technology
Priority date: 2021-10-19
Filing date: 2021-10-19
Publication date: 2022-09-20
Anticipated expiration: 2031-10-19

Abstract

本实用新型涉及高降压转换领域，具体涉及一种同步传导模式的抽头电感降压变压器，包括直流电源V_in、电阻R_c、R_o、抽头电感L₁、L₂、电感L₃、二极管D₁、D₂、励磁电感L_m、滤波电容C_o、电容C₁、MOSFET Q1、Q2模块和与之对应的反并联二极管，与传统的buck变压器相比，增加了励磁电感L_m并联在抽头电感上、二极管D₁、D₂和电容C₁并构成并联支路，同时引入了同步传导模式（SCM），增加了降压变压器的占空比和功率密度，其电压增益范围为0到1，同时拓宽了ZVS区域，具有广泛的应用前景。

Description

一种同步传导模式的抽头电感降压变压器

技术领域

本实用新型涉及高降压转换领域，具体涉及一种同步传导模式的抽头电感降压变压器

背景技术

每个电子系统都由电池或线路源提供电源，建立主直流电压轨。轨道电压取决于应用，而计算、传感、通信和各种功能都依赖于运行在低直流电压下的电路。由此可知，低功率降压变换器（即通用降压变换器）是必不可少的，同时它也可以作为辅助电源。

降压变换器由于简单而突出，已被作为一种广泛研究的单级拓扑结构，从而已经被大规模商业化。然而，在高降压转换下，由于主开关导通时间短，占空比窄，因此限制了可控性。当使用高开关频率来缩小储能元件时，效果很不理想。同时在连续导通模式下工作时，也存在开关损耗问题。因此，在降压变压器上外加励磁电感并在同步传导模式（SCM）工作是非常有必要的。

实用新型内容

针对上述现有技术中的不足，本实用新型提供一种同步传导模式的抽头电感降压变压器，该变压器增加了降压变压器的占空比和功率密度，同时拓宽了ZVS区域，应用前景十分广泛，具体如下：

一种同步传导模式的抽头电感降压变压器，包括Buck变换器基本拓扑结构、降低抽头电感的漏感模块、降低电路纹波和消除谐波模块，其特征是：Buck变换器基本拓扑结构由直流电源V_in、电阻R_c、抽头电感L₁、抽头电感L₂、电感L₃、滤波电容C_o、电阻R_o、MOSFET Q1和与之对应的反并联二极管、MOSFET Q2模块和与之对应的反并联二极管构成；所述的直流电源V_in和抽头电感L₁输入端连接在一起；所述的抽头电感L₁输入端与MOSFET Q1的漏极连接；所述的MOSFET Q1与二极管反并联连接在一起；所述的MOSFET Q2同样与二极管反并联连接在一起；所述的MOSFET Q1的源极与MOSFET Q2的漏极连接在一起；所述的MOSFET Q1的源极与抽头电感L₂输入端连接在一起；所述的抽头电感L₂输出端与滤波电容C_o连接在一起；所述的滤波电容C_o与电阻R_c串联连接；所述的电阻R_o与电阻R_c所在的串联支路并联在一起；所述的电感L₃连接在MOSFET Q1的源极与电阻R_c之间，降低抽头电感的漏感模块由二极管D₁、二极管D₂和电容C₁构成；所述的二极管D₁、二极管D₂串联连接；所述的电容C₁并联连接在二极管D₁和二极管D₂之间，降低电路纹波和消除谐波模块由电感L₃构成。

优选的，所述的一种同步传导模式的抽头电感降压变压器，其特征在于所述的流过励磁电感L_m的磁化电流I_Lm可以作为定义降压变换器的工作方式的标准。当I_Lm大于0时，转换器工作在连续导通模式（CCM）。当I_Lm达到0后反弹时，转换器工作在临界导通模式（CRM）或边界导通模式（BCM）。最后，当I_Lm小于0时，转换器工作在同步导通模式下（SCM）。

优选的，所述的一种同步传导模式的抽头电感降压变压器，其特征在于抽头电感L₁、L₂被MOSFET Q1隔开，在电路中可以起到耦合电感的作用，同时也可以提供在存储和释放能量期间不同的电感值。磁模型是采用励磁电感L_m的理想变压器（N1:N2），其中L_m放置在输出端，与降压转换器的电感一致。

优选的，所述的一种同步传导模式的抽头电感降压变压器，其特征在于采用两个二极管和一个电容组成的串并联电路解决由抽头电感的漏感导致的不完全耦合，而抽头电感的漏感会增加开关损耗并可能击穿开关管，而增加两个二极管和一个电容可以避免此现象。

优选的，所述的一种同步传导模式的抽头电感降压变压器，其特征在于采用电感L₃，从而起到降低电路纹波、消除谐波和防止短路过电流的作用。

本实用新型的有益效果：该变压器成本低，精确度高，增加了降压变压器的占空比，其电压增益范围为0到1，电感电流反向流动，增强ZVS机制，同时拓宽了ZVS区域。可以在两个开关处获得零电压，并工作在高开关频率下，由此功率密度可以增加，具有广泛的应用前景。

附图说明

图1为一种同步传导模式的抽头电感降压变压器的结构图。

图2为一种同步传导模式的抽头电感降压变压器状态一的等效电路图。

图3为一种同步传导模式的抽头电感降压变压器状态二、三的等效电路图。

图4为一种同步传导模式的抽头电感降压变压器状态四的等效电路图。

具体实施方式

结合图1、2、3、4说明本实施方式，本实施方式所述一种同步传导模式的抽头电感降压变压器，包括Buck变换器基本拓扑结构、降低抽头电感的漏感模块、降低电路纹波和消除谐波模块，其特征是：Buck变换器基本拓扑结构由直流电源V_in、电阻R_c、抽头电感L₁、抽头电感L₂、电感L₃、滤波电容C_o、电阻R_o、MOSFET Q1和与之对应的反并联二极管、MOSFET Q2模块和与之对应的反并联二极管构成；所述的直流电源V_in和抽头电感L₁输入端连接在一起；所述的抽头电感L₁输入端与MOSFET Q1的漏极连接；所述的MOSFET Q1与二极管反并联连接在一起；所述的MOSFET Q2同样与二极管反并联连接在一起；所述的MOSFET Q1的源极与MOSFET Q2的漏极连接在一起；所述的MOSFET Q1的源极与抽头电感L₂输入端连接在一起；所述的抽头电感L₂输出端与滤波电容C_o连接在一起；所述的滤波电容C_o与电阻R_c串联连接；所述的电阻R_o与电阻R_c所在的串联支路并联在一起；所述的电感L₃连接在MOSFET Q1的源极与电阻R_c之间，降低抽头电感的漏感模块由二极管D₁、二极管D₂和电容C₁构成；所述的二极管D₁、二极管D₂串联连接；所述的电容C₁并联连接在二极管D₁和二极管D₂之间，降低电路纹波和消除谐波模块由电感L₃构成。

磁化电流I_Lm流过励磁电感L_m，磁化电流I_Lm可以作为定义降压变换器的工作方式的标准。当I_Lm大于0时，转换器工作在连续导通模式（CCM）；当I_Lm达到0后反弹时，转换器工作在临界导通模式（CRM）或边界导通模式（BCM）；最后，当I_Lm小于0时，转换器工作在同步导通模式下（SCM）。不同状态下的工作原理如下：

状态1 [t0-t1]：初始Q1通过软开关开机，启动送电阶段，Q2截至。耦合电感在这种状态下吸收能量。电源V_in施加于抽头电感L₁和L₂的两端给电感储能，两个绕组呈串联辅助结构，I_L2（=I_L1）线性增加，并共同向负载供电。在上一个周期内，储存在钳位电容C₁的能量也将通过D₂和C₁形成的回路释放到绕组L₂。

状态2 [t1-t2]：Q1关断后，Q2的C_oss由于大电流I_L2快速放电。因此，Q2的体二极管也在t1后立即开始导电，下一状态可以得到Q2的ZVS。另外，由于安培环路定律和磁通量的连续性，I_L1被反射到另一侧，在原来的I_L2上增加了电流。因此， I_L2电流会发生“跳变”。由于漏感的存在，漏感中的能量将通过C₁和D₁形成回路。

状态3 [t2-t3]：Q2通过软开关开机，继续自由旋转。I_L2= I_Lm，线性递减。在I_Lm达到过零点（ZCP）之前，能量从耦合电感中释放出来。I_L2最终流向相反的方向，当IL2反转时，能量在耦合电感中沉积，为Q1的零电压开关做好准备。

状态4 [t3-t4]：Q2关断后，L_m中的能量帮助Q1的输出电容C_oss放电。一旦Q1的输出电容C_oss完全放电，它的体二极管导电。结果Q1在状态1的零电压下开启。Q1的ZVS是SCM的主要特点，与Q2的ZVS不同，它更难实现。因此，电压换相较慢，需要较长的死区时间。

当开关管Q1导通时，忽略了二极管的压降，钳位电容C₁两端的稳定电压公式如下式，其中K为抽头比、V_in为输入电压、V_o为输出电压。

Figure DEST_PATH_692449DEST_PATH_IMAGE001

当开关管Q1关断时，漏感中的能量将通过电容C₁和二极管D₁形成回路，实现了从漏感到钳位电容的能量转移。如果钳位电容C₁取得足够大，这样加在上C₁增加的电压会很小，C₁增加的电压如下式所示，其中L_leak为漏感电感, i_off为开关管关断时漏感在所形成闭合回路中释放的能量所产生的电流。

Figure DEST_PATH_504023DEST_PATH_IMAGE002

当开关管关断时，加在开关管两端的电压就可以表示成下式，其中V_peak为漏感电压。

如对于理想的没有漏感和钳位电路的TI-Buck变换器，在开关管Q1关断时，绕组L1两端的电压为：

当开关再次导通时，储存在C1里的能量就可以通过D₂和C₁组成的回路释放到绕组L₂，与此同时C₁两端的电压因放电而下降到一个稳定的电压值。因此，全部漏感中的能量都反馈回输出。

TI降压变换器的占空比可用L_m的压秒平衡法计算。为了简化方程，假设死时间（状态2和状态4）持续时间可以忽略不计。当Q1打开时，L_m上的电压V_L2低于V_in，因为初级侧绕组N1有助于划分电压，如下式所述。

Figure DEST_PATH_699698DEST_PATH_IMAGE005

当Q1关闭时，L_m上的电压与buck变换器中的相同，如下式所述。

根据电压二次平衡方程为下式：

当Q1的V_L2较低时，其在TI buck中的导通时间应该较长。因此，TI降压变换器比降压变换器具有更宽的占空比，如下式所述，有利于实现高降压转换。

Figure DEST_PATH_260441DEST_PATH_IMAGE008

另一方面，与其他基于耦合电感的拓扑结构如HTB、Sc-TaB、混合谐振降压变换器、TI降压变换器相比，TI降压变换器具有更宽的工作区域，其电压增益范围为0到1。

虽然本实用新型已以较佳的实施例公开如上，但其并非用以限定本实用新型，任何熟悉此技术的人，在不脱离本实用新型的精神和范围内，都可以做各种改动和修饰，因此本实用新型的保护范围应该以权利要求书所界定的为准。

Claims

1.一种同步传导模式的抽头电感降压变压器，包括Buck变换器基本拓扑结构、降低抽头电感的漏感模块、降低电路纹波和消除谐波模块，其特征是：Buck变换器基本拓扑结构由直流电源V_in、电阻R_c、抽头电感L₁、抽头电感L₂、电感L₃、滤波电容C_o、电阻R_o、MOSFET Q1和与之对应的反并联二极管、MOSFET Q2模块和与之对应的反并联二极管构成；所述的直流电源V_in和抽头电感L₁输入端连接在一起；所述的抽头电感L₁输入端与MOSFET Q1的漏极连接；所述的MOSFET Q1与二极管反并联连接在一起；所述的MOSFET Q2同样与二极管反并联连接在一起；所述的MOSFET Q1的源极与MOSFET Q2的漏极连接在一起；所述的MOSFET Q1的源极与抽头电感L₂输入端连接在一起；所述的抽头电感L₂输出端与滤波电容C_o连接在一起；所述的滤波电容C_o与电阻R_c串联连接；所述的电阻R_o与电阻R_c所在的串联支路并联在一起；所述的电感L₃连接在MOSFET Q1的源极与电阻R_c之间，降低抽头电感的漏感模块由二极管D₁、二极管D₂和电容C₁构成；所述的二极管D₁、二极管D₂串联连接；所述的电容C₁并联连接在二极管D₁和二极管D₂之间，降低电路纹波和消除谐波模块由电感L₃构成。