JP3028084B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は交流電圧を直流電圧
に変換すると共にスイッチのオン・オフによって直流出
力電圧のレベルを調整する形式のスイッチング電源装置
に関し、更に詳細には、スナバコンデンサに基づく電力
損失を低減することができる回路に関する。
に変換すると共にスイッチのオン・オフによって直流出
力電圧のレベルを調整する形式のスイッチング電源装置
に関し、更に詳細には、スナバコンデンサに基づく電力
損失を低減することができる回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の昇圧型スイッチング電源装置は、
図１に示すように交流電源１に接続される交流電源端子
２ａ、２ｂと、高調波成分を除去し、基本波成分を通過
させるためのリアクトルＬf とコンデンサＣf から成る
フィルタ３と、ダイオードＤ1、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 から
成るダイオードブリッジ型整流回路４と、昇圧用リアク
トルＬ1 と、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチＱと、逆流阻
止用ダイオードＤa と、出力平滑用コンデンサＣo と、
スナバコンデンサＣs と、制御回路５とから成り、負荷
６に制御された直流電圧を供給するように構成されてい
る。図１の回路のスイッチＱは交流電源１の電圧の周波
数（例えば６０Ｈｚ）よりも十分に高い繰返し周波数
（例えば１０ｋＨｚ）でオン・オフ制御される。スイッ
チＱのオン期間には逆流阻止用ダイオードＤa がオフに
なり、昇圧用リアクトルＬ1 がスイッチＱを介して電源
１に並列に接続され、リアクトルＬ1 に磁気エネルギー
が蓄積される。スイッチＱのオフ期間において電源１の
電圧とリアクトルＬ1 の電圧との和が出力平滑用コンデ
ンサＣo の電圧よりも高くなると、逆流阻止用ダイオー
ドＤa がオンになり、出力平滑用コンデンサＣo に充電
電流が流れる。スイッチＱに並列接続されたスナバコン
デンサＣs はスイッチＱのターンオフ時のコレクタ・エ
ミッタ間電圧の急激な上昇を防ぎ、且つ外部に出るノイ
ズを抑制する。
図１に示すように交流電源１に接続される交流電源端子
２ａ、２ｂと、高調波成分を除去し、基本波成分を通過
させるためのリアクトルＬf とコンデンサＣf から成る
フィルタ３と、ダイオードＤ1、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 から
成るダイオードブリッジ型整流回路４と、昇圧用リアク
トルＬ1 と、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチＱと、逆流阻
止用ダイオードＤa と、出力平滑用コンデンサＣo と、
スナバコンデンサＣs と、制御回路５とから成り、負荷
６に制御された直流電圧を供給するように構成されてい
る。図１の回路のスイッチＱは交流電源１の電圧の周波
数（例えば６０Ｈｚ）よりも十分に高い繰返し周波数
（例えば１０ｋＨｚ）でオン・オフ制御される。スイッ
チＱのオン期間には逆流阻止用ダイオードＤa がオフに
なり、昇圧用リアクトルＬ1 がスイッチＱを介して電源
１に並列に接続され、リアクトルＬ1 に磁気エネルギー
が蓄積される。スイッチＱのオフ期間において電源１の
電圧とリアクトルＬ1 の電圧との和が出力平滑用コンデ
ンサＣo の電圧よりも高くなると、逆流阻止用ダイオー
ドＤa がオンになり、出力平滑用コンデンサＣo に充電
電流が流れる。スイッチＱに並列接続されたスナバコン
デンサＣs はスイッチＱのターンオフ時のコレクタ・エ
ミッタ間電圧の急激な上昇を防ぎ、且つ外部に出るノイ
ズを抑制する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、スナバコン
デンサＣs がスイッチＱのターンオフ時に吸収したエネ
ルギーは、スイッチＱのターンオン時にスイッチＱを介
して放出されて損失となり、電源装置の効率の低下を招
く。スナバコンデンサＣs のエネルギーの放出による電
力損失を低減させるための種々の回路が提案されている
が、必ずしも十分ではない。
デンサＣs がスイッチＱのターンオフ時に吸収したエネ
ルギーは、スイッチＱのターンオン時にスイッチＱを介
して放出されて損失となり、電源装置の効率の低下を招
く。スナバコンデンサＣs のエネルギーの放出による電
力損失を低減させるための種々の回路が提案されている
が、必ずしも十分ではない。
【０００４】そこで、本発明の目的は昇圧作用をともな
ってＡＣ−ＤＣ変換することができると共に、スナバコ
ンデンサのエネルギーの回生を十分に行うことができる
スイッチング電源装置を提供することにある。
ってＡＣ−ＤＣ変換することができると共に、スナバコ
ンデンサのエネルギーの回生を十分に行うことができる
スイッチング電源装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し上記目
的を達成するための本発明は、交流電源端子と、昇圧用
リアクトルと、ダイオードブリッジ型整流回路と、スイ
ッチと、出力平滑用コンデンサと、第１及び第２のスナ
バコンデンサと、共振用リアクトルと、第１及び第２の
逆流阻止用ダイオードと、第１、第２、第３及び第４の
補助ダイオードと、前記スイッチを前記交流電源端子の
交流電圧の周期よりも十分に短い周期でオン・オフ制御
する制御回路とを備え、前記ダイオードブリッジ型整流
回路の交流入力端子が前記交流電源端子に接続され、前
記スイッチが前記ダイオードブリッジ型整流回路の一対
の直流出力端子間に接続され、前記昇圧用リアクトルが
前記交流電源端子と前記スイッチとの間の交流電源ライ
ン又は直流電源ラインに対して直列に接続され、前記ス
イッチの一方の端子と前記出力平滑用コンデンサの一端
との間に第１の逆流阻止用ダイオードが接続され、前記
出力平滑用コンデンサの他端と前記主スイッチの他方の
端子との間に第２の逆流阻止用ダイオードが接続され、
前記第１の補助ダイオードのアノードは前記スイッチの
一方の端子に接続され、前記第１のスナバコンデンサは
前記第１の補助ダイオードのカソードと前記スイッチの
他方の端子との間に接続され、前記第２の補助ダイオー
ドのカソードは前記スイッチの他方の端子に接続され、
前記第２のスナバコンデンサは前記スイッチの一方の端
子と前記第２の補助ダイオードのアノードとの間に接続
され、前記第３の補助ダイオードが前記第１の補助ダイ
オードのカソードと前記出力平滑用コンデンサの一端と
の間に接続され、前記第４の補助ダイオードが前記出力
平滑用コンデンサの他端と前記第２の補助ダイオードの
アノードとの間に接続され、前記共振用リアクトルが前
記第１の補助ダイオードのカソードと前記出力平滑用コ
ンデンサの一端との間で前記第３の補助ダイオードに直
列に接続されているか、又は前記第２の補助ダイオード
のアノードと前記出力平滑用コンデンサの他端との間で
前記第４の補助ダイオードに直列に接続されていること
を特徴とするスイッチング電源装置に係わるものであ
る。なお、請求項２に示すように、第１及び第２のダイ
オードブリッジ型整流回路を設け、第１のダイオードブ
リッジ型整流回路に出力平滑用コンデンサを接続し、第
２のダイオードブリッジ型整流回路にスイッチを接続す
ることができる。また、請求項３に示すように第１及び
第２の共振用リアクトルを設け、これ等を第３及び第４
の補助ダイオ−ドに直列に接続することができる。
的を達成するための本発明は、交流電源端子と、昇圧用
リアクトルと、ダイオードブリッジ型整流回路と、スイ
ッチと、出力平滑用コンデンサと、第１及び第２のスナ
バコンデンサと、共振用リアクトルと、第１及び第２の
逆流阻止用ダイオードと、第１、第２、第３及び第４の
補助ダイオードと、前記スイッチを前記交流電源端子の
交流電圧の周期よりも十分に短い周期でオン・オフ制御
する制御回路とを備え、前記ダイオードブリッジ型整流
回路の交流入力端子が前記交流電源端子に接続され、前
記スイッチが前記ダイオードブリッジ型整流回路の一対
の直流出力端子間に接続され、前記昇圧用リアクトルが
前記交流電源端子と前記スイッチとの間の交流電源ライ
ン又は直流電源ラインに対して直列に接続され、前記ス
イッチの一方の端子と前記出力平滑用コンデンサの一端
との間に第１の逆流阻止用ダイオードが接続され、前記
出力平滑用コンデンサの他端と前記主スイッチの他方の
端子との間に第２の逆流阻止用ダイオードが接続され、
前記第１の補助ダイオードのアノードは前記スイッチの
一方の端子に接続され、前記第１のスナバコンデンサは
前記第１の補助ダイオードのカソードと前記スイッチの
他方の端子との間に接続され、前記第２の補助ダイオー
ドのカソードは前記スイッチの他方の端子に接続され、
前記第２のスナバコンデンサは前記スイッチの一方の端
子と前記第２の補助ダイオードのアノードとの間に接続
され、前記第３の補助ダイオードが前記第１の補助ダイ
オードのカソードと前記出力平滑用コンデンサの一端と
の間に接続され、前記第４の補助ダイオードが前記出力
平滑用コンデンサの他端と前記第２の補助ダイオードの
アノードとの間に接続され、前記共振用リアクトルが前
記第１の補助ダイオードのカソードと前記出力平滑用コ
ンデンサの一端との間で前記第３の補助ダイオードに直
列に接続されているか、又は前記第２の補助ダイオード
のアノードと前記出力平滑用コンデンサの他端との間で
前記第４の補助ダイオードに直列に接続されていること
を特徴とするスイッチング電源装置に係わるものであ
る。なお、請求項２に示すように、第１及び第２のダイ
オードブリッジ型整流回路を設け、第１のダイオードブ
リッジ型整流回路に出力平滑用コンデンサを接続し、第
２のダイオードブリッジ型整流回路にスイッチを接続す
ることができる。また、請求項３に示すように第１及び
第２の共振用リアクトルを設け、これ等を第３及び第４
の補助ダイオ−ドに直列に接続することができる。
【０００６】
【発明の作用及び効果】各請求項の発明によれば、交流
入力電流の波形及び力率を良好に保ちながら交流を直流
に変換し、且つ平滑用コンデンサを昇圧充電することが
できる。また、スイッチのターンオン時に第１及び第２
のスナバコンデンサがスイッチを介して直列に接続さ
れ、これ等が共振用リアクトルと共振するので、スナバ
コンデンサのエネルギーを出力平滑用コンデンサに良好
に回生することができ、スイッチング電源装置の効率を
高めることができる。また、請求項２の発明によれば交
流電源と出力平滑用コンデンサとの間に直列に接続され
るダイオードの個数を請求項１の発明に比べて減らすこ
とができ、効率を高めることができる。
入力電流の波形及び力率を良好に保ちながら交流を直流
に変換し、且つ平滑用コンデンサを昇圧充電することが
できる。また、スイッチのターンオン時に第１及び第２
のスナバコンデンサがスイッチを介して直列に接続さ
れ、これ等が共振用リアクトルと共振するので、スナバ
コンデンサのエネルギーを出力平滑用コンデンサに良好
に回生することができ、スイッチング電源装置の効率を
高めることができる。また、請求項２の発明によれば交
流電源と出力平滑用コンデンサとの間に直列に接続され
るダイオードの個数を請求項１の発明に比べて減らすこ
とができ、効率を高めることができる。
【０００７】
【第１の実施例】次に、本発明の実施形態の１つを示す
第１の実施例を説明する。図２に示す第１の実施例のス
イッチング電源装置は、図１と同様に交流電源１に接続
される一対の電源端子２ａ及び２ｂと、フィルタ３と、
ダイオードブリッジ型整流回路４と、制御回路５と、負
荷６と、スイッチＱと、出力平滑用コンデンサＣo と、
昇圧用リアクトルＬ1 と、第１の逆流阻止用ダイオード
Ｄa を有する他に、本発明に従って第１及び第２のスナ
バコンデンサＣs1、Ｃs2と、第１、第２、第３及び第４
の補助ダイオードＤs1、Ｄs2、Ｄs3、Ｄs4と、第１及び
第２の共振用リアクトルＬs1、Ｌs2と、第２の逆流阻止
用ダイオードＤb を有する。
第１の実施例を説明する。図２に示す第１の実施例のス
イッチング電源装置は、図１と同様に交流電源１に接続
される一対の電源端子２ａ及び２ｂと、フィルタ３と、
ダイオードブリッジ型整流回路４と、制御回路５と、負
荷６と、スイッチＱと、出力平滑用コンデンサＣo と、
昇圧用リアクトルＬ1 と、第１の逆流阻止用ダイオード
Ｄa を有する他に、本発明に従って第１及び第２のスナ
バコンデンサＣs1、Ｃs2と、第１、第２、第３及び第４
の補助ダイオードＤs1、Ｄs2、Ｄs3、Ｄs4と、第１及び
第２の共振用リアクトルＬs1、Ｌs2と、第２の逆流阻止
用ダイオードＤb を有する。
【０００８】フィルタ３はスイッチＱのオン・オフによ
って生じる高調波成分を除去し、基本波成分を通過させ
るためのであって、一方の交流電源ライン７ａに直列に
接続されたリアクトルＬf と一対の交流電源ライン７
ａ、７ｂ間に接続されたコンデンサＣf とから成る。
って生じる高調波成分を除去し、基本波成分を通過させ
るためのであって、一方の交流電源ライン７ａに直列に
接続されたリアクトルＬf と一対の交流電源ライン７
ａ、７ｂ間に接続されたコンデンサＣf とから成る。
【０００９】図２の実施例では昇圧用リアクトルＬ1 が
フィルタ３よりも出力側の一方の交流電源ライン７ａに
直列に接続されている。この昇圧用リアクトルＬ1 の値
はフィルタ３のリアクトルＬf よりも十分に大きなイン
ダクタンス値を有する。
フィルタ３よりも出力側の一方の交流電源ライン７ａに
直列に接続されている。この昇圧用リアクトルＬ1 の値
はフィルタ３のリアクトルＬf よりも十分に大きなイン
ダクタンス値を有する。
【００１０】整流回路４は第１、第２、第３及び第４の
ダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4のブリッジ回路から
成り、この第１の交流入力端子８ａはリアクトルＬ1 、
Ｌfを介して一方の交流電源端子２ａに接続され、この
第２の交流入力端子８ｂは他方の交流電源端子２ｂに接
続されている。
ダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4のブリッジ回路から
成り、この第１の交流入力端子８ａはリアクトルＬ1 、
Ｌfを介して一方の交流電源端子２ａに接続され、この
第２の交流入力端子８ｂは他方の交流電源端子２ｂに接
続されている。
【００１１】整流回路４の第１及び第２の直流出力端子
９ａ、９ｂ間にＩＧＢＴから成る半導体スイッチＱが接
続されている。スイッチＱは交流電源１の電圧の周波数
（例えば６０Ｈｚ）よりも十分に高い繰返し周波数（例
えば１０ｋＨｚ）でオン・オフするものである。このス
イッチＱの一方の端子（コレクタ）は第１の逆流阻止用
ダイオードＤa を介して出力平滑用コンデンサＣo の一
端（上端）に接続されている。スイッチＱの他方の端子
（エミッタ）は第２の逆流阻止用ダイオードＤb を介し
て出力平滑用コンデンサＣo の他端（下端）に接続され
ている。負荷６は出力平滑用コンデンサＣo に対して並
列に接続されている。
９ａ、９ｂ間にＩＧＢＴから成る半導体スイッチＱが接
続されている。スイッチＱは交流電源１の電圧の周波数
（例えば６０Ｈｚ）よりも十分に高い繰返し周波数（例
えば１０ｋＨｚ）でオン・オフするものである。このス
イッチＱの一方の端子（コレクタ）は第１の逆流阻止用
ダイオードＤa を介して出力平滑用コンデンサＣo の一
端（上端）に接続されている。スイッチＱの他方の端子
（エミッタ）は第２の逆流阻止用ダイオードＤb を介し
て出力平滑用コンデンサＣo の他端（下端）に接続され
ている。負荷６は出力平滑用コンデンサＣo に対して並
列に接続されている。
【００１２】本発明に従う第１の補助ダイオードＤs1の
アノードはスイッチＱの一方の端子（コレクタ）に接続
され、第１のスナバコンデンサＣs1は第１の補助ダイオ
ードＤs1とスイッチＱの他方の端子（エミッタ）との間
に接続されている。第２のスナバコンデンサＣs2の一方
の端子はスイッチＱの一方の端子（コレクタ）に接続さ
れ、第２の補助ダイオードＤs2のアノードは第２のスナ
バコンデンサＣs2の他方の端子に接続され、第２の補助
ダイオードＤs2のカソードはスイッチＱの他方の端子
（エミッタ）に接続されている。第３の補助ダイオード
Ｄs3と第１の共振用リアクトルＬs1との直列回路は第１
の補助ダイオードＤs1のアノードと出力平滑用コンデン
サＣo の一端（上端）との間に接続されている。第４の
補助ダイオードＤs4と第２の共振用リアクトルＬs2との
直列回路は第２の補助ダイオードＤs2と出力平滑用コン
デンサＣo の他端（下端）との間に接続されている。
アノードはスイッチＱの一方の端子（コレクタ）に接続
され、第１のスナバコンデンサＣs1は第１の補助ダイオ
ードＤs1とスイッチＱの他方の端子（エミッタ）との間
に接続されている。第２のスナバコンデンサＣs2の一方
の端子はスイッチＱの一方の端子（コレクタ）に接続さ
れ、第２の補助ダイオードＤs2のアノードは第２のスナ
バコンデンサＣs2の他方の端子に接続され、第２の補助
ダイオードＤs2のカソードはスイッチＱの他方の端子
（エミッタ）に接続されている。第３の補助ダイオード
Ｄs3と第１の共振用リアクトルＬs1との直列回路は第１
の補助ダイオードＤs1のアノードと出力平滑用コンデン
サＣo の一端（上端）との間に接続されている。第４の
補助ダイオードＤs4と第２の共振用リアクトルＬs2との
直列回路は第２の補助ダイオードＤs2と出力平滑用コン
デンサＣo の他端（下端）との間に接続されている。
【００１３】制御回路５は出力平滑用コンデンサＣo の
両端間に接続された出力電圧検出抵抗１０、１１と、基
準電圧源１２と、誤差増幅器１３と、三角波発生回路１
４と、コンパレータ１５とから成る。誤差増幅器１３は
抵抗１０、１１から得られた検出電圧と基準電圧源１２
の基準電圧との差に対応する誤差出力を発生する。コン
パレータ１５は誤差出力と三角波発生回路１４の三角波
電圧とを比較してＰＷＭパルスを形成し、スイッチＱの
制御端子に供給する。従って、スイッチＱは出力平滑用
コンデンサＣo の電圧を一定に保つようにオン・オフ制
御される。なお、三角波発生回路１４から発生する三角
波の繰返し周波数はスイッチＱのオン・オフの繰返し周
波数と同一であって例えば１０ｋＨｚである。
両端間に接続された出力電圧検出抵抗１０、１１と、基
準電圧源１２と、誤差増幅器１３と、三角波発生回路１
４と、コンパレータ１５とから成る。誤差増幅器１３は
抵抗１０、１１から得られた検出電圧と基準電圧源１２
の基準電圧との差に対応する誤差出力を発生する。コン
パレータ１５は誤差出力と三角波発生回路１４の三角波
電圧とを比較してＰＷＭパルスを形成し、スイッチＱの
制御端子に供給する。従って、スイッチＱは出力平滑用
コンデンサＣo の電圧を一定に保つようにオン・オフ制
御される。なお、三角波発生回路１４から発生する三角
波の繰返し周波数はスイッチＱのオン・オフの繰返し周
波数と同一であって例えば１０ｋＨｚである。
【００１４】図２の各部の定数を例示すると、Ｌ1 は
１．２５ｍＨ、Ｌs1、Ｌs2はそれぞれ４μＨ、Ｃs1、Ｃ
s2はそれぞれ０．１μＦ、Ｃo は１８００μＦである。
１．２５ｍＨ、Ｌs1、Ｌs2はそれぞれ４μＨ、Ｃs1、Ｃ
s2はそれぞれ０．１μＦ、Ｃo は１８００μＦである。
【００１５】
【主回路動作】交流電源１の電圧の正の半波の期間にス
イッチＱがオンすると、交流電源１とフィルタ用リアク
トルＬf と昇圧用リアクトルＬ1 とダイオードＤ1 とス
イッチＱとダイオードＤ4 とから成る回路に電流が流
れ、昇圧用リアクトルＬ1 にエネルギーが蓄積される。
なお、交流電源１の電圧の負の半波の期間にスイッチＱ
がオンになると、交流電源１とダイオードＤ3 とスイッ
チＱとダイオードＤ2 と昇圧用リアクトルＬ1 とフィル
タ用リアクトルＬf とから成る回路に電流が流れ、昇圧
用リアクトルＬ1 にエネルギーが蓄積される。このスイ
ッチＱのオンの期間には第１及び第２の逆流阻止用ダイ
オードＤa 、Ｄb が逆バイアス状態となり、オフに保た
れる。スイッチＱのオフ期間には交流電源１の電圧と昇
圧用リアクトルＬ1 の電圧との和が第１及び第２の逆流
阻止用ダイオードＤa 、Ｄb を介して出力平滑用コンデ
ンサＣo に印加され、出力平滑用コンデンサＣo の充電
電流が流れる。なお、交流電源１の電圧は正弦波である
ので、電源電圧と昇圧用リアクトルＬ1 の電圧との和が
出力平滑用コンデンサＣo の電圧よりも低い期間には逆
流阻止用ダイオードＤa はオフであり、コンデンサＣo
の充電電流は流れない。出力電圧即ち負荷６の電圧が基
準値よりも例えば低下すると、コンパレータ１５の出力
としてのＰＷＭパルスの幅が広くなり、出力平滑用コン
デンサＣo 及び負荷６に対する電源１側からのエネルギ
ー供給量が増加する。逆に出力電圧が基準値よりも低く
なると、ＰＷＭパルスの幅が狭くなり、電源１側からの
エネルギー供給量が減少する。これにより、出力電圧が
ほぼ一定に調整される。なお、昇圧用リアクトルＬ1 を
通って流れる電流の振幅は電源１の電圧の振幅に対応し
て変化するので、交流入力電流の波形は正弦波に近似
し、また力率も１又はこれに近い値になる。
イッチＱがオンすると、交流電源１とフィルタ用リアク
トルＬf と昇圧用リアクトルＬ1 とダイオードＤ1 とス
イッチＱとダイオードＤ4 とから成る回路に電流が流
れ、昇圧用リアクトルＬ1 にエネルギーが蓄積される。
なお、交流電源１の電圧の負の半波の期間にスイッチＱ
がオンになると、交流電源１とダイオードＤ3 とスイッ
チＱとダイオードＤ2 と昇圧用リアクトルＬ1 とフィル
タ用リアクトルＬf とから成る回路に電流が流れ、昇圧
用リアクトルＬ1 にエネルギーが蓄積される。このスイ
ッチＱのオンの期間には第１及び第２の逆流阻止用ダイ
オードＤa 、Ｄb が逆バイアス状態となり、オフに保た
れる。スイッチＱのオフ期間には交流電源１の電圧と昇
圧用リアクトルＬ1 の電圧との和が第１及び第２の逆流
阻止用ダイオードＤa 、Ｄb を介して出力平滑用コンデ
ンサＣo に印加され、出力平滑用コンデンサＣo の充電
電流が流れる。なお、交流電源１の電圧は正弦波である
ので、電源電圧と昇圧用リアクトルＬ1 の電圧との和が
出力平滑用コンデンサＣo の電圧よりも低い期間には逆
流阻止用ダイオードＤa はオフであり、コンデンサＣo
の充電電流は流れない。出力電圧即ち負荷６の電圧が基
準値よりも例えば低下すると、コンパレータ１５の出力
としてのＰＷＭパルスの幅が広くなり、出力平滑用コン
デンサＣo 及び負荷６に対する電源１側からのエネルギ
ー供給量が増加する。逆に出力電圧が基準値よりも低く
なると、ＰＷＭパルスの幅が狭くなり、電源１側からの
エネルギー供給量が減少する。これにより、出力電圧が
ほぼ一定に調整される。なお、昇圧用リアクトルＬ1 を
通って流れる電流の振幅は電源１の電圧の振幅に対応し
て変化するので、交流入力電流の波形は正弦波に近似
し、また力率も１又はこれに近い値になる。
【００１６】
【スナバ動作】スイッチＱがオンからオフに転換する
と、スイッチＱの両端に印加される電圧に基づいて第１
の補助ダイオードＤs1と第１のスナバコンデンサＣs1の
直列回路及び第２のスナバコンデンサＣs2と第２の補助
ダイオードＤs2との直列回路に電流が流れ、第１及び第
２のスナバコンデンサＣs1、Ｃs2が充電され、この電圧
Ｖcs1 及びＶcs2 がそれぞれ徐々に高くなる。従って、
スイッチＱのターンオフ時のスイッチング損失が低減さ
れると共に、スイッチＱの過電圧からの保護が達成さ
れ、更にまたノイズが抑制される。スイッチＱの両端子
間電圧ＶCE即ちスナバコンデンサＣs1、Ｃs2の電圧Ｖcs
1 、Ｖcs2 が出力平滑用コンデンサＣo の電圧Ｖo より
も高くなると、第１及び第２の逆流阻止用ダイオードＤ
a 、Ｄb がオンになるので、スイッチＱの電圧ＶCEはほ
ぼ出力電圧Ｖo にクランプされ、出力電圧Ｖo よりも高
くなることはない。
と、スイッチＱの両端に印加される電圧に基づいて第１
の補助ダイオードＤs1と第１のスナバコンデンサＣs1の
直列回路及び第２のスナバコンデンサＣs2と第２の補助
ダイオードＤs2との直列回路に電流が流れ、第１及び第
２のスナバコンデンサＣs1、Ｃs2が充電され、この電圧
Ｖcs1 及びＶcs2 がそれぞれ徐々に高くなる。従って、
スイッチＱのターンオフ時のスイッチング損失が低減さ
れると共に、スイッチＱの過電圧からの保護が達成さ
れ、更にまたノイズが抑制される。スイッチＱの両端子
間電圧ＶCE即ちスナバコンデンサＣs1、Ｃs2の電圧Ｖcs
1 、Ｖcs2 が出力平滑用コンデンサＣo の電圧Ｖo より
も高くなると、第１及び第２の逆流阻止用ダイオードＤ
a 、Ｄb がオンになるので、スイッチＱの電圧ＶCEはほ
ぼ出力電圧Ｖo にクランプされ、出力電圧Ｖo よりも高
くなることはない。
【００１７】スイッチＱがオフからオンに転換すると、
昇圧用リアクトルＬ1 に流れていた電流ＩL1がスイッチ
Ｑに転流すると同時にスナバコンデンサＣs1、Ｃs2のエ
ネルギーの回生動作が生じる。即ち、第１のスナバコン
デンサＣs1と第３の補助ダイオードＤs3と第１の共振用
リアクトルＬs1と出力平滑用コンデンサＣo と第２の共
振用リアクトルＬs2と第４の補助ダイオ−ドＤs4と第２
のスナバコンデンサＣs2とスイッチＱとから成る閉回路
で共振電流ｉc （ｔ）が流れ、第１及び第２のスナバコ
ンデンサＣs1、Ｃs2のエネルギーが出力平滑用コンデン
サＣo に回生される。この回生時に第１及び第２のスナ
バコンデンサＣs1、Ｃs2が互いに直列に接続されるの
で、回生が良好に行われる。Ｌs1＋Ｌs2＝Ｌ、Ｃs1／２
＝Ｃs2／２＝Ｃとし、且つ回路の損失を無視すると、共
振電流ｉc （ｔ）は次式に従って流れる。 ｉc （ｔ）＝（Ｃ／Ｌ）1/2 Ｖo sin ωｔ ここでωは１／（ＬＣ）1/2 である。即ち、共振電流ｉ
c （ｔ）は共振周波数ｆ0 ＝１／｛２π（ＬＣ）1/2 ｝
の電流となる。また、スナバコンデンサＣs1、Ｃs2の電
圧Ｖcs1 、Ｖcs2 は次式で示すことができる。 Ｖcs1 ＝Ｖcs2 ＝Ｖo （１＋cos ωｔ）／２
昇圧用リアクトルＬ1 に流れていた電流ＩL1がスイッチ
Ｑに転流すると同時にスナバコンデンサＣs1、Ｃs2のエ
ネルギーの回生動作が生じる。即ち、第１のスナバコン
デンサＣs1と第３の補助ダイオードＤs3と第１の共振用
リアクトルＬs1と出力平滑用コンデンサＣo と第２の共
振用リアクトルＬs2と第４の補助ダイオ−ドＤs4と第２
のスナバコンデンサＣs2とスイッチＱとから成る閉回路
で共振電流ｉc （ｔ）が流れ、第１及び第２のスナバコ
ンデンサＣs1、Ｃs2のエネルギーが出力平滑用コンデン
サＣo に回生される。この回生時に第１及び第２のスナ
バコンデンサＣs1、Ｃs2が互いに直列に接続されるの
で、回生が良好に行われる。Ｌs1＋Ｌs2＝Ｌ、Ｃs1／２
＝Ｃs2／２＝Ｃとし、且つ回路の損失を無視すると、共
振電流ｉc （ｔ）は次式に従って流れる。 ｉc （ｔ）＝（Ｃ／Ｌ）1/2 Ｖo sin ωｔ ここでωは１／（ＬＣ）1/2 である。即ち、共振電流ｉ
c （ｔ）は共振周波数ｆ0 ＝１／｛２π（ＬＣ）1/2 ｝
の電流となる。また、スナバコンデンサＣs1、Ｃs2の電
圧Ｖcs1 、Ｖcs2 は次式で示すことができる。 Ｖcs1 ＝Ｖcs2 ＝Ｖo （１＋cos ωｔ）／２
【００１８】上記の共振電流ｉc （ｔ）が流れる回路に
はダイオードＤs3、Ｄs4が含まれているので、共振電流
ｉc （ｔ）は半周期（ωｔ＝π）だけ流れ、理想的には
半周期後にＶcs1 、Ｖcs2 はゼロになり、スナバコンデ
ンサＣs1、Ｃs2のエネルギーの全てが出力平滑用コンデ
ンサＣo に回生され、スイッチング電源装置の効率が向
上する。なお、実際には損失があるので、スナバコンデ
ンサＣs1、Ｃs2の全てのエネルギーを回収することはで
きない。図２の回路では昇圧リアクトルＬ1 を流れる電
流ｉL1がスイッチＱのオフ期間の途中でゼロになって
も、スナバコンデンサＣs1、Ｃs2のエネルギーの放出は
発生せず、充電状態がスイッチＱのターンオン時まで保
持される。
はダイオードＤs3、Ｄs4が含まれているので、共振電流
ｉc （ｔ）は半周期（ωｔ＝π）だけ流れ、理想的には
半周期後にＶcs1 、Ｖcs2 はゼロになり、スナバコンデ
ンサＣs1、Ｃs2のエネルギーの全てが出力平滑用コンデ
ンサＣo に回生され、スイッチング電源装置の効率が向
上する。なお、実際には損失があるので、スナバコンデ
ンサＣs1、Ｃs2の全てのエネルギーを回収することはで
きない。図２の回路では昇圧リアクトルＬ1 を流れる電
流ｉL1がスイッチＱのオフ期間の途中でゼロになって
も、スナバコンデンサＣs1、Ｃs2のエネルギーの放出は
発生せず、充電状態がスイッチＱのターンオン時まで保
持される。
【００１９】
【第２の実施例】次に、図３に示す第２の実施例のスイ
ッチング電源装置を説明する。ただし、図３及び後述す
る第３及び第４の実施例を示す図４及び図５において図
２と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。図３のスイッチング電源装置は交流電源
側が３相交流になっている点で図２と相違し、その他は
図２と同一に構成されている。即ち、図３においては、
３相交流電源１ａに接続される３相の交流入力電源端子
２ａ、２ｂ、２ｃが設けられ、また、３つのフィルタ用
リアクトルＬf1、Ｌf2、Ｌf3と３つのフィルタ用コンデ
ンサＣf1、Ｃf2、Ｃf3から成るフィルタ３ａが設けら
れ、また３相の各ライン７ａ、７ｂ、７ｃにそれぞれ昇
圧用リアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 が接続され、第１〜第
６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 から成る３相ブリッジ型整流
回路４ａが設けられている。なお、整流回路４ａの入力
端子８ａ、８ｂ、８c は昇圧用リアクトルＬ1 、Ｌ2 、
Ｌ3 及びフィルタ用リアクトルＬf1、Ｌf2、Ｌf3を介し
て入力電源端子２ａ、２ｂ、２ｃに接続されている。
ッチング電源装置を説明する。ただし、図３及び後述す
る第３及び第４の実施例を示す図４及び図５において図
２と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。図３のスイッチング電源装置は交流電源
側が３相交流になっている点で図２と相違し、その他は
図２と同一に構成されている。即ち、図３においては、
３相交流電源１ａに接続される３相の交流入力電源端子
２ａ、２ｂ、２ｃが設けられ、また、３つのフィルタ用
リアクトルＬf1、Ｌf2、Ｌf3と３つのフィルタ用コンデ
ンサＣf1、Ｃf2、Ｃf3から成るフィルタ３ａが設けら
れ、また３相の各ライン７ａ、７ｂ、７ｃにそれぞれ昇
圧用リアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 が接続され、第１〜第
６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 から成る３相ブリッジ型整流
回路４ａが設けられている。なお、整流回路４ａの入力
端子８ａ、８ｂ、８c は昇圧用リアクトルＬ1 、Ｌ2 、
Ｌ3 及びフィルタ用リアクトルＬf1、Ｌf2、Ｌf3を介し
て入力電源端子２ａ、２ｂ、２ｃに接続されている。
【００２０】図３の整流回路４ａよりも出力側の回路構
成は図２と全く同一であるので、図３のスイッチング電
源装置によっても図２と同一の作用効果を得ることがで
きる。
成は図２と全く同一であるので、図３のスイッチング電
源装置によっても図２と同一の作用効果を得ることがで
きる。
【００２１】
【第３の実施例】図４に示す第３の実施例のスイッチン
グ電源装置は、図２の回路の逆流阻止用ダイオードＤa
、Ｄb を省き、この代りに４個のダイオードＤ11、Ｄ1
2、Ｄ13、Ｄ14から成る第２のダイオードブリッジ型整
流回路２０を設け、ここにスイッチＱを接続し、この他
は図２と同一に構成したものである。即ち、図４の回路
においては、ダイオードＤ1 〜Ｄ4 から成る第１のダイ
オードブリッジ型整流回路４の一対の直流出力端子９
ａ、９ｂ間に直接に出力平滑用コンデンサＣo が接続さ
れている。第２のダイオードブリッジ型整流回路２０の
一対の入力端子２１ａ、２１ｂは第１のダイオードブリ
ッジ型整流回路４の入力端子８ａ、８ｂに接続されてい
る。スイッチＱは第２のダイオードブリッジ型整流回路
２０の一対の直流出力端子２２ａ、２２ｂ間に接続され
ている。図４のスナバコンデンサＣs1、Ｃs2の接続及び
このエネルギー回生回路の構成は図２と同一である。
グ電源装置は、図２の回路の逆流阻止用ダイオードＤa
、Ｄb を省き、この代りに４個のダイオードＤ11、Ｄ1
2、Ｄ13、Ｄ14から成る第２のダイオードブリッジ型整
流回路２０を設け、ここにスイッチＱを接続し、この他
は図２と同一に構成したものである。即ち、図４の回路
においては、ダイオードＤ1 〜Ｄ4 から成る第１のダイ
オードブリッジ型整流回路４の一対の直流出力端子９
ａ、９ｂ間に直接に出力平滑用コンデンサＣo が接続さ
れている。第２のダイオードブリッジ型整流回路２０の
一対の入力端子２１ａ、２１ｂは第１のダイオードブリ
ッジ型整流回路４の入力端子８ａ、８ｂに接続されてい
る。スイッチＱは第２のダイオードブリッジ型整流回路
２０の一対の直流出力端子２２ａ、２２ｂ間に接続され
ている。図４のスナバコンデンサＣs1、Ｃs2の接続及び
このエネルギー回生回路の構成は図２と同一である。
【００２２】
【主回路動作】例えば交流電源１の電圧の正の半波の期
間においてスイッチＱがオンしていると、電源１とフィ
ルタ用リアクトルＬf と昇圧用リアクトルＬ1 とダイオ
ードＤ11とスイッチＱとダイオードＤ14から成る閉回路
でリアクトル電流ｉL1が流れ、ここにエネルギーが蓄積
される。この期間にダイオードＤ1 、Ｄ4 は逆バイアス
されており、オフ状態にある。交流電源１の電圧の負の
半波の期間においてスイッチＱがオンしていると、電源
１とダイオードＤ13とスイッチＱとダイオードＤ12と昇
圧用リアクトルＬ1 とフィルタ用リアクトルＬf とから
成る閉回路で電流が流れ、昇圧用リアクトルＬ1 に正の
半波と逆向きのエネルギーが蓄積される。この時に第１
のダイオードブリッジ型整流回路４は非動作状態にあ
る。電源電圧の正の半波の期間において、スイッチＱが
オンからオフに転換すると、ダイオードＤ1 、Ｄ4 がオ
ンになり、電源１の電圧と昇圧用リアクトルＬ1 の電圧
とによって出力平滑用コンデンサＣo が充電される。電
源電圧の負の半波の期間においてスイッチＱがオフにな
った時にも同様に出力平滑用コンデンサＣoの充電動作
が生じる。
間においてスイッチＱがオンしていると、電源１とフィ
ルタ用リアクトルＬf と昇圧用リアクトルＬ1 とダイオ
ードＤ11とスイッチＱとダイオードＤ14から成る閉回路
でリアクトル電流ｉL1が流れ、ここにエネルギーが蓄積
される。この期間にダイオードＤ1 、Ｄ4 は逆バイアス
されており、オフ状態にある。交流電源１の電圧の負の
半波の期間においてスイッチＱがオンしていると、電源
１とダイオードＤ13とスイッチＱとダイオードＤ12と昇
圧用リアクトルＬ1 とフィルタ用リアクトルＬf とから
成る閉回路で電流が流れ、昇圧用リアクトルＬ1 に正の
半波と逆向きのエネルギーが蓄積される。この時に第１
のダイオードブリッジ型整流回路４は非動作状態にあ
る。電源電圧の正の半波の期間において、スイッチＱが
オンからオフに転換すると、ダイオードＤ1 、Ｄ4 がオ
ンになり、電源１の電圧と昇圧用リアクトルＬ1 の電圧
とによって出力平滑用コンデンサＣo が充電される。電
源電圧の負の半波の期間においてスイッチＱがオフにな
った時にも同様に出力平滑用コンデンサＣoの充電動作
が生じる。
【００２３】
【スナバ回路動作】スイッチＱがオンからオフに転換す
ると、電源１の電圧と昇圧用リアクトルＬ1 の電圧が第
２のダイオードブリッジ型整流回路２０を介してスナバ
コンデンサＣs1、Ｃs2に印加され、この電圧Ｖcs1 、Ｖ
cs2 及びスイッチＱの電圧ＶQ が徐々に高くなる。これ
により、図２の回路と同様にスイッチＱの過電圧からの
保護、ノイズの抑制、及びスイッチＱのターンオフ時の
損失の低減が達成される。
ると、電源１の電圧と昇圧用リアクトルＬ1 の電圧が第
２のダイオードブリッジ型整流回路２０を介してスナバ
コンデンサＣs1、Ｃs2に印加され、この電圧Ｖcs1 、Ｖ
cs2 及びスイッチＱの電圧ＶQ が徐々に高くなる。これ
により、図２の回路と同様にスイッチＱの過電圧からの
保護、ノイズの抑制、及びスイッチＱのターンオフ時の
損失の低減が達成される。
【００２４】図４ではスナバコンデンサＣs1、Ｃs2の最
終電圧値は、第１のダイオードブリッジ型整流回路４の
入力端子８ａ、８ｂからスナバコンデンサＣs1、Ｃs2ま
での配線のインダクタンスの働きで出力平滑用コンデン
サＣo の電圧Ｖo よりも少し高い値になる。図４の回路
でもスナバコンデンサＣs1、Ｃs2の電圧は出力電圧Ｖo
でクランプされる。
終電圧値は、第１のダイオードブリッジ型整流回路４の
入力端子８ａ、８ｂからスナバコンデンサＣs1、Ｃs2ま
での配線のインダクタンスの働きで出力平滑用コンデン
サＣo の電圧Ｖo よりも少し高い値になる。図４の回路
でもスナバコンデンサＣs1、Ｃs2の電圧は出力電圧Ｖo
でクランプされる。
【００２５】スイッチＱがオフからオンに転換すると、
スナバコンデンサＣs1、Ｃs2のエネルギーは図２の回路
と同一の共振回路で出力平滑用コンデンサＣo に回生さ
れる。
スナバコンデンサＣs1、Ｃs2のエネルギーは図２の回路
と同一の共振回路で出力平滑用コンデンサＣo に回生さ
れる。
【００２６】図４の実施例は次の効果を有する。 （イ） 昇圧用リアクトルＬ1 と出力平滑用コンデンサ
Ｃo との間に図２の回路で設けた逆流阻止用ダイオード
Ｄa 、Ｄb に相当するものが無いので、図２の回路に比
べて損失を低減することができる。 （ロ） スイッチＱのオフ時にスナバコンデンサＣs1、
Ｃs2の電圧を図２の回路よりも高めることができるの
で、スナバコンデンサＣs1、Ｃs2のエネルギーの回生を
増大させることができる。
Ｃo との間に図２の回路で設けた逆流阻止用ダイオード
Ｄa 、Ｄb に相当するものが無いので、図２の回路に比
べて損失を低減することができる。 （ロ） スイッチＱのオフ時にスナバコンデンサＣs1、
Ｃs2の電圧を図２の回路よりも高めることができるの
で、スナバコンデンサＣs1、Ｃs2のエネルギーの回生を
増大させることができる。
【００２７】
【第４の実施例】図５に示す第４の実施例のスイッチン
グ電源装置は、図３の回路から逆流阻止用ダイオードＤ
a 、Ｄb を省き、この代りに第２のダイオードブリッジ
型整流回路２０ａを設け、スイッチＱを第２のダイオー
ドブリッジ型整流回路２０ａの一対の直流出力端子２２
ａ、２２ｂ間に接続した他は図３と同一に構成したもの
である。
グ電源装置は、図３の回路から逆流阻止用ダイオードＤ
a 、Ｄb を省き、この代りに第２のダイオードブリッジ
型整流回路２０ａを設け、スイッチＱを第２のダイオー
ドブリッジ型整流回路２０ａの一対の直流出力端子２２
ａ、２２ｂ間に接続した他は図３と同一に構成したもの
である。
【００２８】図５の第２のダイオードブリッジ型整流回
路２０ａは、６個のダイオードＤ11、Ｄ12、Ｄ13、Ｄ1
4、Ｄ15、Ｄ16をブリッジ接続したものであって、３つ
の入力端子２１ａ、２１ｂ、２１ｃは第１のダイオード
ブリッジ型整流回路４ａの入力端子８ａ、８ｂ、８ｃに
それぞれ接続されている。
路２０ａは、６個のダイオードＤ11、Ｄ12、Ｄ13、Ｄ1
4、Ｄ15、Ｄ16をブリッジ接続したものであって、３つ
の入力端子２１ａ、２１ｂ、２１ｃは第１のダイオード
ブリッジ型整流回路４ａの入力端子８ａ、８ｂ、８ｃに
それぞれ接続されている。
【００２９】図５のスイッチング電源装置は図４のスイ
ッチング電源装置の交流側を３相に変えた他は図４の装
置と同一であるので、図４の装置と同一の作用効果を有
する。
ッチング電源装置の交流側を３相に変えた他は図４の装
置と同一であるので、図４の装置と同一の作用効果を有
する。
【００３０】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図２及び図３の回路において交流ラインに昇圧
用リアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 を接続する代りに図１と
同様に直流出力ラインに昇圧用リアクトルを接続するこ
とができる。 （２） 第１及び第２の共振用リアクトルＬs1、Ｌs2の
いずれか一方を省くことができる。また、第１及び第２
の共振用リアクトルＬs1、Ｌs2に相当するインダクタン
スを配線のインダクタンスで得ることができる。 （３） スイッチＱをＩＧＢＴに限ることなく、トラン
ジスタ、ＦＥＴ等の別の半導体スイッチとすることがで
きる。
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図２及び図３の回路において交流ラインに昇圧
用リアクトルＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 を接続する代りに図１と
同様に直流出力ラインに昇圧用リアクトルを接続するこ
とができる。 （２） 第１及び第２の共振用リアクトルＬs1、Ｌs2の
いずれか一方を省くことができる。また、第１及び第２
の共振用リアクトルＬs1、Ｌs2に相当するインダクタン
スを配線のインダクタンスで得ることができる。 （３） スイッチＱをＩＧＢＴに限ることなく、トラン
ジスタ、ＦＥＴ等の別の半導体スイッチとすることがで
きる。
【図１】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。
る。
【図２】本発明の第１の実施例のスイッチング電源装置
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図３】第２の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。
路図である。
【図４】第３の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。
路図である。
【図５】第４の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。
路図である。
Ｑ スイッチ Ｃs1、Ｃs2 スナバコンデンサ Ｌs1、Ｌs2 共振用リアクトル Ｌ1 、Ｌ2 、Ｌ3 昇圧用リアクトル ４ａ、２０ａ 第１及び第２のダイオードブリッジ型整
流回路
流回路
Claims (3)
- 【請求項１】 交流電源端子と、昇圧用リアクトルと、
ダイオードブリッジ型整流回路と、スイッチと、出力平
滑用コンデンサと、第１及び第２のスナバコンデンサ
と、共振用リアクトルと、第１及び第２の逆流阻止用ダ
イオードと、第１、第２、第３及び第４の補助ダイオー
ドと、前記スイッチを前記交流電源端子の交流電圧の周
期よりも十分に短い周期でオン・オフ制御する制御回路
とを備え、 前記ダイオードブリッジ型整流回路の交流入力端子が前
記交流電源端子に接続され、 前記スイッチが前記ダイオードブリッジ型整流回路の一
対の直流出力端子間に接続され、 前記昇圧用リアクトルが前記交流電源端子と前記スイッ
チとの間の交流電源ライン又は直流電源ラインに対して
直列に接続され、 前記スイッチの一方の端子と前記出力平滑用コンデンサ
の一端との間に第１の逆流阻止用ダイオードが接続さ
れ、 前記出力平滑用コンデンサの他端と前記主スイッチの他
方の端子との間に第２の逆流阻止用ダイオードが接続さ
れ、 前記第１の補助ダイオードのアノードは前記スイッチの
一方の端子に接続され、 前記第１のスナバコンデンサは前記第１の補助ダイオー
ドのカソードと前記スイッチの他方の端子との間に接続
され、 前記第２の補助ダイオードのカソードは前記スイッチの
他方の端子に接続され、 前記第２のスナバコンデンサは前記スイッチの一方の端
子と前記第２の補助ダイオードのアノードとの間に接続
され、 前記第３の補助ダイオードが前記第１の補助ダイオード
のカソードと前記出力平滑用コンデンサの一端との間に
接続され、 前記第４の補助ダイオードが前記出力平滑用コンデンサ
の他端と前記第２の補助ダイオードのアノードとの間に
接続され、 前記共振用リアクトルが前記第１の補助ダイオードのカ
ソードと前記出力平滑用コンデンサの一端との間で前記
第３の補助ダイオードに直列に接続されているか、又は
前記第２の補助ダイオードのアノードと前記出力平滑用
コンデンサの他端との間で前記第４の補助ダイオードに
直列に接続されていることを特徴とするスイッチング電
源装置。 - 【請求項２】 交流電源端子と、昇圧用リアクトルと、
第１及び第２のダイオードブリッジ型整流回路と、スイ
ッチと、出力平滑用コンデンサと、第１及び第２のスナ
バコンデンサと、共振用リアクトルと、第１、第２、第
３及び第４の補助ダイオードと、前記スイッチを前記交
流電源端子の交流電圧の周期よりも十分に短い周期でオ
ン・オフ制御する制御回路とを備え、 前記第１及び第２のダイオードブリッジ型整流回路の交
流入力端子が相互に接続され、この相互接続された交流
入力端子が前記昇圧用リアクトルを介して前記交流電源
端子に接続され、 前記第１のダイオードブリッジ型整流回路の一対の直流
出力端子間に前記出力平滑用コンデンサが接続され、 前記第２のダイオードブリッジ型整流回路の一対の直流
出力端子間に前記スイッチが接続され、 前記第１の補助ダイオードのアノードは前記スイッチの
一方の端子に接続され、 前記第１のスナバコンデンサは前記第１の補助ダイオー
ドのカソードと前記スイッチの他方の端子との間に接続
され、 前記第２の補助ダイオードのカソードは前記スイッチの
他方の端子に接続され、 前記第２のスナバコンデンサは前記スイッチの一方の端
子と前記第２の補助ダイオードのアノードとの間に接続
され、 前記第３の補助ダイオードが前記第１の補助ダイオード
のカソードと前記出力平滑用コンデンサの一端との間に
接続され、 前記第４の補助ダイオードが前記出力平滑用コンデンサ
の他端と前記第２の補助ダイオードのアノードとの間に
接続され、 前記共振用リアクトルが前記第１の補助ダイオードのカ
ソードと前記出力平滑用コンデンサの一端との間で前記
第３の補助ダイオードに直列に接続されているか、又は
前記第２の補助ダイオードのアノードと前記出力平滑用
コンデンサの他端との間で前記第４の補助ダイオードに
直列に接続されていることを特徴とするスイッチング電
源装置。 - 【請求項３】 前記共振用リアクトルは第１及び第２の
共振用リアクトルから成り、前記第１の共振用リアクト
ルが前記第１の補助ダイオ−ドのカソ−ドと前記出力平
滑用コンデンサの一端との間で前記第３の補助ダイオ−
ドに直列に接続され、前記第２の共振用リアクトルが前
記第２の補助ダイオ−ドのアノ−ドと前記出力平滑用コ
ンデンサの他端との間で前記第４の補助ダイオ−ドに直
列に接続されていることを特徴とする請求項１又は２記
載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9178893A JP3028084B2 (ja) | 1997-06-18 | 1997-06-18 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9178893A JP3028084B2 (ja) | 1997-06-18 | 1997-06-18 | スイッチング電源装置 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1118420A JPH1118420A (ja) | 1999-01-22 |
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|---|---|---|---|
| JP9178893A Expired - Fee Related JP3028084B2 (ja) | 1997-06-18 | 1997-06-18 | スイッチング電源装置 |
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|---|---|---|---|---|
| JP4561945B2 (ja) * | 2000-09-08 | 2010-10-13 | サンケン電気株式会社 | 交流−直流変換装置 |
| JP4847710B2 (ja) * | 2005-04-01 | 2011-12-28 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5853366B2 (ja) | 2010-12-24 | 2016-02-09 | 富士通株式会社 | 電源装置、情報処理装置 |
-
1997
- 1997-06-18 JP JP9178893A patent/JP3028084B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1118420A (ja) | 1999-01-22 |
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