JP3020685B2 - 集積回路フィルタの調整方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、電子機器一般に使用
される半導体集積回路に係わり、これに内蔵されてアナ
ログ信号処理用として利用される能動形の集積フィルタ
回路の調整方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、電子回路の半導体集積回路化が進
み、従来集積化が困難とされていた高精度アナログフィ
ルタも例外ではなくなった。アナログ集積回路では、実
用的なコイルは作れないため内蔵の抵抗とコンデンサと
で特性が決まる能動フィルタ回路として構成するのが一
般的である。このとき問題となるのが、集積回路内にお
けるこれらの能動素子の絶対ばらつきである。集積回路
では、一般的に抵抗とコンデンサの絶対ばらつきはそれ
ぞれ±１０％〜±３０％程度はある。このため集積回路
内に高精度フィルタを作る場合には、何等かの調整が必
要である。最も簡単な２次の状態変数フィルタを例にと
ってみる。このようなフィルタの従来の調整方法を、図
７（Ａ）、（Ｂ）、及び図８（Ａ）、（Ｂ）を参照して
説明する。

【０００３】図７（Ａ）のフィルタは、入力端子１１か
らの信号がトランスコンダクタンス回路Ｇｍ１の一方に
供給される。トランスコンダクタンス回路Ｇｍ１の出力
端は、コンデンサＣ１を介して接地されるとともに、ト
ランスコンダクタンス回路Ｇｍ２の一方端に接続され
る。トランスコンダクタンス回路Ｇｍ２の出力端は、コ
ンデンサＣ２を介して接地されるとともに出力端子１２
に接続される。出力端子１２は、接続ラインを介してト
ランスコンダクタンス回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の他方入力端
に接続されている。各トランスコンダクタンス回路Ｇｍ
１、Ｇｍ２のｇｍ制御端子には、電流源１４、１５が接
続され、端子１３から入力される調整電圧により、その
電流を制御することによりｇｍを調整できる。このフィ
ルタは、２つのｇｍの値を同時に制御することによりフ
ィルタ特性を可変できるようになっている。

【０００４】図７（Ｂ）のフィルタは、可変コンデンサ
（バリキャップ）を同時調整することによりフィルタ特
性を可変できるフィルタである。同図（Ａ）のフィルタ
と類似する回路部には同一符号を付している。このフィ
ルタは、コンデンサＣ１、Ｃ２の部分がバリキャップダ
イオードＣ１１、Ｃ１２で構成されている。上記の図７
（Ａ）、（Ｂ）の調整は手動調整により行われるか、ま
たは、次に説明するような自動調整手段で行われる。

【０００５】図８（Ａ）のフィルタは、主信号系路に複
数の可変フィルタＦ１〜Ｆｎが存在する構成である。そ
してその自動調整手段は、基本的には制御対象の可変フ
ィルタと同一形式の調整用基準フィルタＦＸ、基準周波
数入力端子１６、検波器１７、コンデンサ１８により構
成されている。可変フィルタと同一の基準フィルタＦＸ
に基準周波数信号を入力し、基準フィルタＦＸの出力と
基準周波数信号とを位相比較するとフィルタによる位相
ずれに対応する検波出力を得ることができる。この検波
出力は、コンデンサ１８に平滑されて可変フィルタＦ１
〜Ｆｎの制御端子に供給されるとともに基準フィルタＦ
Ｘの制御端子にも供給される。これにより可変フィルタ
Ｆ１〜Ｆｎの周波数特性は、基準フィルタＦＸのものと
合わせられる。振幅検波によりフィルタの利得から特性
ずれを検出する方式の場合は、スイッチ１９が直流電源
２０側に接続された回路形式を取る。すると検波器１７
は、振幅検波出力を得ることになる。基準フィルタＦＸ
の検波出力電圧で帰還制御することにより、基準周波数
における各可変フィルタの利得を基準フィルタと同じよ
うに合わせ込むことができる。手動、自動の調整方法
は、いずれにも問題がある。図７（Ａ）、（Ｂ）のフィ
ルタの調整効果を、図８（Ｂ）に示すフィルタ特性を参
照して説明する。

【０００６】調整の基準とするのは、１つの基準周波数
でありこれが予め決めてある「目標値」と一致するよう
に図７の端子１３に印加する電圧を変えることにより調
整する。調整前のフィルタ特性が（Ｘ）であったとする
と、基準周波数における「検出値」より高い。そこで端
子１３に印加する電圧を変えることにより、フィルタの
時定数を高くする。これはフィルタ全体の特性を図のよ
うに圧縮させる（横軸が対数軸の場合は平行移動させ
る）ことに相当する。このように制御し「検出値」が
「目標値」と一致したときを待って全体の特性も目標特
性（Ｙ）に一致したとするものである。

【０００７】このように図７（Ａ）、（Ｂ）のフィルタ
は、周波数方向での誤差を補正するには有効である。し
かし例えばＱのばらつき等のフィルタ特性の形状のばら
つきに関しては制御できない。言い換えれば、この調整
方法は、先に述べた集積回路内の抵抗とコンデンサの絶
対ばらつきは補正できるが、相対ばらつきに関しては補
正できず、この分ばらつきが残ってしまう。

【０００８】また最近では、１つの集積回路内にいくつ
ものフィルタを内蔵することが多い。この場合、調整方
法としては手動調整方法、自動調整方法のいずれもが、
調整は１か所で行い、全フィルタを同時制御するという
方法を通常はとる。これは経済性にすぐれた現実的な方
法ではあるが、大部分（あるいは全て）のフィルタが、
「間接調整」となるので調整用の基準フィルタと目的の
フィルタとの間の相対誤差を避けられない。特に、最近
の集積回路では大規模化するにつれてこれらフィルタ間
のＩＣチップ上での距離もますます離れていく傾向にあ
り、高精度フィルタとしての精度が十分とれないのが現
状である。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】上記したように従来の
アナログ集積回路内である程度の精度の必要な能動フィ
ルタの場合、調整方法としては周波数の一点調整が一般
的である。しかしこの調整では、抵抗やコンデンサの素
子同士の相対ばらつきによる調整誤差は避けられないた
め、調整精度が悪いという欠点がある。そこでこの発明
は、半導体集積回路内に高精度の能動フィルタを実現で
きる集積フィルタ回路の調整方法を提供することを目的
とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】この発明は、少なくとも
２個以上のトランスコンダクタンス回路と少なくとも２
個以上のコンデンサとで構成され、少なくともコンダク
タンス、キャパシタンスのどちらかを可変できるように
した２次の状態変数フィルタからなる状態変数フィルタ
ブロックと、前記状態変数フィルタブロックの特性を調
整するために、出力を前記状態変数フィルタブロックに
与えるデジタルアナログ変換部と、前記デジタルアナロ
グ変換部に入力する調整データを保持したメモリとから
なる能動フィルタを調整する方法として、前記状態変数
フィルタブロックの調整時に前記状態変数フィルタブロ
ックにテスト信号としてインパルス波、パルス波または
ステップ波を入力し、この結果、前記状態変数フィルタ
ブロックから出力される応答信号をアナログデジタル変
換して演算制御部に取り込み、前記演算制御部に取り込
まれた応答信号をラプラス変換を含む演算処理を施すこ
とにより、フィルタ伝達特性を算出し、得られた伝達特
性からさらに２次の状態変数の少なくともω0 の値を算
出し、予め設定しているω0 の値とのずれを求め、この
ずれを補正するように前記デジタルアナログ変換部に調
整データを入力し、前記ずれが許容範囲であればその調
整データを前記メモリに記憶させるものである。

【００１１】

【作用】上記の手段により、メモリとデジタルアナログ
変換部により、対象となる集積フィルタ回路は、状態変
数フィルタの特性を決める各状態変数Ｑ、ω0が独立し
て与えられるので、従来のような周波数軸上での一点で
の一致ではなく、フィルタ特性の全体での一致が達成で
きる。よって高精度の能動フィルタとして機能させるこ
とができる。また、上記状態変数フィルタを多段に接続
して構成するため、次数の高いフィルタであっても格段
毎に分けてそれぞれ独立に調整が可能となり、複雑な特
性も精度良く合わせ込むことができる。調整において
は、デジタル制御系による「直接調整」を実現してお
り、半導体素子の相対ばらつきの精度に影響されること
なく高精度のフィルタ特性を実現できる。

【００１２】

【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照して説
明する。

【００１３】図１はこの発明の方法で使用される集積フ
ィルタ回路の一例を示している。このフィルタは変数可
変型の状態変数フィルタであり、最も基本的な２次の状
態変数フィルタである。調整タイプとしてはＧｍ可変型
の例を示している。トランスコンダクタンス回路Ｇｍ１
の正極入力端には端子２１が接続され、出力端にはコン
デンサＣ１を介して端子２２が設けられている。このト
ランスコンダクタクンス回路Ｇｍ１の出力端は、トラン
スコンダクタンス回路Ｇｍ２の正極入力端に接続されて
いる。さらにこのトランスコンダクタンス回路Ｇｍ２の
出力端は、出力端子２４に接続されている。またこのト
ランスコンダクタンス回路Ｇｍ２の出力端には、端子２
３がコンデンサＣ２を介して接続されている。出力端子
２４と、トランスコンダクタンス回路Ｇｍ１、Ｇｍ２の
負極入力端は共通に接続されている。

【００１４】トランスコンダクタンス回路Ｇｍ１、Ｇｍ
２の制御端には、それぞれ独立してデジタルアナログ
（Ｄ／Ａ）変換器２５、２６からの出力が与えられる。
Ｄ／Ａ変換器２５、２６には入力端子２７、２８から第
１、第２の調整データが入力される。この調整データ
は、メモリから読み出されたものである。

【００１５】上記フィルタは、トランスコンダクタンス
回路Ｇｍ１、Ｇｍ２にそれぞれＤ／Ａ変換器２５、２６
を介して与えられる調整値により状態変数が独立して決
められるように構成されている。入力端子２１、２２、
２３への信号の仕方によりフィルタを低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）及び高域通過
フィルタ（ＨＰＦ）として機能させることができる。

【００１６】今、端子２１を入力Ｖinとして、端子２２
と２３をそれぞれ接地すると、このフィルタは低域通過
フィルタとして機能する。この場合の伝達関数Ｖout ／
Ｖin（ＨLPF ）は

【００１７】

【数１】

【００１８】と表すことができる。このように２次のフ
ィルタの特性は、ω0とＱの２つの状態変数により一意
に決まる。この伝達関数は、一般に図１（Ｂ）のような
特性となり、Ｑが１に対して十分大きい場合は、図中に
示したようにω＝ω0 のところでωが十分低域のところ
に対して２０log Ｑ（dB）のピークを持つことになる。
従って、Ｑが１に対して十分大きい場合、周波数特性の
ピークを検出することにより状態変数ω0 とＱの値を知
ることができる。そうでない場合は、直接ω0 を検出す
ることにより状態変数Ｑの値を検出できないが、この場
合は、高域での減衰スロープから算出することができ
る。すなわち、ωがω0 から十分離れた高域では、減衰
の傾きがほぼ４０dB／oct に等しくなることを利用す
る。例えばω＝１０ω0 の周波数のところでは低域に対
して約４０dBの減衰となっており、この点を見付けるこ
とにより、ω0 の値を知ることができ、さらにこの周波
数における利得（減衰量）からＱの値を知ることができ
る。

【００１９】調整前のフィルタ特性の状態変数ω0 とＱ
の値が検出できれば、目標値に調整するのにはＧｍの値
をどのように変えれば良いかは（２）式、（３）式によ
り求めることができる。この両式よりあきらかなよう
に、Ｇｍ１／Ｇｍ２（比）を一定にしたままで、Ｇｍ１
・Ｇｍ２（積）を変えていくことにより、Ｑの値を一定
にしたままω0 のみを変化させることができ、またＧｍ
１・Ｇｍ２を一定にしたままでＧｍ１／Ｇｍ２を変えて
いくことによりω0 のみを変化させることができる。こ
のようにフィルタ特性を決める変数が少なく、しかも各
変数を独立に調整することが状態変数フィルタを用いる
最大の利点であり、後述するようにマイクロコンピュー
タを用いた複雑なフィルタ特性の合わせ込みも容易とな
る。

【００２０】先に述べた２次の低域通過フィルタの調整
において、Ｑが１に対して十分には大きくない場合、高
域での減衰スロープからω0 を検出する方法において
は、厳密に言えば、減衰スロープもＱの値の影響を受け
必ずしも一定とは限らない。

【００２１】このため特に、高精度が要求されるフィル
タにおいては、一回だけではω0 とＱの値とが正確に調
整しきれない場合もある。このような場合でも、上記し
たような「状態変数の検出−目標値への調整」という手
順を何回か繰り返せばより正確にフィルタ特性を合わせ
込むことができる。再び図１に戻って説明する。

【００２２】端子２３を信号入力Ｖinとして、端子２１
と２２をそれぞれ接地すると、このフィルタは高域通過
フィルタ（ＨＰＦ）として機能する。この場合の伝達関
数Ｖout ／Ｖin（＝ＨHPF)は

【００２３】

【数２】

【００２４】と表すことができる。この場合も、ω0 と
Ｑの２つの状態変数によりフィルタ特性は、一意に決ま
る。ω0 、Ｑの各値は、先の低域通過フィルタの場合の
式と全く同じであり、しかもその特性は、周波数軸ω＝
ω0 に対して全く対称な形をしている。従って、状態変
数の検出及び目標値の調整も先の述べた低域通過フィル
タの場合と全く同じように行うことにより、所望のフィ
ルタ特性に調整することが可能である。

【００２５】図１（Ａ）に示した基本回路は、さらに端
子２２を信号入力Ｖinとして端子２１と２３をそれぞれ
接地することにより、帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）とし
て機能する。この場合の伝達関数Ｖout ／Ｖin（＝ＨBP
F ）は

【００２６】

【数３】

【００２７】と表すことができる。この場合も、同図
（Ｂ）に示すようにフィルタ特性はω＝ω0 のところに
ピークができるが、（７）式からも明らかなようにこの
点での利得は１である。Ｑの値を検出する方法は、例え
ば利得がピーク（即ちω＝ω0 ）に対して３dB下がると
ころの周波数から求めるという方法がある。つまりｓ＝
ｊαω0 としαの値は

【００２８】

【数４】

【００２９】となり、各周波数αω0 （αは（１０）式
を満たす数値）のところでピークに対して３dB下がるこ
とを意味する。即ち、逆に言えば３dB下がるところの周
波数αω0 が検出できれば（１０）式よりＱの値を知る
ことができる。このようにして帯域通過フィルタの場合
もω0 とＱの値がわかれば、後は（８）、（９）式が先
の（２）、（３）式あるいは（５）、（６）式と同じな
ので、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）や高域通過フィルタ
（ＨＰＦ）の場合と全く同じ制御方法でω0 とＱの値を
調整して所望のフィルタ特性へ合わせ込んでいくことが
できる。図２は、この発明が適用された状態変数フィル
タの他の実施例である。

【００３０】図２のフィルタは、ノッチフィルタ（ＢＥ
Ｆ）と言われるもので、これは、図１の基本型のうち端
子２１と２３を入力とし、端子２２を接地したタイプで
ある。ただし、端子２１は、直接信号を入力するのに対
して端子２３へは、入力信号をβ倍して入力し、さらに
βの値を第３の調整データで調整できるようにしてい
る。従って、入力端子２１と端子２３間には、β増幅器
３０が接続され、この制御端子には、端子３３を通して
供給される調整データがＤ／Ａ変換器３２を介して供給
されるように構成されている。このフィルタの伝達関数
Ｖout ／Ｖin（＝ＨBPF ）は

【００３１】

【数５】

【００３２】と表すことができる。この場合は３変数で
あるから、各変数の独立調整は困難である。そこで例え
ば、スイッチ等を用いてβの値を強制的に１にする。ノ
ッチの位置は、（１０）式の伝達関数において分子を０
とする周波数（零点）であるから、β＝１の場合は、こ
のような零点とω0 が一致することは明らかである。即
ち、β＝１の場合のフィルタ特性のノッチ周波数を知る
ことで、ω0 の値を検出できる。またＱの値を検出する
方法は、先に述べたＢＰＦの場合と同じように、利得が
低域に対して３dB下がるところの周波数から求めればよ
い。つまり、ｓ＝ｊαω0 としてαの値は

【００３３】

【数６】

【００３４】となり、やはり角周波数αω0 （αは
（３）式を満たす値）のところで低域に対して３dB下が
ることを意味する。従って、３dB下がるところの周波数
から（１３）式を用いてＱの値を知ることができる。こ
のようにして検出したω0 やＱの値を調整した後、強制
的なβ＝１を解除する。この場合も、ノッチの位置は
（１０）式の分子を０にする周波数であるということに
より、ノッチの位置はω0 からω0 ／（β）^(1/2)へ移
動するのは明らかである。従って、検出特性のノッチの
位置からβの値を知ることができ、第３の調整データに
よりβの値を制御することで全体特性を合わせ込むこと
が可能となる。以上はこの発明の半導体フィルタ自動調
整システムに係わるフィルタ構成の基本となる２次の状
態変数フィルタの調整方法について説明した。次に、こ
の発明についてマイクロコンピュータを用いた全体の調
整システムについて具体的実施例を説明する。

【００３５】図３は、一実施例であり、調整対象となる
フィルタは、破線で囲むブロック４０である。ブロック
４０内には２次の状態変数フィルタが多段接続されてい
る。入力端子４１は、２次の第１の状態変数フィルタ
（図にはＢＩＱＵＡＤと記している）４２に接続される
とともに、スイッチＳＷ１、ＳＷ２の第１端子ａに接続
されている。第１の状態変数フィルタ４２の出力端は、
スイッチＳＷ１の第２端子ｂに接続されるとともに、ス
イッチＳＷ３の第１端子ａに接続されている。スイッチ
ＳＷ１の出力端は、第２の状態変数フィルタ４３の入力
端子に接続される。第２の状態変数フィルタ４３の出力
端は、スイッチＳＷ２の第２端子ｂに接続されるととも
にスイッチＳＷ３の第２端子ｂに接続される。スイッチ
ＳＷ２の出力端は、第３の状態変数フィルタ４４の入力
端子に接続される。第３の状態変数フィルタ４４の出力
端は、スイッチＳＷ３の第３の端子ｃに接続される。各
フィルタ４２、４３、４４は、２次のフィルタであるこ
とから、それぞれには調整データを変換して変数値Ｑ、
ω0 を与えるデジタルアナログ変換器４５〜５０が接続
されている。第１の状態変数フィルタ４２が調整される
ときは、スイッチＳＷ３は第１端子ａを接続するように
制御される。第２の状態変数フィルタ４３が単独で調整
されるときは、スイッチＳＷ１は端子ａ側、スイッチＳ
Ｗ３は端子ｂに接続される。第３の状態変数フィルタ４
４が単独で調整されるときは、スイッチＳＷ２は端子ａ
側、スイッチＳＷ３は端子ｃに接続される。このように
スイッチＳＷ１〜ＳＷ３の接続状態により、フィルタの
単独調整、あるいは組み合わせ調整が可能である。

【００３６】フィルタブロック４０の出力端子５１は、
アナログデジタル変換器５２に接続されている。このア
ナログ変換器５２の出力データは、バスライン５３を介
して中央演算処理装置（ＣＰＵ）５４に取り込まれる。
また、ＣＰＵ５４は、バスライン５３、インターフェー
ス５５を介して、信号発生器５６を制御し、所望の周波
数信号を出力させることができる。信号発生器５６の出
力は、フィルタブロック４０の入力端子４１に供給され
る。またバスライン５３には、各状態変数フィルタの目
標特性や調整データを保持している不揮発性メモリ５７
が接続されている。

【００３７】ＣＰＵ５４は、全体の動作を管理するもの
で、フィルタ調整時に検出した周波数特性により状態変
数のω0 とＱの値を算出し、目標値とのずれを補正でき
るように調整データを設定し、Ｄ／Ａ変換器に供給す
る。そして調整データが決定されると、そのデータを不
揮発性メモリ５７に書き込む。この調整システムは、製
品となる電子機器上に全て備えることも可能であるが、
製品コストの上昇を押さえるためにはＤ／Ａ変換器と不
揮発性メモリのみを製品内に内蔵し、調整時に必要な他
のシステムは、製品の製造時の調整工程にてバスライン
を介して接続できるようにしておくのが好ましい。この
ようにしておけば、調整精度を上げるために必要な高精
度のアナログデジタル変換器や高精度の調整入力信号発
生器、さらには処理能力の高いＣＰＵが製品コストに影
響せず、しかも後で容易に変更や機能アップが可能とい
うことになる。この場合、製品となった電子機器はメモ
リに記憶されている調整データが動作中連続してＤ／Ａ
変換器に供給され続けることにより調整時に合わせ込ま
れたフィルタ特性で動作させることができることにな
る。最近の電子機器にはほとんどと言っていいほどマイ
クロコンピュータが組み込まれており、予め組み込まれ
ているマイクロコンピュータシステムと役割分担させる
方が好ましい。またそれゆえ、このようなデジタル制御
系による調整システムとの相性も良く、内蔵するＤ／Ａ
変換器と不揮発性メモリも製品コスト上昇分は、ごくわ
ずかとなる。この点で、フィルタの集積回路への内蔵
化、調整の自動化、調整ボリウムの削減等によるコスト
のメリットの方がはるかに大きい。さらにＤ／Ａ変換器
と不揮発性メモリも調整対象の集積回路への内蔵は困難
ではないので、本システムを採用してもみかけ上製品規
模はほとんど増えないということもありえる。

【００３８】制御するフィルタは、２次の状態変数フィ
ルタの多段構成を前提としているが、調整時には各段１
つずつ調整が行えるようにしておく。これはトータルで
どのように複雑なフィルタ特性であっても各段の状態変
数が合ってさえいれば、トータル特性を精度良く合わせ
ることができるためであり、調整精度と調整のしやすさ
を考えてこのようにしている。

【００３９】これを実現するのに、上記の実施例では２
段目以後の各段の信号入力部に選択スイッチを設け、全
体への入力と前段の出力とが選べるようになっている。
またフィルタ出力部には、各段の出力を選択するスイッ
チを設けてある。調整時には入力信号が当然調整段へ入
力され、Ａ／Ｄ変換器へは調整段の出力が接続されるよ
うにスイッチが制御される。このような各段の制御法以
外にも調整段以外の全ての段をデジタルアナログ変換の
設定等でなるべくフラットな特性にしておいて全体特性
をみて各段ごとの調整を行うという方法もある。次に、
フィルタ調整時にフィルタの周波数特性を検出するため
の信号入力法と周波数特性を得る方法について具体的実
施例を２つ上げて説明する。

【００４０】図４（Ａ）は、信号発生器５６から正弦波
を出力して調整を行う場合の例である。図には必要なブ
ロックを図３から抽出して示してる。ＣＰＵ５４は、信
号発生器５６の出力信号周波数をステップ的に変更する
ことができる。フィルタブロック４０からの出力は、Ａ
／Ｄ変換器５２でデジタル信号に変換され、ＣＰＵ５４
に取り込まれる。このようにして得るフィルタ特性の検
出結果Ｑ、ω0 が目標値の許容範囲にあるかどうかが判
断される。許容範囲外であれば、調整データを再設定し
て調整中のフィルタに対応したＤ／Ａ変換器へ与え、許
容範囲内に合わせ込むようにしている。この方法の場
合、フィルタ出力部とＡ／Ｄ変換器５２の間に、振幅検
波器６１を設けて、出力される振幅に比例して得られる
直流電圧をアナログデジタル変換することにより、アナ
ログデジタル変換の負担を減らし、周波数特性検出のス
ピードアップをすることもできる。

【００４１】この方法の欠点は、周波数特性に急俊な変
化を持つ部分がある場合、周波数のステップが粗いこ
と、このような急俊な変化の部分での調整精度がとれな
いこと、言い換えれば、このような周波数特性の場合は
周波数のステップを細かくしなければならないため、調
整時間を長く必要とするということである。このような
欠点の改善を得るには、同図（Ｂ）に示すような入力信
号供給方法が良い。

【００４２】これは、信号源５６からフィルタへ供給す
る信号としてインパルス信号を用いるものである。そし
てこれに対する時間応答を、ＣＰＵ５４にてラプラス変
換し、リアルタイムで周波数特性を得るものである。こ
の場合、理想的なインパルス信号は実現できないので、
実際には短い幅のパルスを入力することになる。この
時、ラプラス変換により得られる特性は、実際の周波数
特性とはやや異なるが予めパルス幅を決めておき、パル
ス幅の入力に応じて目標特性の設定を補正しておけばよ
い。同様に考えてインパルス信号の代わりにステップ信
号を入力とすることも可能である。

【００４３】上記したように、半導体集積アナログフィ
ルタとその調整システムを用いれば、フィルタを構成す
る各状態変数フィルタ毎に、全状態変数をそれぞれ独立
して調整することが容易に可能となる。これにより従来
のように１点での調整と異なり、全体のフィルタ特性を
合わせ込めるために、アナログ集積回路内でも精度の高
いフィルタが実現可能となる。調整システムは、対象機
器の製造工程においてそのほとんどを機器の外にバスラ
インを介して接続することにより構築するため、機器の
コスト上昇分はごくわずかである。代わりにマイクロコ
ンピュータ処理を中心とするデジタル制御系であるため
自動化に向いており、フィルタの集積化によるコストメ
リットのほか、調整コストの削減及び調整ボリウムの削
減に大きな効果がある。この発明は、高精度が必要なた
め集積化が見送られていたフィルタに対しても集積回路
への内蔵への道を開くものであり、マイクロコンピュー
タによるデジタル制御系も最近のデジタル化への流れと
整合しやすくそれだけ利用価値も大きい。図５は、この
発明のシステム調整装置の他の実施例である。

【００４４】入力端子７１にはフィルタ前段回路の出力
信号が供給される。また７０は信号源である。スイッチ
７２は、フィルタ調整時には、信号源７０からの信号を
状態変数フィルタ４０ａの入力端子２１ａに導く。信号
源７０から出力される信号としてはインパルス、ステッ
プパルスまたはパルス信号である。状態変数フィルタ４
０ａの特性制御端には、Ｄ／Ａ変換部７３からの状態変
数ω0 、Ｑを与えることができる。状態変数フィルタ４
０ａは、出力端子に導出されるとともに、Ａ／Ｄ変換器
７４に入力される。このＡ／Ｄ変換器７４の出力データ
は、演算制御部７５に入力される。ＲＯＭ７６は、理想
信号波形データを記憶している。ＲＯＭ７６は、電源の
オンオフに係わらず内部データが消えることのない、書
き込み可能な不揮発性メモリである。演算制御部７５
は、Ａ／Ｄ変換器７４から得られた計測信号波形データ
と理想信号波形データとを比較し、計測信号波形データ
が理想波形データに近付くようにＤ／Ａ変換部７３を通
して状態変数フィルタ４０ａの特性を調整する。計測信
号波形データと理想信号波形データのずれが許容値以内
になると、そのときにＤ／Ａ変換部７３に与えてられて
いる調整データはＲＯＭ７６に書き込まれる。なお、調
整前には、ＲＯＭ７６には、調整データの初期値が格納
されており、実際のフィルタ調整が終了したときにこの
調整データが修正されることになる。フィルタ調整が終
了すれば、スイッチ７２は、演算制御部７５の指令によ
り入力端子７１側を選択する。

【００４５】状態変数フィルタとしては、先に図１で示
した回路を用いればよい。従って、Ｄ／Ａ変換部７３
は、図１にあるように２個のＤ／Ａ変換器（図では２５
と２６）とから成り、これで２つの状態変数をコントロ
ールする。この調整方法も先の例と同様に２つのＤ／Ａ
変換器の出力で制御するトランスコンダクタンスの比を
変えることによりＱの値を、積を変えることによりω0
の値を変えればよい。

【００４６】上記のフィルタの周波数特性は、例えば図
６（Ａ）の如く表され、そのステップ応答は、同図
（Ｂ）の如く表される。ステップ応答波形は、フィルタ
出力の理想ステップ応答を示しており、このような波形
に近付くように、トランスコンダクタンスが制御され
る。このような方法でも前述の実施例と同様に、周波数
方向だけの特性調整ではなく、特性全体の調整が可能と
なり、理想に近いフィルタ特性を得ることができる。こ
の方法が前述の実施例と特に異なるのは、前述の例がラ
プラス変換を用いて周波数特性を検出していたのに対し
て、時間応答特性から直接フィルタ特性を調整している
点である。

【００４７】

【発明の効果】以上説明したようにこの発明によれば、
半導体集積回路内に高精度の能動フィルタを実現でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の方法で使用される集積フィルタ回路
の一例を示す構成説明図とその各周波数応答特性を示す
図。

【図２】この発明の方法で使用される集積フィルタ回路
の他の例を示す構成説明図。

【図３】この発明の方法を実施する集積フィルタ調整装
置の一例を示す構成説明図。

【図４】図３の調整装置の動作例を示す説明図。

【図５】この発明の方法を実施する集積フィルタ調整装
置の他の例を示す構成説明図。

【図６】図５に示したフィルタ回路の周波数応答特性及
びステップ応答特性を示す図。

【図７】従来のフィルタ回路の例を示す図。

【図８】従来のフィルタ調整回路とフィルタ特性の変化
の例を示す図。

【符号の説明】

２１〜２３…端子、２５、２６、３２、４６〜５０、７
３…Ｄ／Ａ変換器、Ｇｍ１、Ｇｍ２…トランスコンダク
タンス回路、３０…β増幅器、Ｃ１、Ｃ２…コンデン
サ、４０…フィルタブロック、４２、４３、４４、４０
ａ…２次状態変数フィルタ、ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３…
スイッチ、５２、７４…Ａ／Ｄ変換器、５４…ＣＰＵ、
５５…インターフェース、５６…信号発生器、５７、７
６…ＲＯＭ、７５…演算制御部。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−93309（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−34717（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−167514（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−61113（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03H 11/12 H01L 27/00 H03H 11/04

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少なくとも２個以上のトランスコンダク
   タンス回路と少なくとも２個以上のコンデンサとで構成
   され、少なくともコンダクタンス、キャパシタンスのど
   ちらかを可変できるようにした２次の状態変数フィルタ
   からなる状態変数フィルタブロックと、前記状態変数フ
   ィルタブロックの特性を調整するために、出力を前記状
   態変数フィルタブロックに与えるデジタルアナログ変換
   部と、前記デジタルアナログ変換部に入力する調整デー
   タを保持したメモリとからなる能動フィルタを調整する
   方法として、 前記状態変数フィルタブロックの調整時に前記状態変数
   フィルタブロックにテスト信号としてインパルス波、パ
   ルス波またはステップ波を入力し、この結果、前記状態
   変数フィルタブロックから出力される応答信号をアナロ
   グデジタル変換して演算制御部に取り込み、前記演算制
   御部に取り込まれた応答信号をラプラス変換を含む演算
   処理を施すことにより、フィルタ伝達特性を算出し、得
   られた伝達特性からさらに２次の状態変数の少なくとも
   ω0 の値を算出し、予め設定しているω0 の値とのずれ
   を求め、このずれを補正するように前記デジタルアナロ
   グ変換部に調整データを入力し、前記ずれが許容範囲で
   あればその調整データを前記メモリに記憶させることを
   特徴とするフィルタ調整方法。
2. 【請求項２】 前記デジタルアナログ変換部は、前記２
   個以上のトランスコンダクタンス回路または前記２個以
   上のコンデンサのいずれか一方について、各トランスコ
   ンダクタンス値またはキャパシタ値の比を一定にしつ
   つ、その値を増減させることにより、前記ω0 の値の合
   わせ込みを行うことを特徴とする請求項１記載のフィル
   タ調整方法。
3. 【請求項３】 前記伝達特性から２次の状態変数のさら
   にＱの値を算出し、予め設定しているＱの値とのずれを
   求め、このずれを補正するように前記デジタルアナログ
   変換部に調整データを入力し、前記ずれが許容範囲であ
   ればその調整データを前記メモリに記憶させることを特
   徴とする請求項１記載のフィルタ調整方法。
4. 【請求項４】 前記デジタルアナログ変換部は前記２次
   の状態変数フィルタに接続された少なくとも２つのデジ
   タルアナログ変換器からなり、前記２個以上 のトランス
   コンダクタンス回路または前記２個以上のコンデンサの
   いずれか一方について、各トランスコンダクタンス値ま
   たはキャパシタ値の比を一定にしつつ、その積を増減さ
   せることにより、前記ω0 の値の合わせ込みを行い、各
   トランスコンダクタンス値またはキャパシタ値の積を一
   定にしつつ、その比を増減させることにより前記Ｑの値
   の合わせ込みを行うことを特徴とする請求項３記載のフ
   ィルタ調整方法。