JP3011225B2 - 直流電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は直流電源装置に関し、更
に詳しくは電源投入時又は瞬時停電時等で発生する突入
電流を制限する機能を備えた直流電源装置に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】従来の直流電源装置として、例えば特公
昭６３−３７５８４号公報には力率改善機能を有する直
流電源回路が開示されている。また、前記の直流電源回
路において交流電源投入時及び瞬時停電時等で発生する
突入電流を制限するため、図４に示すように全波整流回
路(2)と平滑回路(12)との間に突入電流制限回路(15)を
設けた直流電源装置は従来から広く使用されている。即
ち、図４の直流電源装置は、交流電源(1)の交流電圧Ｖ
_INを全波整流して全波整流電圧を出力する全波整流回路
(2)と、全波整流回路(2)の全波整流電圧を平滑して負荷
(3)に印加する平滑回路(12)と、交流電源(1)の投入時に
全波整流回路(2)の出力側に流れる突入電流を制限する
突入電流制限回路(15)とを備えている。負荷(3)は、例
えば図４に示す例ではスイッチングレギュレータの主コ
ンバータ部であり、１次巻線(13a)、２次巻線(13b)及び
補助巻線(13c)を有する主トランス(13)と、ゲート端子
に付与される制御パルス信号によりオン・オフ動作して
主トランス(13)の１次巻線(13a)に交流電圧を発生する
ＭＯＳ-ＦＥＴ(14)とを有する。平滑回路(12)は、略等
しい第１及び第２のコンデンサ(5)、(6)を含む直列回路
(4)を全波整流回路(2)の出力端子(8)、(9)間に接続する
と共に、全波整流回路(2)からの全波整流電圧により各
コンデンサ(5)、(6)を直列関係で充電するための充電用
ダイオード(7)を第１及び第２のコンデンサ(5)、(6)間
に介装し、全波整流電圧がコンデンサ電圧よりも低下し
たときに各コンデンサ(5)、(6)から負荷(3)に並列関係
に放電させるための第１及び第２の放電用ダイオード(1
0)、(11)を各コンデンサ(5)、(6)にそれぞれ接続して構
成される。突入電流制限回路(15)は、前記突入電流を制
限する電流制限用抵抗(16)と、負荷(3)の起動時に主ト
ランス(13)の補助巻線(13c)に発生する電圧によりオン
状態となり電流制限用抵抗(16)を短絡する起動用スイッ
チング素子としてのサイリスタ(17)とを有する。また、
主トランス(13)の補助巻線(13c)とサイリスタ(17)のゲ
ート端子との間には逆流防止用ダイオード(18)が接続さ
れている。

【０００３】図４の直流電源装置の動作は以下の通りで
ある。交流電源(1)の投入時は、ＭＯＳ-ＦＥＴ(14)がま
だオン・オフ動作を開始せず、主トランス(13)の補助巻
線(13c)には電圧が発生しないので、突入電流制限回路
(15)のサイリスタ(17)はオフ状態のままである。したが
って、このときに全波整流回路(2)の出力側に流れる突
入電流は突入電流制限回路(15)の電流制限用抵抗(16)を
通して平滑回路(12)及び負荷(3)に流れるから、平滑回
路(12)及び負荷(3)に流れ込む突入電流を制限すること
ができる。交流電源(1)の投入後、負荷(3)が起動されて
ＭＯＳ-ＦＥＴ(14)がオン・オフ動作を開始すると、主
トランス(13)の１次巻線(13a)に交流電圧が発生して補
助巻線(13c)に電圧が誘起される。主トランス(13)の補
助巻線(13c)に発生した電圧は、逆流防止用ダイオード
(18)を介して突入電流制限回路(15)のサイリスタ(17)の
ゲート端子に印加され、サイリスタ(17)がターンオンす
る。これにより、突入電流制限回路(15)の電流制限用抵
抗(16)が短絡され、負荷(3)の起動時以降の定常動作時
は全波整流回路(2)の出力端子(8)、(9)間に出力される
全波整流電圧がサイリスタ(17)を介して平滑回路(12)及
び負荷(3)に印加される。

【０００４】負荷(3)の定常動作時において、全波整流
回路(2)からサイリスタ(17)を通して平滑回路(12)の直
列回路(4)に充電電流が流れ、第１及び第２のコンデン
サ(5)、(6)が充電される。各コンデンサ(5)、(6)の静電
容量は略同一であるので、各コンデンサ(5)、(6)には、
略半分に分圧された全波整流電圧が各々印加される。各
コンデンサ(5)、(6)は、交流電源(1)により全波整流回
路(2)及び充電用ダイオード(7)を介して全波整流電圧の
ピーク値の１／２の電圧まで充電される。全波整流電圧
がピーク値から正弦波に沿って下降すると、各コンデン
サ(5)、(6)への充電は停止し、第１及び第２の放電用ダ
イオード(10)、(11)がオン状態となるまで各コンデンサ
(5)、(6)の電圧はその値を保持する。この間、全波整流
回路(2)から負荷(3)に電力が供給される。全波整流電圧
が更に下降し、各コンデンサ(5)、(6)の電圧が各コンデ
ンサに印加する全波整流電圧よりも高くなると、オフ状
態にあった第１及び第２の放電用ダイオード(10)、(11)
がオン状態となる。このとき、各コンデンサ(5)、(6)か
らそれぞれ各放電用ダイオード(10)、(11)を通じて負荷
(3)に放電され、交流電源(1)から全波整流回路(2)を介
して負荷(3)へ電流が流れることはない。全波整流電圧
が０Ｖに下降し、０Ｖから上昇して、各コンデンサ
(5)、(6)の電圧を越えると、各放電用ダイオード(10)、
(11)はオフ状態となり、各コンデンサ(5)、(6)の放電が
停止する。その後、全波整流電圧がコンデンサ(5)及び
(6)の和電圧を越えると、各コンデンサ(5)、(6)への充
電が開始され、以後上記と同様の動作が繰り返される。
したがって、この回路全体の出力電圧Ｖ_OUT、即ち負荷
(3)への入力電圧は平滑された直流電圧となる。

【０００５】上記のように、図４の直流電源装置では交
流電源(1)の投入時に全波整流回路(2)の出力側に流れる
突入電流が電流制限用抵抗(16)を通して平滑回路(12)及
び負荷(3)に流れるので、平滑回路(12)及び負荷(3)に流
れ込む突入電流を制限して突入電流による回路素子の破
壊を防止することができる。また、交流電源(1)の電圧
低下時又は停電時等において、直流出力電圧を負荷(3)
に継続して付与させることができる。更に、交流電源
(1)から回路全体に入力する電流は、従来のコンデンサ
入力型に比較して休止区間が短くかつピーク値が低くな
るので、導通角が広がり力率が非常に良くなる利点があ
る。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図４の直流
電源回路では、突入電流制限回路(15)を全波整流回路
(2)と平滑回路(12)との間に接続しているので、負荷(3)
の起動時以降においてサイリスタ(17)に比較的大きな電
流が流れる。そのため、サイリスタ(17)は定格の大きな
ものを使用しなければならず、また、サイリスタ(17)の
発熱量が多くなるので放熱面積の大きい放熱器（ヒート
シンク）が必要となり、部品実装の際に大きなスペース
を占有してしまう欠点があった。また、比較的高価なサ
イリスタを含む突入電流制限回路(15)を別個に設けてい
るので、部品点数が増加して製造コストが高騰する欠点
があった。

【０００７】そこで、本発明では部品実装スペースを縮
小できかつ製造コストを削減できる直流電源装置を提供
することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明による直流電源装
置は、交流電源からの交流電圧を整流して整流電圧を出
力する整流回路と、該整流回路の出力を平滑して負荷に
直流電圧を供給する平滑回路と、前記交流電源の投入時
に前記整流回路から流れる突入電流を制限する突入電流
制限回路とを備えている。前記平滑回路は、前記整流回
路の出力端子間に直列に接続された第１及び第２のコン
デンサと、該第１及び第２のコンデンサ間に接続されか
つ前記整流回路からの整流電圧により前記第１及び第２
のコンデンサを直列関係で充電する充電用整流素子と、
前記第１及び第２のコンデンサに各々接続されかつ前記
整流回路の整流電圧が前記各コンデンサの電圧よりも低
下したときに前記各コンデンサから前記負荷へ並列関係
で各々放電する第１及び第２の放電用整流素子とを有す
る。前記突入電流制限回路は、前記突入電流を制限する
電流制限用抵抗と、前記電流制限用抵抗を短絡する起動
用スイッチング素子とを有する。この直流電源装置で
は、前記電流制限用抵抗を前記充電用整流素子と直列に
接続し、前記起動用スイッチング素子を前記充電用整流
素子と前記電流制限用抵抗との直列回路と並列に接続
し、前記交流電源の投入時は前記突入電流が前記充電用
整流素子及び前記電流制限用抵抗を通して流れ、前記負
荷の起動時以降は前記第１及び第２のコンデンサに流れ
る充電電流が前記起動用スイッチング素子を通して流れ
る。

【０００９】また、本発明による他の直流電源装置で
は、前記負荷の動作時において前記負荷の端子電圧が所
定の電圧よりも低下したときにトリガ信号を発生する出
力電圧検出回路と、前記起動用スイッチング素子と逆並
列に接続されかつ前記出力電圧検出回路のトリガ信号に
よりオン状態となる直列放電用スイッチング素子とを設
け、前記直列放電用スイッチング素子がオン状態のとき
前記第１及び第２のコンデンサから前記負荷へ直列関係
で放電される。実際には、前記起動用スイッチング素子
及び前記直列放電用スイッチング素子は双方向性スイッ
チング素子で構成される。

【００１０】

【作用】交流電源の投入時は、起動用スイッチング素子
はオフ状態であるので、整流回路の出力側に流れる突入
電流が充電用整流素子及び電流制限用抵抗を通して流れ
る。これにより、整流回路の出力側に流れる突入電流が
制限される。また、負荷の起動時は、起動用スイッチン
グ素子がオン状態となるので、それ以降は第１及び第２
のコンデンサに流れる充電電流が起動用スイッチング素
子を通して流れる。このため、負荷の通常動作時におい
て起動用スイッチング素子に流れる電流が小さく、起動
用スイッチング素子の発熱量を抑制できる。これによ
り、放熱器等の外形寸法を小さくして部品実装スペース
を縮小できる。また、起動用スイッチング素子は、交流
電源投入時はオフ状態で突入電流を電流制限用抵抗にバ
イパスさせ、負荷の起動時以降はオン状態で各コンデン
サの充電用整流素子として動作するので、突入電流制限
回路を別個に設ける必要がなく、部品点数を少なくして
製造コストを削減できる。

【００１１】更に、出力電圧検出回路と直列放電用スイ
ッチング素子とを設けた場合は、負荷の通常動作時にお
いて負荷の端子電圧が所定の電圧よりも低下したとき、
出力電圧検出回路のトリガ信号により直列放電用スイッ
チング素子がオン状態になり、第１及び第２のコンデン
サから負荷へ直列関係で放電されるので、平滑回路の出
力電圧が上昇する。したがって、交流電源の投入時に整
流回路の出力側に流れる突入電流を制限できると共に、
瞬時停電時等における直流電源装置の出力保持時間を延
長することが可能である。

【００１２】

【実施例】以下、本発明による直流電源装置の実施例を
図１及び図２に基づいて説明する。但し、図１では図４
に示す箇所と同一の部分には同一の符号を付し、その説
明を省略する。本実施例の直流電源装置は、図１に示す
ように、図４の回路において、突入電流制限回路(15)の
電流制限用抵抗(16)を充電用ダイオード(7)と直列に接
続し、突入電流制限回路(15)のサイリスタ(17)を充電用
ダイオード(7)と電流制限用抵抗(16)との直列回路と並
列に接続したものである。その他の構成は図４の回路と
同一である。

【００１３】上記の構成において、交流電源(1)の投入
時はＭＯＳ-ＦＥＴ(14)がまだオン・オフ動作を開始せ
ず、主トランス(13)の補助巻線(13c)には電圧が発生し
ないので、サイリスタ(17)はオフ状態のままである。し
たがって、このときに全波整流回路(2)の出力側に流れ
る突入電流は殆ど平滑回路(12)へ流れ込むので、第１の
コンデンサ(5)、充電用ダイオード(7)、電流制限用抵抗
(16)及び第２のコンデンサ(6)の経路で突入電流が流れ
る。これにより、交流電源(1)の投入時に全波整流回路
(2)から流れる突入電流を制限することができる。交流
電源(1)の投入後、図２に示すように第１又は第２のコ
ンデンサ(5)、(6)の充電電圧Ｖ_Cが徐々に上昇して行
き、時刻ｔ₁において充電電圧Ｖ_Cが全波整流回路(2)の
電圧Ｖ_Rの略１／２に達すると、それ以降において負荷
(3)が起動され、ＭＯＳ-ＦＥＴ(14)がオン・オフ動作を
開始する。このとき、主トランス(13)の１次巻線(13a)
に交流電圧が発生して補助巻線(13c)に電圧が誘起され
る。主トランス(13)の補助巻線(13c)に発生した電圧
は、逆流防止用ダイオード(18)を介してサイリスタ(17)
のゲート端子に印加され、サイリスタ(17)がターンオン
する。これにより、電流制限用抵抗(16)が短絡され、負
荷(3)の起動時以降は平滑回路(12)の第１及び第２のコ
ンデンサ(5)、(6)に流れる充電電流が第１のコンデンサ
(5)、サイリスタ(17)及び第２のコンデンサ(6)の経路で
流れる。負荷(3)の起動時以降の定常動作については、
前述の図４の回路の場合とほぼ同様であるので説明は省
略する。

【００１４】上述の通り、図１の直流電源装置では、交
流電源(1)の投入時において全波整流回路(2)の出力側に
流れる突入電流が充電用ダイオード(7)及び電流制限用
抵抗(16)を通して流れて突入電流を制限し、負荷(3)の
起動時以降において平滑回路(12)の第１及び第２のコン
デンサ(5)、(6)に流れる充電電流がサイリスタ(17)を通
して流れる。このため、負荷(3)の定常動作時において
サイリスタ(17)に流れる電流が小さく、サイリスタ(17)
の発熱量を抑制できる。したがって、サイリスタ(17)は
定格の小さい小型のものを使用でき、またサイリスタ(1
7)の放熱器等の外形寸法を小さくして部品実装スペース
を縮小できる。また、サイリスタ(17)は、交流電源(1)
の投入時はオフ状態で突入電流を電流制限用抵抗(16)に
バイパスさせ、負荷(3)の起動時以降はオン状態で各コ
ンデンサ(5)、(6)の充電用整流素子として動作するの
で、図４に示す回路のように全波整流回路(2)と平滑回
路(12)との間に突入電流制限回路(15)を別個に設ける必
要がない。したがって、部品点数を減少させて製造コス
トを削減できる。更に、充電用ダイオード(7)は、電源
投入時の僅かな時間に突入電流が流れるのみであるか
ら、小型で小容量のものを使用できる。

【００１５】図１の直流電源装置は変更が可能である。
即ち、この変更実施例の直流電源装置は、図３に示すよ
うに、負荷(3)の定常動作時において、負荷(3)の端子電
圧、即ち出力電圧Ｖ_OUTがツェナダイオード(19)の電圧
Ｖ_Zよりも低下したときにトリガ信号を発生する出力電
圧検出回路(20)を図１の回路に設け、先述の起動用スイ
ッチング素子としての機能と、出力電圧検出回路(20)の
トリガ信号によりオン状態となり第１及び第２のコンデ
ンサ(5)、(6)から負荷(3)へ直列関係で放電する直列放
電用スイッチング素子としての機能とを兼ね備えた双方
向性スイッチング素子としてのトライアック（ＴＲＩＡ
Ｃ：双方向３端子サイリスタ）(21)を図１のサイリスタ
(17)の代わりに接続したものである。出力電圧検出回路
(20)は、ツェナダイオード(19)、フォトカプラ(22)、出
力電圧低下検出用トランジスタ(23)及びダイオード(24)
で構成される。また、図３において、(22a)及び(22b)は
フォトカプラ(22)の発光部及び受光部、(25)は起動用ト
ランジスタ、(26)は点弧用ダイオード、(27)〜(29)は直
列抵抗を示す。その他の構成は図１の回路と同一であ
る。

【００１６】図３の構成において、交流電源(1)の投入
時はＭＯＳ-ＦＥＴ(14)がまだオン・オフ動作を開始せ
ず、主トランス(13)の補助巻線(13c)には電圧が発生し
ないので、起動用トランジスタ(25)はオン状態になら
ず、トライアック(21)はオフ状態のままである。したが
って、このときの全波整流回路(2)からの突入電流は殆
ど平滑回路(12)へ流れ、第１のコンデンサ(5)、充電用
ダイオード(7)、電流制限用抵抗(16)及び第２のコンデ
ンサ(6)の経路で流れる。これにより、交流電源(1)の投
入時に全波整流回路(2)の出力側に流れる突入電流を制
限することができる。交流電源(1)の投入後、負荷(3)が
起動されるとＭＯＳ-ＦＥＴ(14)がオン・オフ動作を開
始する。このとき、主トランス(13)の１次巻線(13a)に
交流電圧が発生して補助巻線(13c)に電圧が誘起され
る。主トランス(13)の補助巻線(13c)に発生した電圧に
より、起動用トランジスタ(25)がオン状態となりかつ点
弧用ダイオード(26)が導通して、トライアック(21)がタ
ーンオンする。これにより、電流制限用抵抗(16)が短絡
され、負荷(3)の起動時以降の定常動作時は平滑回路(1
2)の第１及び第２のコンデンサ(5)、(6)に流れる充電電
流が第１のコンデンサ(5)、トライアック(21)及び第２
のコンデンサ(6)の経路で流れる。

【００１７】負荷(3)の定常動作時において、出力電圧
Ｖ_OUTが第１及び第２のコンデンサ(5)、(6)の直列回路
(4)の電圧２Ｖ_C1（＝２Ｖ_C2）より高いとき、トライア
ック(21)の第１及び第２の主端子Ｔ₁、Ｔ₂にはそれぞれ
＋、−の極性の電圧が印加されるので、点弧用ダイオー
ド(26)は導通状態のままである。したがって、トライア
ック(21)はオン状態のままであり、全波整流回路(2)の
全波整流電圧により第１及び第２のコンデンサ(5)、(6)
が直列関係で引き続き充電される。出力電圧Ｖ_OUTが第
１及び第２のコンデンサ(5)、(6)の直列回路(4)の電圧
２Ｖ_C1（＝２Ｖ_C2）より低くなると、点弧用ダイオード
(26)が非導通となりトライアック(21)がオフ状態とな
る。このとき、トライアック(21)の第１及び第２の主端
子Ｔ₁、Ｔ₂に印加される電圧の極性が逆転する。出力電
圧Ｖ_OUTがツェナダイオード(19)の電圧Ｖ_Zよりも高いと
き、フォトカプラ(22)の発光部(22a)及び受光部(22b)に
電流が流れるので、出力電圧低下検出用トランジスタ(2
3)はオン状態にならず、トライアック(21)はオフ状態の
ままである。これにより、第１及び第２のコンデンサ
(5)、(6)がそれぞれ第１及び第２の放電用ダイオード(1
0)、(11)を通じて負荷(3)へ並列関係で放電される。し
たがって、入力電圧Ｖ_INの略１／２の電圧が負荷(3)に
供給される。次に、停電又は入力電圧Ｖ_INが低下して出
力電圧Ｖ_OUTがツェナダイオード(19)の電圧Ｖ_Zよりも低
くなると、フォトカプラ(22)の発光部(22a)及び受光部
(22b)には電流が流れず、出力電圧低下検出用トランジ
スタ(23)がオン状態になる。このとき、トライアック(2
1)のゲート端子にトリガ信号が付与されてトライアック
(21)がターンオンする。このとき、第１及び第２のコン
デンサ(5)、(6)からトライアック(21)を通して負荷(3)
へ直列関係で放電され、このときの出力電圧Ｖ_OUTは各
コンデンサ(5)、(6)の電圧Ｖ_C1、Ｖ_C2（＝Ｖ_C1）の和の
電圧、即ち２Ｖ_C1となる。

【００１８】以上のように、図３に示す実施例において
も図１に示す実施例と同様の効果を得ることができる。
更に、図３に示す実施例では、入力電圧Ｖ_INの低下によ
り出力電圧Ｖ_OUTがツェナダイオード(19)の電圧Ｖ_Zより
も低下したとき、トライアック(21)がターンオンして第
１及び第２のコンデンサ(5)、(6)から負荷(3)へ直列関
係で放電される。したがって、入力電圧Ｖ_INの低下時に
平滑回路(12)の出力電圧が上昇するので、瞬時停電時等
における直流電源装置の出力保持時間の延長が可能とな
る利点がある。

【００１９】本発明の実施態様は前記の実施例に限定さ
れず種々の変更が可能である。例えば図３に示す実施例
では、出力電圧検出回路(20)により出力電圧Ｖ_OUTの低
下を検出してトライアック(21)をターンオンする例を示
したが、出力電圧検出回路(20)の代わりに入力電圧検出
回路を設けて、これにより入力電圧Ｖ_INの低下を検出し
てトライアック(21)をターンオンする構成としてもよ
い。また、図３の回路においてトライアック(21)の代わ
りにサイリスタの逆並列回路を接続してもよい。

【００２０】

【発明の効果】本発明によれば、負荷の通常動作時にお
いて起動用スイッチング素子に流れる電流が小さいの
で、起動用スイッチング素子の発熱量を抑制できる。こ
のため、起動用スイッチング素子は定格の小さい小型の
ものでよく、放熱器等の外形寸法を小さくして部品実装
スペースを縮小できる。また、起動用スイッチング素子
は、交流電源投入時はオフ状態で電流制限用抵抗に突入
電流をバイパスさせ、負荷の起動時以降はオン状態で各
コンデンサの充電用整流素子として動作するので、従来
のようにスイッチング素子を含む突入電流制限回路を別
個に設ける必要がない。このため、サイリスタ又はトラ
イアック等の比較的高価なスイッチング素子の数を少な
くして製造コストを削減できる。したがって、直流電源
装置を小型にかつ安価に製造することが可能となる利点
がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明による直流電源装置の実施例を示す電
気回路図

【図２】 図１の回路の各部の電圧変化を示す波形図

【図３】 本発明による直流電源装置の他の実施例を示
す電気回路図

【図４】 従来の直流電源装置を示す電気回路図

【符号の説明】

１．．．交流電源、２．．．全波整流回路、３．．．負
荷、４．．．直列回路、５，６．．．第１，第２のコン
デンサ、７．．．充電用ダイオード（充電用整流素
子）、８，９．．．出力端子、１０，１１．．．第１，
第２の放電用ダイオード（第１，第２の放電用整流素
子）、１２．．．平滑回路、１３．．．主トランス、１
４．．．ＭＯＳ-ＦＥＴ、１５．．．突入電流制限回
路、１６．．．電流制限用抵抗、１７．．．サイリスタ
（起動用スイッチング素子）、１８．．．逆流防止用ダ
イオード、２０．．．出力電圧検出回路、２１．．．ト
ライアック（双方向性スイッチング素子）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−170364（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−67778（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−16264（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−46842（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−183364（ＪＰ，Ａ) 実開 昭59−107593（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭62−107591（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭63−37584（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/40 H02M 3/28

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源からの交流電圧を整流して整流
   電圧を出力する整流回路と、該整流回路の出力を平滑し
   て負荷に直流電圧を供給する平滑回路と、前記交流電源
   の投入時に前記整流回路から流れる突入電流を制限する
   突入電流制限回路とを備え、 前記平滑回路は、前記整流回路の出力端子間に直列に接
   続された第１及び第２のコンデンサと、該第１及び第２
   のコンデンサ間に接続されかつ前記整流回路からの整流
   電圧により前記第１及び第２のコンデンサを直列関係で
   充電する充電用整流素子と、前記第１及び第２のコンデ
   ンサに各々接続されかつ前記整流回路の整流電圧が前記
   各コンデンサの電圧よりも低下したときに前記各コンデ
   ンサから前記負荷へ並列関係で各々放電する第１及び第
   ２の放電用整流素子とを有し、 前記突入電流制限回路は、前記突入電流を制限する電流
   制限用抵抗と、前記電流制限用抵抗を短絡する起動用ス
   イッチング素子とを有する直流電源装置において、 前記電流制限用抵抗を前記充電用整流素子と直列に接続
   し、前記起動用スイッチング素子を前記充電用整流素子
   と前記電流制限用抵抗との直列回路と並列に接続し、 前記交流電源の投入時は前記突入電流が前記充電用整流
   素子及び前記電流制限用抵抗を通して流れ、前記負荷の
   起動時以降は前記第１及び第２のコンデンサに流れる充
   電電流が前記起動用スイッチング素子を通して流れるこ
   とを特徴とする直流電源装置。
2. 【請求項２】 前記負荷の動作時において前記負荷の端
   子電圧が所定の電圧よりも低下したときにトリガ信号を
   発生する出力電圧検出回路と、前記起動用スイッチング
   素子と逆並列に接続されかつ前記出力電圧検出回路のト
   リガ信号によりオン状態となる直列放電用スイッチング
   素子とを設け、 前記直列放電用スイッチング素子がオン状態のとき前記
   第１及び第２のコンデンサから前記負荷へ直列関係で放
   電される「請求項１」に記載の直流電源装置。
3. 【請求項３】 前記起動用スイッチング素子及び前記直
   列放電用スイッチング素子を双方向性スイッチング素子
   で構成した「請求項２」に記載の直流電源装置。