JP2969364B2 - 方位・位相測定装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、基準位相に対する測定信号の位相を測定
し、または、その位相を到来方位として測定する装置に
関するものである。

〔従来の技術〕

以下の説明において、正弦波とSIN波とは同一のも
の、また、余弦波とCOS波とは同一のものを指してい
る。

この種の位相測定を行う方位測定装置としては、円周
上に等間隔配置した無指向性アンテナの各出力を順次に
循環状に切換えて走査し、この切換により生ずる位相変
化にもとづく信号により、基準方位に対応する位相に対
して測定方位に対応する位相角をもつSIN波状の測定波
形を方位情報として得るもの（以下、循環切換型方位測
定という）が周知である。

また、こうした位相角を測定して方位角を表示する手
段としては、一般に、基準位相点に対して位相角θをも
つ周期性のある信号によって形成された測定信号の位相
角を求めるには、測定信号と基準信号となるSIN波・COS
波とを乗算した信号に基づいて得られるSINθ・COSθの
値に対応する直流成分の信号によりブラウン管上に輝点
を表示し、または、この直流成分の信号を適宜にチヨッ
ピングして輝線を表示し、この輝点または輝線を方位カ
ーソル目盛によって読み取る手段や、この直流成分の値
をCPUにより処理して方位角を数値として求め、数値文
字表示する手段などが用いられている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記のような乗算手段を用いる場合、測定信号と基準
信号との乗算出力には、測定信号の基本波成分の２倍の
高調波成分と方位角に対応する直流成分とが得られるこ
とになり、このうち高調波成分は余分な信号である。

余分な高調波成分を除去する方法としては、一般的
に、フィルター回路を用いて行うが、到来電波がSSB電
流などのため、測定信号自体が断続状になり、そのレベ
ルが大きく変動するため、方位角に対応する正確な直流
成分が得られるまでには、相当長い時間が必要であり、
方位測定上、実用に供し得ない。

また、このほか、測定信号と基準信号との積出力を、
測定信号の基本波の整数周期分だけ正確に積分すること
により、高調波成分を除去した方位角に対応する直流成
分を抽出する方法があるが、実際には、瞬間的な雑音・
混信などにより、途中で、測定信号が断続し、正しく整
数周期分の積分が行われなかった部分の影響が、次の積
分周期まで誤差として残るため、測定方位角が絶えずふ
らつく原因になるので、こうした誤差を平均化して安定
した測定方位角を得ることになり、測定信号の何周期分
も待たなければ、測定方位角が得られないことになる。

したがって、結局、測定信号が１周期に満たないよう
なものでは、方位表示が得られず、上記の循環切換型方
位測定によるものでは、切換走査の１周期に満たない到
来電波は測定し得ないという不都合がある。

このため、こうした不都合のないものを簡便安価な構
成により提供し得るものが期待されているという課題が
ある。

〔課題を解決するための手段〕

この発明は、上記のように、 基準方位に対応する位相、つまり、基準位相に対して
測定方位に対応する位相角をもち所定の周期をもつ測定
波形を方位情報として得ることにより、電波の到来方位
を測定する方位測定装置において、 上記の基準位相に対応する周期の正弦波と余弦波とを
得る基準信号手段と、 上記の正弦波と余弦波とをそれぞれ測定波形に乗算し
て各乗算波形を得る乗算手段と、 上記の各乗算波形と同一の波形を各乗算波形に対して
上記の測定信号の周期の1/4に相当する量を移動させた
各移動波形を得る移動波形手段と、 各乗算波形と上記の各移動波形とを加熱して各加算波
形を得る加算手段と、 上記の各加算波形にもとづいて上記の到来方位を表示
する到来方位表示手段と を設けることにより、上記の課題を解決し得るようにし
たものであり、また、上記の位相角を、位相変化を伴う
測定波形の位相値として、位相測定する装置としても提
供し得るようにしたものである。

〔実施例〕

以下、実施例を図面により説明する。

第１図において、基準信号発生器10は、入力端子に
入力された基準信号ｓに同期した基準の正弦波ａおよび
余弦波ｂを発生する。

乗算器１および５は、各々、入力端子に加えられた
測定信号ｃと基準の正弦波ａと余弦波ｂとの積を作り、
積信号ｄと積信号ｄ′とを出力する。

測定信号ｃをEsin（ωｔ＋θ）、 正弦波ａをsinωｔ、 余弦波ｂをcosωｔ、 （ここで、E:振幅、 ω：角周波数、 θ：測定信号ｃの位相角、 t:時間、 とする。） とし、測定信号ｃと正弦波ａの積をVy、測定信号ｃと余
弦波ｂとの積をVxとすれば、次式のように表すことがで
きる。

この（１）式および（２）式の右辺は乗算器１および
５の出力に相当し、各式［］内の第１項にもとづく測定
信号ｃの基本周波数の２倍の高調波成分と、各式［］内
の第２項にもとづくcosθとsinθとの値に相当する直流
成分とが存在することになる。

乗算器１および５の出力、つまり、積信号ｄと積信号
ｄ′とは、各々、２系統に分割され、１つの系統の信号
は遅延回路２および６に加えられ、後記のように、所定
の遅延を受けた遅延信号ｅおよびｅ′にした後、各々、
加算器３および７に入力される。

他の１つの系統の信号、つまり、積信号ｄと積信号
ｄ′とが、直接、加算器３および７に入力され、各々、
遅延信号ｅおよびｅ′と加算され、加算信号ｆおよび
ｆ′として出力される。

遅延回路２および６の遅延量は、測定信号ｃの周期Ｔ
の1/4に相当する量（２倍の高調波成分に対してはその
周期の1/2に相当する量）、つまり、位相角にしてπの
値だけ遅延するようにしてある。

この量は、基準信号ｓの周期Ｔの1/4と同じ量である
ことは言うまでもない。

したがって、加算器３および７から出力される加算信
号ｆおよびｆ′は、 遅延信号ｅをVyd、遅延信号ｅ′をVxd、加算信号ｆを
Ｙθ、加算信号ｆ′をＸθとすれば、 （１）式にもとづいて、 同様に、（２）式にもとづいて、 Ｘθ＝Vx＋Vxd＝Ｅ・sinθ ……（４） となり、加算信号ｆは、測定信号ｃの位相角θ、つま
り、方位情報となる位相角に対応する余弦の値をもち、
加算信号ｆ′はその正弦の値をもつ信号になっている。

したがって、加算信号ｆおよびｆ′を、それぞれ、ブ
ラウン管11のＹ軸およびＸ軸の偏向回路４および８に表
示用信号として与えれば、cosθとsinθとの値に相当す
る直流成分によって定まる点に輝点ｐが表示され、求め
る位相角、つまり、方位が表示されることになる。

輝点ｐだけでは、表示が見ずらいので、偏向回路４お
よび８に、零電位レベルとの間を往復させるための仕組
みとして、チョッピッング機能をもたせようにし、また
は、零電位レベルとの間を往復する信号、例えば、単極
性の正弦波状信号、三角波状信号、のこぎり波状信号な
どを発生する往復化信号発生器９を設けて、その出力と
加算信号ｆおよびｆ′をそれぞれ乗算して増幅すること
により、偏向回路４および８の出力を、各々、例えば、
振幅が加算信号ｆおよびｆ′に比例するのこぎり波状の
波形を得ることによって、ブラウン管のＹ軸方向よりθ
゜の方向に伸びる半径線分をもつ輝線ｒにして表示する
ことができる。

次に、第２図の各信号の波形図により、具体的な動作
を説明する。

入力端子に、信号（１）のような波形の周期Ｔで繰
り返される基準信号ｓ、例えば、同期用パルス信号が入
力されと、基準信号発生器10は、基準信号ｓに同期した
基準位相点Ｏを位相基準とする信号（２）のような波形
の正弦波ａに相当するsinωｔの信号と余弦波に相当す
るcosωｔの信号とを発生する。

そして、基準信号ｓは、上記の循環切換型方位測定に
よるものでは、各切換パルスを得る段階で基準となる方
位Ｎ毎に対応するパルスを作成して用いれば、方位情報
となる信号の周期Ｔと同一の周期をもった信号とするこ
とができる。

入力端子に、信号（３）のような基準位相点Ｏに対
して方位情報となる位相角θをもつ周期Ｔの測定信号ｃ
が入力される。

図は位相角θが60゜の場合を示してある。

そして、測定信号ｃは、上記の循環切換型方位測定に
よるものでは、各切換によって生ずる位相変化を検出し
て得られる信号、または、補正のため、この信号を所定
量遅延した信号を用いればよい。

信号（２）のような波形の正弦波ａおよび余弦波ｂ
と、信号（３）のような測定信号ｃとが入力されると、
乗算器１および５における各乗算出力、つまり、積信号
ｄおよびｄ′は、信号（４）のような波形をもった信号
になって現れることになる。

積信号ｄと積信号ｄ′とは、いずれも周期が測定信号
ｃの周期Ｔに対して1/2の周期Thをもつ信号、つまり、
測定信号ｓの基本周波数の２倍の周波数の高調波成分を
含んでおり、積信号ｄの方は方位情報となる位相角θに
対応する余弦の値、つまり、1/2 Ecos60゜の値の直流成
分を含み、また、積信号ｄ′の方は位相角θに対応する
正弦の値、つまり、1/2 Esin60゜の値の直流成分を含む
信号になっている。

この信号（４）、つまり、積信号ｄおよびｄ′を遅延
回路２および６によつて、高調波成分の周期Thの1/2周
期に相当する量（測定信号ｃの周期Ｔに対しては1/4周
期分に相当する）だけ遅延され、その分だけ移動した波
形になるので、遅延信号ｅおよびｅ′は信号（５）のよ
うになり、その各高調波成分は、信号（４）の各高調波
成分と正反対の波形状態になっている。

そこで、加算器３および７によって、これらの信号
（４）と信号（５）とを加算すると、各高調波成分は相
殺されてしまい、直流成分だけが加算されて残るので、
加算信号ｆおよびｆ′は信号（６）のように、それぞ
れ、信号（４）における直流成分の２倍の値の直流成分
になって現れることになる。

したがって、加算信号ｆおよびｆ′にもとづく信号
を、上記のように、ブラウン管11の偏向回路４および８
に与えれば、目的とする電波の到来方位を表示すること
ができるわけである。

次に、電波がSSB電波または雑音混信などのため、測
定信号ｃが断続状態になり、周期Ｔの１周期分以下の信
号しか得られないような場合の動作を第３図により説明
する。

図はθが30゜の場合を示し、測定信号ｃが、例えば、
信号（３）′のように、周期Ｔの1/2程度の長さしかな
い断片状のものであったとしても、積信号ｄおよびｄ′
の波形は信号（４）′、遅延信号ｅおよびｅ′は信号
（５）′のようになり、加算信号ｆおよびｆ′は信号
（６）′のように測定信号ｃの周期Ｔの1/4程度の長さ
は重なる部分が生ずるため、この重なった部分A2〜A3で
は、各高調波成分が相殺されて安定した直流成分の区間
ができるので、この区間において、安定した正確な位相
角θに対応する信号を得ることができるわけである。

信号（６）′のA1〜A2の区間およびA3〜A4の区間で
は、位相角θの表示値が激しく変動するので、目視型の
表示では無視し、データ処理表示型のものではこの区間
のデータを適宜の選択方法により捨て去ればよいわけで
ある。

電波が途切れて測定信号ｃが無い部分については、乗
算器１および５における一方の信号が零と同じになるの
で乗算結果が零となるため、この部分における積信号ｄ
およびｄ′の出力が零になること、また、到来電波がパ
ルス性の雑音電波などのため、測定信号ｃが周期Ｔの1/
4以下、つまり、積信号ｄおよびｄ′の周期Thの1/8以下
の短いもので断続された場合には、加算信号ｆおよび
ｆ′が零になり、こうした雑音電波に対しては、まぎら
わしい方位情報を抑制するように動作することについて
は、図の関係から容易に理解し得ることであろう。

上記の説明においては、積信号ｄおよびｄ′を測定信
号ｃの周期Ｔの1/4に相当する量を遅延するようにした
が、これを当該量だけ位相を進めるように移動してもよ
く、また、測定可能にしたい測定信号ｃの長さを大きく
とれる場合には、周期Ｔの1/4の奇数倍の量、例えば、3
/4に相当する量を移動させてもよいことは、容易に理解
し得ることであろう。

また、上記の説明において、方位情報となる方位角θ
が（＋θ）の形で表されるような測定信号ｃで得られる
ものとしたが、実際には、（−θ）で表わされ、また
は、〔−（π＋θ）〕など、移相方向や極性の異なった
形で表される測定信号で得られることが多いが、測定信
号ｃまたは基準信号ｓを上記（３）（４）式に見合うよ
うに形成し直し、もしくは、加算信号ｆおよびｆ′と表
示手段における位相極性との関係を見合うように整合す
るための適宜の手段を設ければよいことについても、容
易に理解し得られることであろう。

〔変形実施〕

この発明は、次のように、変形して構成することがで
きる。

（１）測定信号ｃを基準位相に対して位相が変化するす
る信号、例えば、正弦波状信号にして、その位相変化を
測定して表示するための位相測定装置として構成する。

（２）各乗算・遅延・加算など回路構成をアナログ処理
の構成によらず、各波形のサンプリング・ディジタル値
を用いてディジタル処理する構成にする。

（３）各加算信号ｆおよびｆ′のサンプリング・ディジ
タル値を用いて位相角θをディジタル値の情報にして表
示する。

〔発明の効果〕

この発明によれば、以上のように、フィルター回路な
どのように、所定の直流信号を得るのに、数周期に亙る
ような相当量の時間を要する回路がなく、単なる乗算・
波形移動・加算処理のみで、測定対象となる位相角に対
応する直流成分の信号が得られるので、測定信号に断続
があり持続時間がごく短いものでも測定でき、さらに
は、測定信号周期の1/2程度の持続時間しかないもので
も安定した測定出力得られ、一方、雑音電波のように、
測定信号周期の1/4以下しか持続しないようなごく短い
ものに対しては位相角の測定出力を無くして測定情報が
撹乱されないように抑制し得るようにした装置を、簡便
安価な構成で提供し得るなどの特長がある。

【図面の簡単な説明】

図面は実施例を示し、第１図はブロック構成図、第２図
・第３図は要部の信号波形図である。 １・５……乗算器 ２・６……遅延回路 ３・７……加算器 ４・８……偏向回路 ９……往復化信号発生器 10……基準信号発生器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) G01S 3/00 - 3/74

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】基準方位に対応する位相（以下、基準方位
   位相という）に対して測定方位に対応する位相角をもち
   所定の周期をもつ測定波形を方位情報として得ることに
   より、電波の到来方位を測定する方位測定装置であっ
   て、 a.前記基準方位位相に対応する前記周期の正弦波と余弦
   波とを得る基準波形手段と、 b.前記正弦波と前記余弦波とをそれぞれ前記測定波形に
   乗算して各乗算波形を得る乗算手段と、 c.前記各乗算波形と同一の波形を前記各乗算波形に対し
   て前記周期の1/4に相当する量を移動させた各移動波形
   を得る移動波形手段と、 d.前記各乗算波形と前記各移動波形とを加算して各加算
   波形を得る加算手段と、 e.前記各加算波形にもとづいて前記到来方位を表示する
   到来方位表示手段と、 を具備することを特徴とする方位測定装置。
2. 【請求項２】請求項第１項の方位測定装置であって、 a.前記移動波形手段が前記各乗算波形を前記周期の1/4
   に相当する量を遅延することにより、前記移動波形を得
   るもの。
3. 【請求項３】基準位相に対して測定する位相角をもち所
   定の周期をもつ測定波形を位相情報として得る位相測定
   装置であって、 a.前記基準位相に対応する前記周期の正弦波と余弦波と
   を得る基準波形手段と、 b.前記正弦波と前記余弦波とをそれぞれ前記測定波形に
   乗算して各乗算波形を得る乗算手段と、 c.前記各乗算波形と同一の波形を前記各乗算波形に対し
   て前記周期の1/4に相当する量を移動させた各移動波形
   を得る移動波形手段と、 d.前記各乗算波形と前記各移動波形とを加算して各加算
   波形を得る加算手段と、 e.前記各加算波形にもとづいて前記到来方位を表示する
   到来方位表示手段と、 を具備することを特徴とする位相測定装置。
4. 【請求項４】請求項第３項の位相測定装置であって、 a.前記移動波形手段が前記各乗算波形を前記周期の1/4
   に相当する量を遅延することにより、前記移動波形を得
   るもの。