JP3256332B2 - 距離計測方法ならびに距離計測装置 - Google Patents
距離計測方法ならびに距離計測装置Info
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- JP3256332B2 JP3256332B2 JP14429093A JP14429093A JP3256332B2 JP 3256332 B2 JP3256332 B2 JP 3256332B2 JP 14429093 A JP14429093 A JP 14429093A JP 14429093 A JP14429093 A JP 14429093A JP 3256332 B2 JP3256332 B2 JP 3256332B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は反射探知による距離測
定とドップラー効果による変移量測定との組み合わせに
よる追尾型の距離計測方法ならびにこの方法を用いる距
離計測装置に関するものである。なお、この発明の数値
または演算記号において、記号の前に＊を付したものは
当該記号がベクトルを表示することを表し、当該記号を
「 」で挟んだものは推定値を表し、上つき記号T は転
置を表すものである。また、記号のｉは、１，２，３…
…Ｎを代表する記号であって、得られた回の次数を表す
ものであり、例えば、何回目の測定値であるかなどを表
すものである。
定とドップラー効果による変移量測定との組み合わせに
よる追尾型の距離計測方法ならびにこの方法を用いる距
離計測装置に関するものである。なお、この発明の数値
または演算記号において、記号の前に＊を付したものは
当該記号がベクトルを表示することを表し、当該記号を
「 」で挟んだものは推定値を表し、上つき記号T は転
置を表すものである。また、記号のｉは、１，２，３…
…Ｎを代表する記号であって、得られた回の次数を表す
ものであり、例えば、何回目の測定値であるかなどを表
すものである。
【０００２】
【従来の技術】反射探知による距離測定としては、周期
的に繰り返す送信波の反射波を得るとともに、送信波の
各周期の規定点から反射波の各周期の規定点までの経過
時間、例えば、送信パルス波から受信パルス波までの経
過時間にもとづいて探知地点から物標までの距離を計測
するようにしたパルス反射型距離計測装置が周知であ
り、こうしたパルス反射型距離計測装置としては、レー
ザや電磁波を用いるレーダと、超音波を用いる魚群探知
機や距離測定装置などがある。
的に繰り返す送信波の反射波を得るとともに、送信波の
各周期の規定点から反射波の各周期の規定点までの経過
時間、例えば、送信パルス波から受信パルス波までの経
過時間にもとづいて探知地点から物標までの距離を計測
するようにしたパルス反射型距離計測装置が周知であ
り、こうしたパルス反射型距離計測装置としては、レー
ザや電磁波を用いるレーダと、超音波を用いる魚群探知
機や距離測定装置などがある。
【０００３】ドップラー効果による変移量測定として
は、一定周波数送信波に対する反射波の周波数変化量に
もとづいて物標の移動速度・移動量を計測するようにし
た電磁波または超音波による速度計測装置・変移量計測
装置などがある。こうした速度計測装置・変移量計測装
置には、送信波として連続波を用いるものと搬送波をパ
ルス変調したパルス波を用いるものとがある。
は、一定周波数送信波に対する反射波の周波数変化量に
もとづいて物標の移動速度・移動量を計測するようにし
た電磁波または超音波による速度計測装置・変移量計測
装置などがある。こうした速度計測装置・変移量計測装
置には、送信波として連続波を用いるものと搬送波をパ
ルス変調したパルス波を用いるものとがある。
【０００４】レーダを用いた目標追尾、つまり、トラッ
カにおいて、位置平滑定数αと速度平滑定数βとを係合
して追尾精度を向上するα−βトラッカと、こうしたト
ラッカにおいて、カルマンフィルタによる最適推定理論
を適用した演算により追尾する追尾フィルタ構成のもの
とがあり、さらに、目標の速度変化量γをも考慮したα
−β−γトラッカを検討されていることが、昭和５４年
３月オーム社発行「電子通信ハンドブック」の第２８編
第１部門５（レーダ情報処理）に開示されている。
カにおいて、位置平滑定数αと速度平滑定数βとを係合
して追尾精度を向上するα−βトラッカと、こうしたト
ラッカにおいて、カルマンフィルタによる最適推定理論
を適用した演算により追尾する追尾フィルタ構成のもの
とがあり、さらに、目標の速度変化量γをも考慮したα
−β−γトラッカを検討されていることが、昭和５４年
３月オーム社発行「電子通信ハンドブック」の第２８編
第１部門５（レーダ情報処理）に開示されている。
【０００５】周波数変化量または位相変化量を検出する
ための周波数弁別回路として直角位相の信号を掛算する
直角位相形周波数弁別回路が、上記文献の第１０編第２
部門３（角度変調）に開示されている。
ための周波数弁別回路として直角位相の信号を掛算する
直角位相形周波数弁別回路が、上記文献の第１０編第２
部門３（角度変調）に開示されている。
【０００６】カルマンフィルタにおいて、リカッチ形の
方程式により一定値に収束する方法を用いて計測を行う
ことが、上記文献の第５編第１部門２（ろ波と予測）に
開示されている。
方程式により一定値に収束する方法を用いて計測を行う
ことが、上記文献の第５編第１部門２（ろ波と予測）に
開示されている。
【０００７】パルス反射型距離計測では、図１０のよう
に、送信パルス波Ａの規定点ａから受信パルス波Ｂの規
定点ｂまでの時間ｔａを測定し、この時間ｔａとパルス
波の伝搬速度ｃとの積から計測距離値Ｒを得ている。こ
の計測では、送信から反射波の受信までの時間経過を主
体にして計測しているため、計測値が間欠的にしか得ら
れないことになる。
に、送信パルス波Ａの規定点ａから受信パルス波Ｂの規
定点ｂまでの時間ｔａを測定し、この時間ｔａとパルス
波の伝搬速度ｃとの積から計測距離値Ｒを得ている。こ
の計測では、送信から反射波の受信までの時間経過を主
体にして計測しているため、計測値が間欠的にしか得ら
れないことになる。
【０００８】また、パルス波が送信点と物標の間を往復
する間の伝搬経路、物標の反射面、雑音などの影響を受
けて受信パルス波Ｂの波形は、図１１のように、送信パ
ルス波Ａの波形に対して不規則に変形してしまう。しか
し、受信側のパルス波を増幅する増幅回路の帯域幅は、
パルス波を忠実に再現できるように広い帯域幅にしてあ
るので、この不規則な波形がそのまま増幅されてしま
い、規定点ｂの位置が不規則に変化するなどの理由で、
計測距離値Ｒは必然的に不規則な誤差を含むことにな
り、毎回の計測距離値Ｒ（ｉ）をプロットしてみると、
図１２のように、一定しない誤差値を含んでいるため、
分散したものになってしまう。
する間の伝搬経路、物標の反射面、雑音などの影響を受
けて受信パルス波Ｂの波形は、図１１のように、送信パ
ルス波Ａの波形に対して不規則に変形してしまう。しか
し、受信側のパルス波を増幅する増幅回路の帯域幅は、
パルス波を忠実に再現できるように広い帯域幅にしてあ
るので、この不規則な波形がそのまま増幅されてしま
い、規定点ｂの位置が不規則に変化するなどの理由で、
計測距離値Ｒは必然的に不規則な誤差を含むことにな
り、毎回の計測距離値Ｒ（ｉ）をプロットしてみると、
図１２のように、一定しない誤差値を含んでいるため、
分散したものになってしまう。
【０００９】ドップラー変移量計測では、図１３のよう
に、周波数ｆｏの連続波による送信波Ｃが、物標の移動
速度Ｓによって生ずるドップラー効果により、周波数ｆ
ｓに偏移して受信波Ｄになるので、周波数ｆｓと周波数
ｆｏとを比較して検出した周波数または位相の変化量△
ｆまたは△ｐを測定して得られる移動速度Ｓと時間ｔｂ
とから移動距離値、つまり、計測変移量ｒを求めてい
る。この計測では、周波数または移相の変化を主体にし
ており、ドップラー効果によって生ずる周波数または位
相の変化量△ｆまたは△ｐはごく小さいので、増幅回路
の帯域幅を、上記のパルス波の場合の帯域幅よりも、は
るかに小さい帯域幅にできるため、この小さい帯域幅に
よって、上記の各影響による波形の変形は濾波されてし
まう。また、周波数または位相の変化量△ｆまたは△ｐ
は、一種の位相変調または周波数変調になっているた
め、振幅制限回路によって、雑音成分を除去できるの
で、これによっても、上記の各影響による波形の変形を
除去できる。しかも、距離変化に対応して計測値が連続
的に得られているなどの理由で、比較的高い測定精度が
得られる。 したがって、初回の測定点における距離値Ｒ
（０）が分かっていれば、これに、その都度の計測変移
量ｒ（ｉ）を積算して得られる積算距離値をプロットし
てみると、図１２のように、誤差値の少ない線状になっ
て得られるという利点がある。
に、周波数ｆｏの連続波による送信波Ｃが、物標の移動
速度Ｓによって生ずるドップラー効果により、周波数ｆ
ｓに偏移して受信波Ｄになるので、周波数ｆｓと周波数
ｆｏとを比較して検出した周波数または位相の変化量△
ｆまたは△ｐを測定して得られる移動速度Ｓと時間ｔｂ
とから移動距離値、つまり、計測変移量ｒを求めてい
る。この計測では、周波数または移相の変化を主体にし
ており、ドップラー効果によって生ずる周波数または位
相の変化量△ｆまたは△ｐはごく小さいので、増幅回路
の帯域幅を、上記のパルス波の場合の帯域幅よりも、は
るかに小さい帯域幅にできるため、この小さい帯域幅に
よって、上記の各影響による波形の変形は濾波されてし
まう。また、周波数または位相の変化量△ｆまたは△ｐ
は、一種の位相変調または周波数変調になっているた
め、振幅制限回路によって、雑音成分を除去できるの
で、これによっても、上記の各影響による波形の変形を
除去できる。しかも、距離変化に対応して計測値が連続
的に得られているなどの理由で、比較的高い測定精度が
得られる。 したがって、初回の測定点における距離値Ｒ
（０）が分かっていれば、これに、その都度の計測変移
量ｒ（ｉ）を積算して得られる積算距離値をプロットし
てみると、図１２のように、誤差値の少ない線状になっ
て得られるという利点がある。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上記のような積算距離
のプロットの途中において、送信波を目的物体以外の物
体の通過などにより計測変移量ｒ（ｉ）が撹乱され、ま
たは、遮断されてしまうと、その撹乱または遮断による
移動量によって積算距離値に多量の誤差値を生じたり、
実質的に計測が不能になるという不都合が生ずる。
のプロットの途中において、送信波を目的物体以外の物
体の通過などにより計測変移量ｒ（ｉ）が撹乱され、ま
たは、遮断されてしまうと、その撹乱または遮断による
移動量によって積算距離値に多量の誤差値を生じたり、
実質的に計測が不能になるという不都合が生ずる。
【００１１】したがって、パルス反射型距離計測とドッ
プラー変移量計測とを係合するとともに最適推定理論を
適用して計測距離値を演算する方法が極めて有効であ
る。
プラー変移量計測とを係合するとともに最適推定理論を
適用して計測距離値を演算する方法が極めて有効であ
る。
【００１２】しかしながら、従来の最適推定理論を適用
する方法では、最適推定のための演算における収束にお
いて、あまりにも長い時間が掛かり過ぎて、こうした追
尾型の距離計測においては、移動体の速度変化が速い場
合や移動データを綿密に得たい場合には、積算距離値の
算出が間に合わず、目的を達し得ないという不都合が生
ずる。
する方法では、最適推定のための演算における収束にお
いて、あまりにも長い時間が掛かり過ぎて、こうした追
尾型の距離計測においては、移動体の速度変化が速い場
合や移動データを綿密に得たい場合には、積算距離値の
算出が間に合わず、目的を達し得ないという不都合が生
ずる。
【００１３】このため、こうした不都合のない距離計測
方法ならびに距離計測装置の提供が望まれているという
課題がある。
方法ならびに距離計測装置の提供が望まれているという
課題がある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】この発明は、上記のよう
なパルス反射型距離計測とドップラー変移量計測とを係
合するとともに最適推定理論を適用して、計測距離値を
収束するようにした距離計測方法において、逐次型最小
二乗法による収束演算を行うことにより、演算時間の短
縮を可能にして上記の課題を解決し得るようにしたもの
である。
なパルス反射型距離計測とドップラー変移量計測とを係
合するとともに最適推定理論を適用して、計測距離値を
収束するようにした距離計測方法において、逐次型最小
二乗法による収束演算を行うことにより、演算時間の短
縮を可能にして上記の課題を解決し得るようにしたもの
である。
【００１５】
【作用】最適推定理論の演算方法、カルマンフィルタに
おける方程式では非常に長い多重の演算式を解かねばな
らないが、逐次型最小二乗法による収束演算の場合の演
算式の展開は、はるかに短く単行程の演算で行えるた
め、演算時間を極度に短縮し得るようになり、移動体の
速度変化が速い場合や移動データを綿密に得たい場合の
追尾に対しても、オンライン式の構成で行わせることが
できる。
おける方程式では非常に長い多重の演算式を解かねばな
らないが、逐次型最小二乗法による収束演算の場合の演
算式の展開は、はるかに短く単行程の演算で行えるた
め、演算時間を極度に短縮し得るようになり、移動体の
速度変化が速い場合や移動データを綿密に得たい場合の
追尾に対しても、オンライン式の構成で行わせることが
できる。
【００１６】
〔第１実施例〕以下、図１〜図４により第１実施例を説
明する。図１〜図４において図１０〜図１３における符
号と同一符号で示す部分は図１０〜図１３で説明した同
一符号の部分と同一機能をもつ部分である。
明する。図１〜図４において図１０〜図１３における符
号と同一符号で示す部分は図１０〜図１３で説明した同
一符号の部分と同一機能をもつ部分である。
【００１７】図１において、距離計測部１は、図１０・
図１１のように、電波の送信パルス波Ａを送信して目的
とする物標Ｅから反射して来る受信パルス波Ｂを受信し
て、両パルス波の規定点ａから規定点ｂまでの間の時間
ｔａを測定し、毎回の計測距離値Ｒ（ｉ）に対応する時
間量ｔａ（ｉ）を得る部分である。そして、送信パルス
Ａは、周期的に繰り返し送信しているので、時間量ｔａ
（ｉ）は、要約すると、送信パルスＡの規定点ａ、つま
り、送信波の各周期の規定点から、受信パルスＢの規定
点ｂ、つまり、反射波の各周期における送信波の規定点
に対応する規定点までの時間量を得ていることになる。
図１１のように、電波の送信パルス波Ａを送信して目的
とする物標Ｅから反射して来る受信パルス波Ｂを受信し
て、両パルス波の規定点ａから規定点ｂまでの間の時間
ｔａを測定し、毎回の計測距離値Ｒ（ｉ）に対応する時
間量ｔａ（ｉ）を得る部分である。そして、送信パルス
Ａは、周期的に繰り返し送信しているので、時間量ｔａ
（ｉ）は、要約すると、送信パルスＡの規定点ａ、つま
り、送信波の各周期の規定点から、受信パルスＢの規定
点ｂ、つまり、反射波の各周期における送信波の規定点
に対応する規定点までの時間量を得ていることになる。
【００１８】変移計測部２は、図１３のように、周波数
ｆｏの送信波Ｃを送信し、物標Ｅから反射して来る受信
波パルスＤを受信して、物標Ｅの移動速度Ｓ（計測地点
に対して遠ざかる場合を＋Ｓとし、近付く場合を−Ｓと
する）によって偏移した受信波Ｄの周波数ｆｓの波形の
同一周期点、例えば、波形のゼロクロス点の間の時間量
ｔｃを測定することにより、その逆数から周波数ｆｓを
測定し、毎回の計測変移量ｒ（ｉ）に対応する周波数変
化量ｆｓ（ｉ）（周波数変化量が微小変化である場合に
は位相変化量を測定するが、この実施例では、こうした
場合における位相変化量を含めて周波数変化量という）
を得る部分である。
ｆｏの送信波Ｃを送信し、物標Ｅから反射して来る受信
波パルスＤを受信して、物標Ｅの移動速度Ｓ（計測地点
に対して遠ざかる場合を＋Ｓとし、近付く場合を−Ｓと
する）によって偏移した受信波Ｄの周波数ｆｓの波形の
同一周期点、例えば、波形のゼロクロス点の間の時間量
ｔｃを測定することにより、その逆数から周波数ｆｓを
測定し、毎回の計測変移量ｒ（ｉ）に対応する周波数変
化量ｆｓ（ｉ）（周波数変化量が微小変化である場合に
は位相変化量を測定するが、この実施例では、こうした
場合における位相変化量を含めて周波数変化量という）
を得る部分である。
【００１９】そして、距離計測部１と変移計測部２と
は、各計測をアナログ的に処理するアナログ処理部分を
構成している。
は、各計測をアナログ的に処理するアナログ処理部分を
構成している。
【００２０】修正距離値演算部３は、距離計測部１と変
移計測部２とで得られた各アナログ計測値をＡ／Ｄ変換
して所要のディジタル処理を行う部分であり、第１に
は、距離値計測手段をもっており、この手段は、距離計
測部１で得られる毎回の時間量ｔａ（ｉ）と、電波の伝
搬速度ｃとの積によって、毎回の計測距離値Ｒ（ｉ）を
得るための計測を行うものである。
移計測部２とで得られた各アナログ計測値をＡ／Ｄ変換
して所要のディジタル処理を行う部分であり、第１に
は、距離値計測手段をもっており、この手段は、距離計
測部１で得られる毎回の時間量ｔａ（ｉ）と、電波の伝
搬速度ｃとの積によって、毎回の計測距離値Ｒ（ｉ）を
得るための計測を行うものである。
【００２１】第２には、変移量計測手段をもっており、
この手段は、変移量計測部２によって得られる毎回の周
波数変化量ｆｓ（ｉ）は、電波の伝搬速度ｃにもとづい
て、ドップラー効果による周波数偏移が、次の算定式
この手段は、変移量計測部２によって得られる毎回の周
波数変化量ｆｓ（ｉ）は、電波の伝搬速度ｃにもとづい
て、ドップラー効果による周波数偏移が、次の算定式
【数１】 によって関係付けられることから、次の算定式
【数２】 によって移動速度Ｓを求める演算を行うとともに、周波
数ｆｓをサンプルして上記の演算を行い、次のサンプル
を行うまでの間の時間ｔｂとの積によって、毎回の計測
変移量ｒ（ｉ）を得るものである。
数ｆｓをサンプルして上記の演算を行い、次のサンプル
を行うまでの間の時間ｔｂとの積によって、毎回の計測
変移量ｒ（ｉ）を得るものである。
【００２２】第３には、最適推定演算手段をもってお
り、この手段は、所定時点に距離計測手段によって得ら
れる初期計測距離値Ｒ（０）と、この所定時点以後に、
距離計測手段によって得られる毎回の計測距離値Ｒ
（ｉ）と、変移量計測手段によって得られる毎回の計測
変移量ｒ（ｉ）とにもとづいて、カルマンフィルタによ
る最適推定の演算処理を行うが、演算処理の過程をリカ
ッチ形の分散方程式に代えて、逐次型最小二乗法により
収束を行う演算を用いるようにしたものである。
り、この手段は、所定時点に距離計測手段によって得ら
れる初期計測距離値Ｒ（０）と、この所定時点以後に、
距離計測手段によって得られる毎回の計測距離値Ｒ
（ｉ）と、変移量計測手段によって得られる毎回の計測
変移量ｒ（ｉ）とにもとづいて、カルマンフィルタによ
る最適推定の演算処理を行うが、演算処理の過程をリカ
ッチ形の分散方程式に代えて、逐次型最小二乗法により
収束を行う演算を用いるようにしたものである。
【００２３】つまり、係数をα、α≠１、誤差値をε
（ｉ）とする方程式
（ｉ）とする方程式
【数３】 を適用するとともに、誤差値ε（ｉ）の二乗和が最小に
なるＲ（０）の推定値「Ｒ（０，１）」を求める演算式
なるＲ（０）の推定値「Ｒ（０，１）」を求める演算式
【数４】 を設定して演算した推定値「Ｒ（ｉ）」を修正距離値Ｒ
ｃとして、つまり、
ｃとして、つまり、
【数５】 として修正距離値Ｒｃを求める手段を設けたものであ
る。
る。
【００２４】上記の各手段を行うための処理は、修正距
離値演算部３に設けた演算処理器（この発明においてＣ
ＰＵという）によって行い、所要の定数値・係数値など
はＣＰＵ内に予め記憶してある。
離値演算部３に設けた演算処理器（この発明においてＣ
ＰＵという）によって行い、所要の定数値・係数値など
はＣＰＵ内に予め記憶してある。
【００２５】表示部４は、修正距離値演算部３によって
得られる修正距離値Ｒ（Ｎ）と計測時間の経過とを数値
表示により表示し、または、これらの各値をアナログ値
に変換したものを画面上にプロットして表示する部分で
ある。
得られる修正距離値Ｒ（Ｎ）と計測時間の経過とを数値
表示により表示し、または、これらの各値をアナログ値
に変換したものを画面上にプロットして表示する部分で
ある。
【００２６】表示部４をアナログ値のプロットで表示す
る場合の図形によって、計測値の収束経過を示すと、図
２のように、初期計測距離値Ｒ（０）における誤差値ε
R （０）が、毎回の計測変移量ｒ（ｉ）の積算値によっ
て徐々に減少し、毎回の修正距離値Ｒ（ｉ）が、真の毎
回の距離値ＲT （ｉ）に収束して、距離測定精度が向上
することになるものである。
る場合の図形によって、計測値の収束経過を示すと、図
２のように、初期計測距離値Ｒ（０）における誤差値ε
R （０）が、毎回の計測変移量ｒ（ｉ）の積算値によっ
て徐々に減少し、毎回の修正距離値Ｒ（ｉ）が、真の毎
回の距離値ＲT （ｉ）に収束して、距離測定精度が向上
することになるものである。
【００２７】上記の所定時点を、計測開始の時点、計測
変移量ｒ（ｉ）と計測距離値Ｒ（ｉ）との各計測値を得
るための送信波が目的とする物標以外の反射物体によっ
て妨げられて異常な計測値を発生し、または、計測値が
得られなくなった異常時後に、予測し得る計測値に近い
計測値が得られるように復活した時点などに設定するた
めの検出を各計測値の演算処理によって行う機能を修正
距離値演算部３に設けることによって、図３のように、
上記の復活した時点を計測開始として、同様に、距離測
定精度を向上することができる。
変移量ｒ（ｉ）と計測距離値Ｒ（ｉ）との各計測値を得
るための送信波が目的とする物標以外の反射物体によっ
て妨げられて異常な計測値を発生し、または、計測値が
得られなくなった異常時後に、予測し得る計測値に近い
計測値が得られるように復活した時点などに設定するた
めの検出を各計測値の演算処理によって行う機能を修正
距離値演算部３に設けることによって、図３のように、
上記の復活した時点を計測開始として、同様に、距離測
定精度を向上することができる。
【００２８】図３の場合、上記の異常時をデータ欠損時
として扱い、この間における修正距離値Ｒ（Ｎ）と、計
測変移量ｒ（ｉ）を累積した積算値を、データ欠損前の
値に保持して、変化が無かったものとみなしているが、
このデータ欠損部分のデータをゼロにリセットして計測
しても、データ復活後の経過は、実質的には同一結果に
なる。また、データ欠損時以前の移動データどおりの値
と推定して延長軌跡にしてもよい場合もあるが、この間
に反対方向に移動すると、かえって誤差が大きくなるの
で、この間に、計測距離値Ｒ（ｉ）が間欠的にでも得ら
れる場合には、図４のように、この間の計測距離値Ｒ
（ｉ）の数回分の平均をスライドさせながら得た平均値
を修正距離値Ｒ（Ｎ）の代わりに置き換えて表示した方
が、無難な結果が得られることは言うまでもない。
として扱い、この間における修正距離値Ｒ（Ｎ）と、計
測変移量ｒ（ｉ）を累積した積算値を、データ欠損前の
値に保持して、変化が無かったものとみなしているが、
このデータ欠損部分のデータをゼロにリセットして計測
しても、データ復活後の経過は、実質的には同一結果に
なる。また、データ欠損時以前の移動データどおりの値
と推定して延長軌跡にしてもよい場合もあるが、この間
に反対方向に移動すると、かえって誤差が大きくなるの
で、この間に、計測距離値Ｒ（ｉ）が間欠的にでも得ら
れる場合には、図４のように、この間の計測距離値Ｒ
（ｉ）の数回分の平均をスライドさせながら得た平均値
を修正距離値Ｒ（Ｎ）の代わりに置き換えて表示した方
が、無難な結果が得られることは言うまでもない。
【００２９】〔計測原理〕上記の演算式により現在時点
の修正距離値Ｒｃが求め得る理由、つまり、計測方法の
原理を以下に説明する。図１２において、ある計測点に
おいて、真の距離値ＲT （ｉ）に対する真の初期計測距
離値ＲT （０）と真の変移量ｒT （ｉ）の関係は次式で
表すことができる。
の修正距離値Ｒｃが求め得る理由、つまり、計測方法の
原理を以下に説明する。図１２において、ある計測点に
おいて、真の距離値ＲT （ｉ）に対する真の初期計測距
離値ＲT （０）と真の変移量ｒT （ｉ）の関係は次式で
表すことができる。
【数６】
【００３０】また、毎回の計測距離値Ｒ（ｉ）の誤差値
をεＲ（ｉ）、毎回の計測変移量ｒ（ｉ）の誤差値をε
ｒ（ｉ）とすると、上記のように、ドップラー変移量計
測の場合の誤差値、つまり、εｒ（ｉ）は、僅かの速度
変化を計測しながら得られる値であるほか、上記の従来
技術で述べたように、小さい帯域幅の増幅回路によって
雑音等の影響を除去できるため、パルス反射型距離計測
の場合の誤差値、つまり、εＲ（ｉ）に比べて、はるか
に小さいので、次のように関係づけることができる。
をεＲ（ｉ）、毎回の計測変移量ｒ（ｉ）の誤差値をε
ｒ（ｉ）とすると、上記のように、ドップラー変移量計
測の場合の誤差値、つまり、εｒ（ｉ）は、僅かの速度
変化を計測しながら得られる値であるほか、上記の従来
技術で述べたように、小さい帯域幅の増幅回路によって
雑音等の影響を除去できるため、パルス反射型距離計測
の場合の誤差値、つまり、εＲ（ｉ）に比べて、はるか
に小さいので、次のように関係づけることができる。
【００３１】初期計測距離値Ｒ（０）の誤差値をεR
（０）とし、また、毎回の計測誤差値をε（ｉ）とする
と、
（０）とし、また、毎回の計測誤差値をε（ｉ）とする
と、
【数８】
【００３２】したがって、計測変移量ｒ（ｉ）と計測距
離値Ｒ（ｉ）との各計測値から誤差値ε（ｉ）の二乗和
が最小となるように、Ｒ（０）の推定値「Ｒ（０，
ｉ）」を求めたときの計測距離値Ｒ（ｉ）の推定値「Ｒ
（ｉ）」が、修正距離値Ｒｃになるようにすればよいわ
けであるから、次式のように設定することができる。
離値Ｒ（ｉ）との各計測値から誤差値ε（ｉ）の二乗和
が最小となるように、Ｒ（０）の推定値「Ｒ（０，
ｉ）」を求めたときの計測距離値Ｒ（ｉ）の推定値「Ｒ
（ｉ）」が、修正距離値Ｒｃになるようにすればよいわ
けであるから、次式のように設定することができる。
【数９】
【００３３】この式（１３）のｒ（ｉ）には係数を設け
ていないが、推定計算の演算過程の都合上、係数αを設
けて推定するものとし、現在時点までに、Ｎ個の計測距
離値Ｒ（ｉ）と計測変移量ｒ（ｉ）とが得られたとする
と、式（１０）から次式が得られる。
ていないが、推定計算の演算過程の都合上、係数αを設
けて推定するものとし、現在時点までに、Ｎ個の計測距
離値Ｒ（ｉ）と計測変移量ｒ（ｉ）とが得られたとする
と、式（１０）から次式が得られる。
【数１０】
【００３４】ここで、上記の式（１４）を行列表現にす
るために、ベクトルを示す記号＊と行列Ｚを設定する
と、
るために、ベクトルを示す記号＊と行列Ｚを設定する
と、
【数１１】
【００３５】となり、これらの式から上記の式（１４）
は次式のように簡潔に表すことができる。
は次式のように簡潔に表すことができる。
【数１２】
【００３６】ここで、推定したい量はαとＲ（０）とを
含むベクトル＊θであるから、ここで、推定誤差の分散
行列をＰ（ｉ）、最小二乗法を用いて収束させるための
荷重をρとおくと、最小二乗推定値「＊θ（Ｎ）」は次
式のように表すことができることになる。
含むベクトル＊θであるから、ここで、推定誤差の分散
行列をＰ（ｉ）、最小二乗法を用いて収束させるための
荷重をρとおくと、最小二乗推定値「＊θ（Ｎ）」は次
式のように表すことができることになる。
【数１３】
【００３７】また、荷重ρは、１に十分近い値なので、
初期値として、
初期値として、
【数１４】
【００３８】とおき、さらに、式の展開に寄与させるた
めの介在記号として、Ｃ，Ｐ11，Ｐ12，Ｐ21，Ｐ22，
ｑ，ｓ，ｔ，ｕ，ｖを設定すると、求める係数推定値
「α（Ｎ）」と距離値の推定値「Ｒ（０，Ｎ）」とは、
次式で表すことができることになる。
めの介在記号として、Ｃ，Ｐ11，Ｐ12，Ｐ21，Ｐ22，
ｑ，ｓ，ｔ，ｕ，ｖを設定すると、求める係数推定値
「α（Ｎ）」と距離値の推定値「Ｒ（０，Ｎ）」とは、
次式で表すことができることになる。
【数１５】
【００３９】そして、これらの式において、
【数１６】 であり、また、式（２６）によって「Ｒ（０，Ｎ）」を
算定した値を、上記の式（１３）の推定値「Ｒ（０，
ｉ）」に代入すれば、求める修正距離値Ｒｃを得ること
ができる。
算定した値を、上記の式（１３）の推定値「Ｒ（０，
ｉ）」に代入すれば、求める修正距離値Ｒｃを得ること
ができる。
【００４０】つまり、式（２５）の「α（Ｎ）」は「α
（ｉ）」として、式（２６）の「Ｒ（０，Ｎ）」は「Ｒ
（０，ｉ）」として、また、式（２５）・式（２６）の
ｒ（Ｎ）はｒ（ｉ）として書き表せられるので、式（１
３）を解くことができるわけである。
（ｉ）」として、式（２６）の「Ｒ（０，Ｎ）」は「Ｒ
（０，ｉ）」として、また、式（２５）・式（２６）の
ｒ（Ｎ）はｒ（ｉ）として書き表せられるので、式（１
３）を解くことができるわけである。
【００４１】上記の第１実施例による構成を要約する
と、第１の構成として、周期的に繰り返す送信波、例え
ば、送信パルス波Ａの反射波、例えば、発信パルス波Ｂ
を得るとともに、送信波の各周期の規定点ａから反射波
の規定点ａに対応する規定点ｂまでの時間量の測定値に
もとづいて得られる計測距離値を、送信波の周波数ｆｏ
に対する反射波の周波数変化量または位相変化量の測定
値にもとづいて得られる計測変移量で修正することによ
り修正距離値を得る距離測定方法において、前記修正を
行うための最適推定の演算を、逐次型最小二乗法による
収束を用いて演算するようにした距離計測方法を提供す
るものである。
と、第１の構成として、周期的に繰り返す送信波、例え
ば、送信パルス波Ａの反射波、例えば、発信パルス波Ｂ
を得るとともに、送信波の各周期の規定点ａから反射波
の規定点ａに対応する規定点ｂまでの時間量の測定値に
もとづいて得られる計測距離値を、送信波の周波数ｆｏ
に対する反射波の周波数変化量または位相変化量の測定
値にもとづいて得られる計測変移量で修正することによ
り修正距離値を得る距離測定方法において、前記修正を
行うための最適推定の演算を、逐次型最小二乗法による
収束を用いて演算するようにした距離計測方法を提供す
るものである。
【００４２】また、第２の構成として、上記の第１の構
成による距離計測方法において、所定時点に得られた初
期計測距離値をＲ（０）、上記の所定時点以後に得られ
る毎回の計測変移量をｒ（ｉ）、毎回の計測距離値をＲ
（ｉ）、また、修正距離値をＲｃ、誤差の二乗和が最小
となる計測距離値の推定値を「Ｒ（０，ｉ）」として、
演算式 Ｒｃ＝「Ｒ（ｉ）」＝「Ｒ（０，ｉ）」＋ｒ（ｉ） により修正距離値を得る演算を行うようにした距離計測
方法を提供するものである。
成による距離計測方法において、所定時点に得られた初
期計測距離値をＲ（０）、上記の所定時点以後に得られ
る毎回の計測変移量をｒ（ｉ）、毎回の計測距離値をＲ
（ｉ）、また、修正距離値をＲｃ、誤差の二乗和が最小
となる計測距離値の推定値を「Ｒ（０，ｉ）」として、
演算式 Ｒｃ＝「Ｒ（ｉ）」＝「Ｒ（０，ｉ）」＋ｒ（ｉ） により修正距離値を得る演算を行うようにした距離計測
方法を提供するものである。
【００４３】また、第３の構成として、上記の第１の構
成または第２の構成などによる距離計測方法を用いる装
置おいて、上記の計測距離値を得るための時間量を測定
する距離計測部、例えば、距離計測部１と、上記の計測
変移量を得るための周波数変化量または位相変化量を測
定する変移計測部、例えば、変移計測部２と、上記の時
間量と、上記の周波数変化量または位相変化量とにもと
づいて上記の計測距離値と上記の変化量とを計測すると
ともに、上記の演算式にもとづく演算を行なって上記の
修正距離値を得る修正距離値演算部、例えば、修正距離
値演算部３とを設けた距離計測装置を提供するものであ
る。
成または第２の構成などによる距離計測方法を用いる装
置おいて、上記の計測距離値を得るための時間量を測定
する距離計測部、例えば、距離計測部１と、上記の計測
変移量を得るための周波数変化量または位相変化量を測
定する変移計測部、例えば、変移計測部２と、上記の時
間量と、上記の周波数変化量または位相変化量とにもと
づいて上記の計測距離値と上記の変化量とを計測すると
ともに、上記の演算式にもとづく演算を行なって上記の
修正距離値を得る修正距離値演算部、例えば、修正距離
値演算部３とを設けた距離計測装置を提供するものであ
る。
【００４４】〔第２実施例〕次に、図５〜図９により、
第２実施例を説明する。図５〜図９において図１〜図４
における符号と同一符号で示す部分は図１〜図４で説明
した同一符号の部分と同一機能をもつ部分であり、ま
た、図５の構成における各部の信号を図６〜図８に示し
てある。
第２実施例を説明する。図５〜図９において図１〜図４
における符号と同一符号で示す部分は図１〜図４で説明
した同一符号の部分と同一機能をもつ部分であり、ま
た、図５の構成における各部の信号を図６〜図８に示し
てある。
【００４５】図５において、発振回路１１は、送信すべ
き周波数よりも高い周波数の連続波を発振して得られる
信号を微分またはハードリミットして矩形波または狭い
パルス波にした発振信号１１ａを発生し、第１分周回路
１２と９０°／２相回路２２とに与える。
き周波数よりも高い周波数の連続波を発振して得られる
信号を微分またはハードリミットして矩形波または狭い
パルス波にした発振信号１１ａを発生し、第１分周回路
１２と９０°／２相回路２２とに与える。
【００４６】第１分周回路１２は、発振信号１１ａを分
周して、図１３で説明したような送信波Ｃの周波数ｆ0
の信号に相当する周期ｔ０をもつ矩形波の第１分周信号
１２ａを作り、第２分周回路１３と変調回路１４と９０
°／２相回路２２とに与える。
周して、図１３で説明したような送信波Ｃの周波数ｆ0
の信号に相当する周期ｔ０をもつ矩形波の第１分周信号
１２ａを作り、第２分周回路１３と変調回路１４と９０
°／２相回路２２とに与える。
【００４７】第２分周回路１３は、第１分周信号１２ａ
を、さらに分周して、図１０で説明したような送信パル
ス波Ａに相当するような図６のパルス幅ｔ１もつパルス
ｐ１を所定の周期でを繰り返し送信するための周期Ｔと
パルス幅ｔ１に相当する周期とを作るとともに、パルス
幅ｔ１を周期Ｔ毎に選択して送信パルス波信号１３ａを
作り、変調回路１４と比較回路２６とに与える。
を、さらに分周して、図１０で説明したような送信パル
ス波Ａに相当するような図６のパルス幅ｔ１もつパルス
ｐ１を所定の周期でを繰り返し送信するための周期Ｔと
パルス幅ｔ１に相当する周期とを作るとともに、パルス
幅ｔ１を周期Ｔ毎に選択して送信パルス波信号１３ａを
作り、変調回路１４と比較回路２６とに与える。
【００４８】変調回路１４は、第１分周信号１２ａを送
信パルス波信号１３ａによって変調するが、この場合、
中間の変調率、例えば、５０％程度の変調率で変調して
変調波信号１４ａを作り、送信回路１５に与える。
信パルス波信号１３ａによって変調するが、この場合、
中間の変調率、例えば、５０％程度の変調率で変調して
変調波信号１４ａを作り、送信回路１５に与える。
【００４９】送信回路１５は、変調波信号１４ａを電力
増幅して送波器１６に与えることにより、図１０・図１
３で説明した送信パルス波Ａと送信波Ｃとを複合した信
号を送信波Ａ１として物標Ｅに向けて送波する。また、
必要に応じて、周期ｔ０に相当する周波数の共振回路を
介在させてもよい。
増幅して送波器１６に与えることにより、図１０・図１
３で説明した送信パルス波Ａと送信波Ｃとを複合した信
号を送信波Ａ１として物標Ｅに向けて送波する。また、
必要に応じて、周期ｔ０に相当する周波数の共振回路を
介在させてもよい。
【００５０】物標Ｅからの反射波Ｂ１を受波器１７で受
波して得られた受波信号を増幅回路１８で所要の振幅値
に増幅して、図１０・図１３で説明した受信パルス波Ｂ
と受信波Ｄとを複合した受信信号１８ａを作り、この受
信信号１８ａを振幅制限回路２０と検波回路２５とに与
える。
波して得られた受波信号を増幅回路１８で所要の振幅値
に増幅して、図１０・図１３で説明した受信パルス波Ｂ
と受信波Ｄとを複合した受信信号１８ａを作り、この受
信信号１８ａを振幅制限回路２０と検波回路２５とに与
える。
【００５１】検波回路２５は、反射波Ｂ１と同様の波形
をもつ受信信号１８ａを振幅検波して、図１０で説明し
た受信パルス波Ｂに相当する波形もつ受信パルス波信号
２５ａを作り、必要に応じて波形成形を行った後、比較
回路２６与える。
をもつ受信信号１８ａを振幅検波して、図１０で説明し
た受信パルス波Ｂに相当する波形もつ受信パルス波信号
２５ａを作り、必要に応じて波形成形を行った後、比較
回路２６与える。
【００５２】比較回路２６は、図１０で説明した規定点
ａから規定点ｂまでの間に相当する時間ｔａを検出する
もので、送信パルス波信号１３ａと受信パルス波信号２
５ａとの規定点、例えば、送信パルス波信号１３ａは送
信パルスｐ１の立ち上がり点を、また、受信パルス波信
号２５ａは受信パルスｐ２の立ち上がりの中間振幅点、
もしくは、受信パルスｐ２を立ち上がり部分を微分した
波形の所定振幅点を検出して得られる各信号によって、
この各信号の期間をゲートするゲート信号を比較検出信
号２６ａとしてゲート回路１９に与える。
ａから規定点ｂまでの間に相当する時間ｔａを検出する
もので、送信パルス波信号１３ａと受信パルス波信号２
５ａとの規定点、例えば、送信パルス波信号１３ａは送
信パルスｐ１の立ち上がり点を、また、受信パルス波信
号２５ａは受信パルスｐ２の立ち上がりの中間振幅点、
もしくは、受信パルスｐ２を立ち上がり部分を微分した
波形の所定振幅点を検出して得られる各信号によって、
この各信号の期間をゲートするゲート信号を比較検出信
号２６ａとしてゲート回路１９に与える。
【００５３】ゲート回路２７は、図示しないクロックパ
ルス、例えば、発振回路１１の発振信号１１ａを比較検
出信号２６ａでゲートしたパルス、つまり、図１０で説
明した時間ｔａ、つまり、物標Ｅまでの距離値に対応し
た時間量に相当するパルス量、または、比較検出信号の
期間を積分して得られる電圧量を時間量信号２７ａとし
てＡ／Ｄ変換回路３１に与える。
ルス、例えば、発振回路１１の発振信号１１ａを比較検
出信号２６ａでゲートしたパルス、つまり、図１０で説
明した時間ｔａ、つまり、物標Ｅまでの距離値に対応し
た時間量に相当するパルス量、または、比較検出信号の
期間を積分して得られる電圧量を時間量信号２７ａとし
てＡ／Ｄ変換回路３１に与える。
【００５４】Ａ／Ｄ変換回路３１は、複数のＡ／Ｄ変換
回路をもつ回路群であり、時間量信号２６ａをディジタ
ル値の信号に変換してＣＰＵ３２に与える。振幅制限回
路２０は、受信信号１８ａの振幅を一定にする振幅制限
を行った信号を濾波回路２１に与える。濾波回路２１
は、帯域通過型濾波回路であって、受信信号１８ａ中の
搬送波、つまり、第１分周信号１２ａの周期ｔ０に相当
する周波数成分が位相偏移または周波数偏移を受けた正
弦波状の信号、つまり、図１３の受信波Ｄの周波数ｆｓ
を濾波して抽出することにより得られた受信位相信号２
１ａをサンプルホールド回路２３とサンプルホールド回
路２４とに与える。
回路をもつ回路群であり、時間量信号２６ａをディジタ
ル値の信号に変換してＣＰＵ３２に与える。振幅制限回
路２０は、受信信号１８ａの振幅を一定にする振幅制限
を行った信号を濾波回路２１に与える。濾波回路２１
は、帯域通過型濾波回路であって、受信信号１８ａ中の
搬送波、つまり、第１分周信号１２ａの周期ｔ０に相当
する周波数成分が位相偏移または周波数偏移を受けた正
弦波状の信号、つまり、図１３の受信波Ｄの周波数ｆｓ
を濾波して抽出することにより得られた受信位相信号２
１ａをサンプルホールド回路２３とサンプルホールド回
路２４とに与える。
【００５５】受信位相信号２１ａは、物標Ｅが移動によ
って位相偏移を受けるので、遠方側に移動した場合に
は、その移動速度に従って、例えば、図８の位相φ１の
信号または位相φ２の信号のように位相が遅れた信号と
なり、移動速度がさらに速い場合には、位相偏移を累積
した周波数偏移になって現れることになる。
って位相偏移を受けるので、遠方側に移動した場合に
は、その移動速度に従って、例えば、図８の位相φ１の
信号または位相φ２の信号のように位相が遅れた信号と
なり、移動速度がさらに速い場合には、位相偏移を累積
した周波数偏移になって現れることになる。
【００５６】９０°／２相回路２２は、第１分周信号１
２ａから９０°の位相差をもつ２相の周波数信号を得る
もので、第１分周信号１２ａの周期ｔ０を１／４だけず
らせた位相の時点をサンプルするためサンプル時点信号
２２ａ、つまり、９０°移相した信号と第１分周信号１
２ａそのものの位相の時点をサンプルするためのサンプ
ル時点信号２２ｂとの２相信号を得る回路であり、サン
プル時点信号２２ａをサンプルホールド回路２３に、ま
た、サンプル時点信号２２ｂをサンプルホールド回路２
４に与える。
２ａから９０°の位相差をもつ２相の周波数信号を得る
もので、第１分周信号１２ａの周期ｔ０を１／４だけず
らせた位相の時点をサンプルするためサンプル時点信号
２２ａ、つまり、９０°移相した信号と第１分周信号１
２ａそのものの位相の時点をサンプルするためのサンプ
ル時点信号２２ｂとの２相信号を得る回路であり、サン
プル時点信号２２ａをサンプルホールド回路２３に、ま
た、サンプル時点信号２２ｂをサンプルホールド回路２
４に与える。
【００５７】また、９０°／２相回路２２は、例えば、
ワンショットマルチバイブレータとカウンタとの組み合
わせとし、ワンショットマルチバイブレータで第１分周
信号の立上始縁に対応する幅の狭いパルスを作ってサン
プル時点信号２２ａを得るとともに、第１分周信号１２
ａの分周比を４にしておき、第１分周信号の立上始縁か
ら第１分周信号１２ａの１パルス後に幅の狭いパルスを
作ってサンプル時点信号２２ｂを得るようにすることが
でき。また、上記の分周比を４の整数倍にしておき、第
１分周信号の立上始縁から上記の分周比の逆数の１／４
に相当する数だけ発信信号１１ａのパルスを計数した時
点で幅の狭いパルスを作るようにしてサンプル時点信号
２２ｂを得ることもできる。
ワンショットマルチバイブレータとカウンタとの組み合
わせとし、ワンショットマルチバイブレータで第１分周
信号の立上始縁に対応する幅の狭いパルスを作ってサン
プル時点信号２２ａを得るとともに、第１分周信号１２
ａの分周比を４にしておき、第１分周信号の立上始縁か
ら第１分周信号１２ａの１パルス後に幅の狭いパルスを
作ってサンプル時点信号２２ｂを得るようにすることが
でき。また、上記の分周比を４の整数倍にしておき、第
１分周信号の立上始縁から上記の分周比の逆数の１／４
に相当する数だけ発信信号１１ａのパルスを計数した時
点で幅の狭いパルスを作るようにしてサンプル時点信号
２２ｂを得ることもできる。
【００５８】サンプルホールド回路２３・２４は、受信
位相信号２１ａを各サンプリングして得られたレベル値
の信号を保持するとともに新たなサンプル毎にサンプル
したレベル値を更新して保持するようにした市販のサン
プルホールド素子であり、それぞれ、サンプルホールド
して得られるサンプルホールド信号２３ａとサンプルホ
ールド信号２４ａとをＡ／Ｄ変換回路３１に与える。
位相信号２１ａを各サンプリングして得られたレベル値
の信号を保持するとともに新たなサンプル毎にサンプル
したレベル値を更新して保持するようにした市販のサン
プルホールド素子であり、それぞれ、サンプルホールド
して得られるサンプルホールド信号２３ａとサンプルホ
ールド信号２４ａとをＡ／Ｄ変換回路３１に与える。
【００５９】図８において、受信位相信号２１ａの実線
で示す信号は、検出基準位相、つまり、検出位相０°の
場合を示し、破線で示す信号は、位相φ１と位相φ２だ
け偏移した信号を示しており、サンプル時点信号２２ａ
とサンプル時点信号２２ｂとの位相は、検出基準位相を
基準にしてみると、それぞれ、ｓｉｎ成分のレベルを得
る位相点とｃｏｓ成分のレベルを得る位相点とに相当し
ていることになる。そして、９０°／２相回路２２とサ
ンプルホールド回路２３・２４で構成した部分は、９０
独立／２相によるｓｉｎ成分の信号とｃｏｓ成分の信号
とを、それぞれ、受信位相信号２１ａに掛算した信号と
して、サンプルホールド信号２３ａとサンプルホールド
信号２４ａとを得ているものである。
で示す信号は、検出基準位相、つまり、検出位相０°の
場合を示し、破線で示す信号は、位相φ１と位相φ２だ
け偏移した信号を示しており、サンプル時点信号２２ａ
とサンプル時点信号２２ｂとの位相は、検出基準位相を
基準にしてみると、それぞれ、ｓｉｎ成分のレベルを得
る位相点とｃｏｓ成分のレベルを得る位相点とに相当し
ていることになる。そして、９０°／２相回路２２とサ
ンプルホールド回路２３・２４で構成した部分は、９０
独立／２相によるｓｉｎ成分の信号とｃｏｓ成分の信号
とを、それぞれ、受信位相信号２１ａに掛算した信号と
して、サンプルホールド信号２３ａとサンプルホールド
信号２４ａとを得ているものである。
【００６０】したがって、図９のように、検出基準位相
を真上０におき、位相角度を右回りに取った極座標で見
ると、サンプルホールド信号２３ａとサンプルホールド
信号２４ａとは、その各レベルの極性を図９のように置
いたことになり、位相φ１と位相φ２との角度値を極座
標値で検出していることになるものである。
を真上０におき、位相角度を右回りに取った極座標で見
ると、サンプルホールド信号２３ａとサンプルホールド
信号２４ａとは、その各レベルの極性を図９のように置
いたことになり、位相φ１と位相φ２との角度値を極座
標値で検出していることになるものである。
【００６１】Ａ／Ｄ変換回路３１では、サンプルホール
ド信号２３ａ・２４ａとの各レベル値をディジタル値に
変換してＣＰＵ３２に与える。
ド信号２３ａ・２４ａとの各レベル値をディジタル値に
変換してＣＰＵ３２に与える。
【００６２】ＣＰＵ３２は、Ａ／Ｄ変換回路３１からの
物標Ｅまでの距離値と、物標Ｅの変移量とに対応するデ
ィジタル値、つまり、ゲート計数信号２７ａにもとづく
ディジタル値と、サンプルホールド信号２３ａ・２４ａ
にもとづくディジタル値とをメモリに取り込んで記憶
し、これらディジタル値と、ＣＰＵ３２に予め記憶して
おいた所要の係数値とにもとづいて、計測距離値Ｒ
（ｉ）と計測変移量ｒ（ｉ）とを計測し、これら計測値
にもとづいて、上記の第１実施例で説明したところの逐
次型最小二乗法による収束演算を適用した最適推定を演
算して、目的とする修正距離値Ｒ（Ｎ）を得る処理を行
い、得られた毎回の修正距離値Ｒ（Ｎ）を記憶保持す
る。
物標Ｅまでの距離値と、物標Ｅの変移量とに対応するデ
ィジタル値、つまり、ゲート計数信号２７ａにもとづく
ディジタル値と、サンプルホールド信号２３ａ・２４ａ
にもとづくディジタル値とをメモリに取り込んで記憶
し、これらディジタル値と、ＣＰＵ３２に予め記憶して
おいた所要の係数値とにもとづいて、計測距離値Ｒ
（ｉ）と計測変移量ｒ（ｉ）とを計測し、これら計測値
にもとづいて、上記の第１実施例で説明したところの逐
次型最小二乗法による収束演算を適用した最適推定を演
算して、目的とする修正距離値Ｒ（Ｎ）を得る処理を行
い、得られた毎回の修正距離値Ｒ（Ｎ）を記憶保持す
る。
【００６３】ＣＰＵ３２に記憶した毎回の修正距離値Ｒ
（Ｎ）を読み出して得られるデータをプリンタ４１で数
字印字し、または、読み出したデータをＤ／Ａ変換して
得られるアナログ値のデータにもとづいて表示器４３に
図２〜図４のような図形を表示するものである。
（Ｎ）を読み出して得られるデータをプリンタ４１で数
字印字し、または、読み出したデータをＤ／Ａ変換して
得られるアナログ値のデータにもとづいて表示器４３に
図２〜図４のような図形を表示するものである。
【００６４】上記の第２実施例を要約すると、第４の構
成として、上記の第１実施例で説明した第１の構成また
は第２の構成による距離計測方法において、図６の変調
波信号１４ａのように、１つの連続波、例えば、第１分
周信号１２ａのような波形の振幅を所要の周期、例え
ば、周期Ｔ１で部分的にパルス状に振幅変調した送信
波、例えば、パルスｐ１で変調した送信波を用い、上記
のパルス状の部分を上記の計測距離値を得るための送信
波とし、上記の連続波を上記の計測変移量を得るための
送信波として用いるようにした距離計測方法を提供する
ものである。
成として、上記の第１実施例で説明した第１の構成また
は第２の構成による距離計測方法において、図６の変調
波信号１４ａのように、１つの連続波、例えば、第１分
周信号１２ａのような波形の振幅を所要の周期、例え
ば、周期Ｔ１で部分的にパルス状に振幅変調した送信
波、例えば、パルスｐ１で変調した送信波を用い、上記
のパルス状の部分を上記の計測距離値を得るための送信
波とし、上記の連続波を上記の計測変移量を得るための
送信波として用いるようにした距離計測方法を提供する
ものである。
【００６５】また、第５の構成として、上記の第４の構
成による距離計測方法において、上記の振幅変調を中間
の変調率、例えば、５０％変調で変調した送信波を用い
るようにした距離計測方法を提供するものである。
成による距離計測方法において、上記の振幅変調を中間
の変調率、例えば、５０％変調で変調した送信波を用い
るようにした距離計測方法を提供するものである。
【００６６】また、第６の構成として、上記の第１の構
成、第２の構成、第４の構成、第５の構成による距離計
測方法を用いる距離計測装置であって、上記の送信波を
送信するための送信回路、例えば、発振回路１１・第１
分周回路１２・第２分周回路１３・変調回路１４・送信
回路１５などで構成した回路と、上記の送信波による反
射波を受信する受信回路、増幅回路１８・振幅制限回路
２０・検波回路２５などで構成した回路と、上記の送信
波の周波数をもつ正弦波信号と余弦波信号とを得る基準
波回路、例えば、９０°／２相回路２２などで構成した
回路と、上記の受信回路により得られる反射波の周波数
信号を、上記の正弦波信号と余弦波信号とにもとづいて
検出することにより、例えば、サンプルホールド回路２
３・サンプルホールド回路２４などで構成した回路によ
って、上記の計測変移量を得る変移量計測手段と、上記
の受信回路により得られる反射波のパルス信号と送信波
のパルス信号との間の時間量にもとづいて、例えば、比
較回路２６・ゲート回路２７などで構成した回路によ
り、上記の計測距離値を得る距離値計測手段と、上記の
計測変移量と計測距離値とにもとづいて、上記の演算式
による演算を、例えば、ＣＰＵ３２によって行うことに
より修正距離値を得る最適推定演算手段とを設けた距離
計測装置を提供するものである。
成、第２の構成、第４の構成、第５の構成による距離計
測方法を用いる距離計測装置であって、上記の送信波を
送信するための送信回路、例えば、発振回路１１・第１
分周回路１２・第２分周回路１３・変調回路１４・送信
回路１５などで構成した回路と、上記の送信波による反
射波を受信する受信回路、増幅回路１８・振幅制限回路
２０・検波回路２５などで構成した回路と、上記の送信
波の周波数をもつ正弦波信号と余弦波信号とを得る基準
波回路、例えば、９０°／２相回路２２などで構成した
回路と、上記の受信回路により得られる反射波の周波数
信号を、上記の正弦波信号と余弦波信号とにもとづいて
検出することにより、例えば、サンプルホールド回路２
３・サンプルホールド回路２４などで構成した回路によ
って、上記の計測変移量を得る変移量計測手段と、上記
の受信回路により得られる反射波のパルス信号と送信波
のパルス信号との間の時間量にもとづいて、例えば、比
較回路２６・ゲート回路２７などで構成した回路によ
り、上記の計測距離値を得る距離値計測手段と、上記の
計測変移量と計測距離値とにもとづいて、上記の演算式
による演算を、例えば、ＣＰＵ３２によって行うことに
より修正距離値を得る最適推定演算手段とを設けた距離
計測装置を提供するものである。
【００６７】また、第７の構成として、上記の第６の構
成による距離計測装置において、上記の変移量計測手段
と、距離値計測手段と、最適推定演算手段とを１つのＣ
ＰＵ、例えば、ＣＰＵ３２により演算する演算手段を設
けた距離計測装置を提供するものである。
成による距離計測装置において、上記の変移量計測手段
と、距離値計測手段と、最適推定演算手段とを１つのＣ
ＰＵ、例えば、ＣＰＵ３２により演算する演算手段を設
けた距離計測装置を提供するものである。
【００６８】〔変形実施〕この発明は次のように変形し
て実施することができる。 （１）変移量の計測に用いる反射波が得られないことを
検出した出力により、距離計測用のパルス波を送信し、
または、距離計測用のパルス変調を行うように構成す
る。
て実施することができる。 （１）変移量の計測に用いる反射波が得られないことを
検出した出力により、距離計測用のパルス波を送信し、
または、距離計測用のパルス変調を行うように構成す
る。
【００６９】（２）表示器４３を、ディジタル値による
距離値表示器とアナログ値による距離値表示器とを設け
て構成し、アナログ値による距離値表示器を設ける。
距離値表示器とアナログ値による距離値表示器とを設け
て構成し、アナログ値による距離値表示器を設ける。
【００７０】（３）上記（２）のアナログ表示器を、サ
ンプルホールド信号２３ａ・２４ａのアナログ信号、ま
たは、Ｄ／Ａ変換器４２から得られるこれらの信号に対
応する各アナログ信号を、図９のように、ブラウン管の
Ｘ・Ｙ偏向電極に所要の極性で与えることにより、位相
φ１・位相φ２などに対応する位相点像を表示して、周
辺に設けた単位距離目盛によって、距離値の小さい変化
状況を細かくアナログ的に読み取り得るようにする。ま
た、表示するアナログ値の信号を鋸歯状波にした波形に
することにより、位相線像にして見易く表示する。さら
に、ブラウン管に代え、２相式メータを用いて表示す
る。
ンプルホールド信号２３ａ・２４ａのアナログ信号、ま
たは、Ｄ／Ａ変換器４２から得られるこれらの信号に対
応する各アナログ信号を、図９のように、ブラウン管の
Ｘ・Ｙ偏向電極に所要の極性で与えることにより、位相
φ１・位相φ２などに対応する位相点像を表示して、周
辺に設けた単位距離目盛によって、距離値の小さい変化
状況を細かくアナログ的に読み取り得るようにする。ま
た、表示するアナログ値の信号を鋸歯状波にした波形に
することにより、位相線像にして見易く表示する。さら
に、ブラウン管に代え、２相式メータを用いて表示す
る。
【００７１】（４）９０°／２相回路２２とサンプルホ
ールド回路２３・２４とによって掛算出力を得る部分
を、９０°／２相回路の出力を正弦波状の波形によるｓ
ｉｎ成分信号とｃｏｓ成分信号に変更し、サンプルホー
ルド回路２３・２４と掛算回路に変更するとともに、掛
算回路の出力を積分回路または濾波回路もしくはこれら
組み合わせに与えることによって、サンプルホールド信
号２３ａ・２４ａと同様の掛算出力を得るように構成す
る。
ールド回路２３・２４とによって掛算出力を得る部分
を、９０°／２相回路の出力を正弦波状の波形によるｓ
ｉｎ成分信号とｃｏｓ成分信号に変更し、サンプルホー
ルド回路２３・２４と掛算回路に変更するとともに、掛
算回路の出力を積分回路または濾波回路もしくはこれら
組み合わせに与えることによって、サンプルホールド信
号２３ａ・２４ａと同様の掛算出力を得るように構成す
る。
【００７２】（５）α−β−γトラッカのように距離と
方向との追尾を行う構成において、距離の追尾を行う部
分に、上記の各実施例および各変形実施の距離計測方法
または距離計測装置を用いて構成する。
方向との追尾を行う構成において、距離の追尾を行う部
分に、上記の各実施例および各変形実施の距離計測方法
または距離計測装置を用いて構成する。
【００７３】（６）第１実施例または第２実施例の計測
変移量ｒ（ｉ）を得るアナログ計測部分を、受信周波数
ｆｓを送信周波数ｆ０と比較して得られる周波数の変化
量△ｆまたは位相の変化量△ｐを検出して、△ｆまたは
△ｐから対応する変移量を得るように構成する。
変移量ｒ（ｉ）を得るアナログ計測部分を、受信周波数
ｆｓを送信周波数ｆ０と比較して得られる周波数の変化
量△ｆまたは位相の変化量△ｐを検出して、△ｆまたは
△ｐから対応する変移量を得るように構成する。
【００７４】（７）第２実施例における送信波Ａ１のパ
ルスｐ１による変調を全振幅変調、つまり、１００％変
調にするとともに、パルスｐ１のパルス幅ｔ１を、サン
プルホールド信号２３ａ・２４ａが目的を十分に目的を
果し得る程度の時間長になるように変更して構成する。
また、この構成の場合において、図７の送信波Ａ１にお
ける短いｔ１の箇所が無振幅になるようにして形成し、
図７の受信パルス波信号２５ａを波形が逆転した波形に
して時間ｔａを検出し、または、受信信号１８ａを逆検
波して図７の受信パルス波信号２５ａと同様の波形を得
るように構成する。この構成は、上記の第１の構成と第
２の構成のような距離計測方法において、１つの搬送波
の全振幅を所要の周期をもつパルスで振幅変調した送信
波を用い、このパルスの部分を上記の計測距離値を得る
ための送信波とし、また、このパルスの中に含まれる搬
送波を上記の計測変移量を得るための送信波として用い
るようにした距離計測方法を構成していることになる。
ルスｐ１による変調を全振幅変調、つまり、１００％変
調にするとともに、パルスｐ１のパルス幅ｔ１を、サン
プルホールド信号２３ａ・２４ａが目的を十分に目的を
果し得る程度の時間長になるように変更して構成する。
また、この構成の場合において、図７の送信波Ａ１にお
ける短いｔ１の箇所が無振幅になるようにして形成し、
図７の受信パルス波信号２５ａを波形が逆転した波形に
して時間ｔａを検出し、または、受信信号１８ａを逆検
波して図７の受信パルス波信号２５ａと同様の波形を得
るように構成する。この構成は、上記の第１の構成と第
２の構成のような距離計測方法において、１つの搬送波
の全振幅を所要の周期をもつパルスで振幅変調した送信
波を用い、このパルスの部分を上記の計測距離値を得る
ための送信波とし、また、このパルスの中に含まれる搬
送波を上記の計測変移量を得るための送信波として用い
るようにした距離計測方法を構成していることになる。
【００７５】（８）距離計測部１から送波する送信波
を、繰り返し周期Ｔを複数分割した区間毎に、順次に、
または、所定の順序で周波数を変化して得られる周波数
変調波形にするとともに、距離計測部１では、周波数変
調波形の周波数の変化点などを距離計測のための規定点
として検出することにより計測距離値を得るようにし、
また、変移計測部２では、周波数の変化している所定の
周波数または各周波数に対する受信信号中の周波数変化
量または位相変化量を検出することにより計測変移量を
得るように構成する。
を、繰り返し周期Ｔを複数分割した区間毎に、順次に、
または、所定の順序で周波数を変化して得られる周波数
変調波形にするとともに、距離計測部１では、周波数変
調波形の周波数の変化点などを距離計測のための規定点
として検出することにより計測距離値を得るようにし、
また、変移計測部２では、周波数の変化している所定の
周波数または各周波数に対する受信信号中の周波数変化
量または位相変化量を検出することにより計測変移量を
得るように構成する。
【００７６】（９）第２実施例または上記（８）の構成
において、反射波の受信信号の周波数を周波数変換して
得られる周波数の信号、例えば、スーパーヘテロダイン
増幅回路による中間周波数の信号を受信信号１８ａとし
て得るようにし、受信信号中の周波数変化量または位相
変化量を検出するための周波数信号または９０°／２相
信号を得るための周期をもつ信号を、送信波の周波数か
ら周波数変換して得た信号または独立の発信器の周波数
の信号から得るように構成する。
において、反射波の受信信号の周波数を周波数変換して
得られる周波数の信号、例えば、スーパーヘテロダイン
増幅回路による中間周波数の信号を受信信号１８ａとし
て得るようにし、受信信号中の周波数変化量または位相
変化量を検出するための周波数信号または９０°／２相
信号を得るための周期をもつ信号を、送信波の周波数か
ら周波数変換して得た信号または独立の発信器の周波数
の信号から得るように構成する。
【００７７】（１０）送信波の周期などを制御している
第１分周回路１２・第２分周回路１３・９０°／２相回
路２２に代えて、これらによる分周部分などを、ＣＰＵ
３２による計数処理で行うように構成する。また、この
場合、必要に応じて、発振回路１１の発振信号１１ａに
代えて、ＣＰＵ３２のクロック信号を用いるように構成
する。この構成によれば、第７の構成のような距離計測
装置において、上記の送信波の周期の制御と、上記の変
移量計測手段と、距離値計測手段と、最適推定演算手段
とを１つのＣＰＵにより演算する演算手段を設けた距離
計測装置を構成していることになる。
第１分周回路１２・第２分周回路１３・９０°／２相回
路２２に代えて、これらによる分周部分などを、ＣＰＵ
３２による計数処理で行うように構成する。また、この
場合、必要に応じて、発振回路１１の発振信号１１ａに
代えて、ＣＰＵ３２のクロック信号を用いるように構成
する。この構成によれば、第７の構成のような距離計測
装置において、上記の送信波の周期の制御と、上記の変
移量計測手段と、距離値計測手段と、最適推定演算手段
とを１つのＣＰＵにより演算する演算手段を設けた距離
計測装置を構成していることになる。
【００７８】（１１）計測距離値を得る演算部分と、計
測変移量を得る演算部分と、最適推定演算処理を行う演
算部分とを、各別個のＣＰＵを用いて演算するように構
成する。
測変移量を得る演算部分と、最適推定演算処理を行う演
算部分とを、各別個のＣＰＵを用いて演算するように構
成する。
【００７９】（１２）計測距離値を得るための送信波
と、計測変移量を得るための送信波とを、別個の送信波
で行うともに、計測距離値を得るための回路部分と計測
偏移量を得るための回路部分とを独立した別個の回路に
して構成する。
と、計測変移量を得るための送信波とを、別個の送信波
で行うともに、計測距離値を得るための回路部分と計測
偏移量を得るための回路部分とを独立した別個の回路に
して構成する。
【００８０】
【発明の効果】この発明によれば、上記のように、パル
ス反射型距離計測とドップラー変移量計測とを係合する
とともに、最適推定に逐次型最小二乗法による収束演算
を行っているため、複雑な方程式を解くための非常に長
い演算が不要になるので、移動体の速度変化が速い場合
や移動データを綿密に得たい場合に対しても、オンライ
ン式の構成で行わせることができるなどの特長がある。
ス反射型距離計測とドップラー変移量計測とを係合する
とともに、最適推定に逐次型最小二乗法による収束演算
を行っているため、複雑な方程式を解くための非常に長
い演算が不要になるので、移動体の速度変化が速い場合
や移動データを綿密に得たい場合に対しても、オンライ
ン式の構成で行わせることができるなどの特長がある。
図面中、図１〜図９はこの発明の実施例を、また、図１
０〜図１３は従来技術を示し、各図の内容は次のとおり
である。
０〜図１３は従来技術を示し、各図の内容は次のとおり
である。
【図１】ブロック構成図
【図２】計測結果のプロット図
【図３】計測結果のプロット図
【図４】計測結果のプロット図
【図５】回路ブロック構成図
【図６】要部の信号波形図
【図７】要部の信号波形図
【図８】要部の信号波形図
【図９】位相変化の極座標表示図
【図１０】要部の信号波形図
【図１１】要部の信号波形図
【図１２】計測結果のプロット図
【図１３】要部の信号波形図
１ 距離計測部 ２ 変移計測部 ３ 修正距離値演算部 ４ 表示部 １１ 発振回路 １１ａ 発振信号 １２ 第１分周回路 １２ａ 第１分周信号 １３ 第２分周回路 １３ａ 第２分周信号 １４ 変調回路 １４ａ 変調波信号 １５ 送信回路 １６ 送波器 １７ 受波器 １８ 増幅回路 １８ａ 受信信号 ２０ 振幅制限回路 ２１ 濾波回路 ２１ａ 受信位相信号 ２２ ９０°／２相回路 ２２ａ サンプル時点信号 ２２ｂ サンプル時点信号 ２３ サンプルホールド回路 ２３ａ サンプルホールド信号・ｓｉｎ成分信号 ２４ サンプルホールド回路 ２４ａ サンプルホールド信号・ｃｏｓ成分信号 ２５ 検波回路 ２５ａ 受信パルス波信号 ２６ 比較回路 ２６ａ 比較検出信号 ２７ ゲート回路 ２７ａ 時間量信号 ３１ Ａ／Ｄ変換回路 ３２ ＣＰＵ ４１ プリンタ ４２ Ｄ／Ａ変換回路 ４３ 表示器 Ａ 送信パルス波 Ａ１ 送信波 Ｂ 受信パルス波 Ｂ１ 反射波 Ｃ 送信波 Ｄ 受信波 Ｔ 周期 ｔ０ 周期 ｔ１ パルス幅 ｐ１ パルス ｐ２ パルス
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−281341（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−107350（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−165087（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−47576（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−64530（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−39579（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01S 7/00 - 7/42 G01S 13/00 - 13/95 G01C 3/06
Claims (10)
- 【請求項１】 周期的に繰り返す送信波の反射波を得る
とともに、前記送信波の各周期のパルス波の規定点から
前記反射波の前記規定点に対応する規定点までの時間量
の測定値にもとづいて得られる計測距離値を、前記送信
波の周波数に対する反射波の周波数変化量または位相変
化量の測定値にもとづいて得られる計測変移量で修正す
ることにより修正距離値を得る距離測定方法であって、 前記修正を行うための最適推定の演算を、逐次型最小二
乗法による収束を用いて演算することを特徴とする距離
計測方法。 - 【請求項２】 請求項１の距離計測方法であって、 所定時点に得られた初期計測距離値をＲ（０）、上記の
所定時点以後に得られる毎回の計測変移量をｒ（ｉ）、
毎回の計測距離値をＲ（ｉ）、また、修正距離値をＲ
ｃ、誤差の二乗和が最小となる計測距離値の推定値を
「Ｒ（０，ｉ）」として、演算式 Ｒｃ＝「Ｒ（ｉ）」＝「Ｒ（０，ｉ）」＋ｒ（ｉ） により修正距離値を得る演算を行うことを特徴とする距
離計測方法。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２の距離計測方法
であって、 １つの連続波の振幅を所要の周期で部分的にパルス状に
振幅変調した送信波を用い、前記パルス状の部分を前記
計測距離値を得るための送信波とし、前記連続波を前記
計測変移量を得るための送信波として用いることを特徴
とする距離計測方法。 - 【請求項４】 請求項３の距離計測方法であって、 前記振幅変調を中間の変調率で変調した送信波を用いる
ことを特徴とする距離計測方法。 - 【請求項５】 請求項１または請求項２の距離計測方法
であって、 １つの搬送波の全振幅を所要の周期をもつパルスで振幅
変調した送信波を用い、前記パルスの部分を前記計測距
離値を得るための送信波とし、前記パルスの中に含まれ
る前記搬送波を前記計測変移量を得るための送信波とし
て用いることを特徴とする距離計測方法。 - 【請求項６】 請求項１または請求項２の距離計測方法
を用いる距離計測装置であって、 前記計測距離値を得るための時間量を測定する距離計測
部と、 前記計測変移量を得るための周波数変化量または位相変
化量を測定する変移計測部と、 前記時間量と、前記周波数変化量または位相変化量とに
もとづいて前記計測距離値と前記変化量とを計測すると
ともに、前記演算式にもとづく演算を行なって前記修正
距離値を得る修正距離値演算部とを具備することを特徴
とする距離計測装置。 - 【請求項７】 請求項３または請求項４もしくは請求項
５の距離計測方法を用いる距離計測装置であって、 前記計測距離値を得るための時間量を測定する距離計測
部と、 前記計測変移量を得るための周波数変化量または位相変
化量を測定する変移計測部と、 前記時間量と、前記周波数変化量または位相変化量とに
もとづいて前記計測距離値と前記変化量とを計測すると
ともに、前記演算式にもとづく演算を行なって前記修正
距離値を得る修正距離値演算部とを具備することを特徴
とする距離計測装置。 - 【請求項８】 請求項６・請求項７の距離計測装置であ
って、 前記送信波を送信するための送信回路と、 前記送信波による反射波を受信する受信回路と、 前記送信波の周波数をもつ正弦波信号と余弦波信号とを
得る基準波回路と、 前記受信回路により得られる反射波の周波数信号を、前
記正弦波信号と前記余弦波信号とにもとづいて検出する
ことにより、前記計測変移量を得る変移量計測手段と、 前記受信回路により得られる前記反射波のパルス信号と
前記送信波のパルス信号との間の時間量にもとづいて前
記計測距離値を得る距離値計測手段と、 前記計測変移量と前記計測距離値とにもとづいて、前記
演算式による演算を行うことにより前記修正距離値を得
る最適推定演算手段とを具備することを特徴とする距離
計測装置。 - 【請求項９】 請求項８の距離計測装置であって、 前記変移量計測手段と、前記距離値計測手段と、前記最
適推定演算手段とを１つのＣＰＵにより演算する演算手
段を具備することを特徴とする距離計測装置。 - 【請求項１０】 請求項８の距離計測装置であって、 前記送信波の周期の制御と、前記変移量計測手段と、前
記距離値計測手段と、前記最適推定演算手段とを１つの
ＣＰＵにより演算する演算手段を具備することを特徴と
する距離計測装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14429093A JP3256332B2 (ja) | 1993-05-24 | 1993-05-24 | 距離計測方法ならびに距離計測装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14429093A JP3256332B2 (ja) | 1993-05-24 | 1993-05-24 | 距離計測方法ならびに距離計測装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06331733A JPH06331733A (ja) | 1994-12-02 |
| JP3256332B2 true JP3256332B2 (ja) | 2002-02-12 |
Family
ID=15358635
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14429093A Expired - Fee Related JP3256332B2 (ja) | 1993-05-24 | 1993-05-24 | 距離計測方法ならびに距離計測装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3256332B2 (ja) |
Families Citing this family (25)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5989506A (ja) * | 1982-11-15 | 1984-05-23 | 三菱電機株式会社 | 開閉装置 |
| JP4139390B2 (ja) | 2003-04-24 | 2008-08-27 | 富士通株式会社 | レーダ装置 |
| DE102006031580A1 (de) | 2006-07-03 | 2008-01-17 | Faro Technologies, Inc., Lake Mary | Verfahren und Vorrichtung zum dreidimensionalen Erfassen eines Raumbereichs |
| JP5416978B2 (ja) * | 2009-01-21 | 2014-02-12 | 横河電子機器株式会社 | 飛翔体 |
| US9551575B2 (en) | 2009-03-25 | 2017-01-24 | Faro Technologies, Inc. | Laser scanner having a multi-color light source and real-time color receiver |
| DE102009015920B4 (de) | 2009-03-25 | 2014-11-20 | Faro Technologies, Inc. | Vorrichtung zum optischen Abtasten und Vermessen einer Umgebung |
| DE102009035337A1 (de) * | 2009-07-22 | 2011-01-27 | Faro Technologies, Inc., Lake Mary | Verfahren zum optischen Abtasten und Vermessen eines Objekts |
| DE102009057101A1 (de) | 2009-11-20 | 2011-05-26 | Faro Technologies, Inc., Lake Mary | Vorrichtung zum optischen Abtasten und Vermessen einer Umgebung |
| US9113023B2 (en) | 2009-11-20 | 2015-08-18 | Faro Technologies, Inc. | Three-dimensional scanner with spectroscopic energy detector |
| US9210288B2 (en) | 2009-11-20 | 2015-12-08 | Faro Technologies, Inc. | Three-dimensional scanner with dichroic beam splitters to capture a variety of signals |
| US9529083B2 (en) | 2009-11-20 | 2016-12-27 | Faro Technologies, Inc. | Three-dimensional scanner with enhanced spectroscopic energy detector |
| CN102713499B (zh) | 2010-01-20 | 2014-07-09 | 法罗技术股份有限公司 | 用于坐标测量设备的配重 |
| US9628775B2 (en) | 2010-01-20 | 2017-04-18 | Faro Technologies, Inc. | Articulated arm coordinate measurement machine having a 2D camera and method of obtaining 3D representations |
| US9879976B2 (en) | 2010-01-20 | 2018-01-30 | Faro Technologies, Inc. | Articulated arm coordinate measurement machine that uses a 2D camera to determine 3D coordinates of smoothly continuous edge features |
| US9163922B2 (en) | 2010-01-20 | 2015-10-20 | Faro Technologies, Inc. | Coordinate measurement machine with distance meter and camera to determine dimensions within camera images |
| US9607239B2 (en) | 2010-01-20 | 2017-03-28 | Faro Technologies, Inc. | Articulated arm coordinate measurement machine having a 2D camera and method of obtaining 3D representations |
| DE102010020925B4 (de) | 2010-05-10 | 2014-02-27 | Faro Technologies, Inc. | Verfahren zum optischen Abtasten und Vermessen einer Umgebung |
| DE102012100609A1 (de) | 2012-01-25 | 2013-07-25 | Faro Technologies, Inc. | Vorrichtung zum optischen Abtasten und Vermessen einer Umgebung |
| US10067231B2 (en) | 2012-10-05 | 2018-09-04 | Faro Technologies, Inc. | Registration calculation of three-dimensional scanner data performed between scans based on measurements by two-dimensional scanner |
| US9513107B2 (en) | 2012-10-05 | 2016-12-06 | Faro Technologies, Inc. | Registration calculation between three-dimensional (3D) scans based on two-dimensional (2D) scan data from a 3D scanner |
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