JP2950512B2 - 受信機 - Google Patents
受信機Info
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- JP2950512B2 JP2950512B2 JP63134528A JP13452888A JP2950512B2 JP 2950512 B2 JP2950512 B2 JP 2950512B2 JP 63134528 A JP63134528 A JP 63134528A JP 13452888 A JP13452888 A JP 13452888A JP 2950512 B2 JP2950512 B2 JP 2950512B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L13/00—Details of the apparatus or circuits covered by groups H04L15/00 or H04L17/00
- H04L13/18—Details of the apparatus or circuits covered by groups H04L15/00 or H04L17/00 of receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
- H04L27/2277—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals using remodulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は所定の記号速度1/Tのデータ信号に応じて、
キャリアを移相キーイングにより作られた通過帯域信号
用受信機に関するもので、その受信機は、 ローカルキャリアを用いて受信した通過帯域信号を復
調し、それによって復調データ信号を作る復調手段（de
modulation means）と、 ローカルクロックを用いて復調データ信号を再生（re
generate）し、それによって再生データ信号を作る再生
手段（regeneration means）と、 位相ロックループ（phase−locked loop、以下PLLと
略すこともある）内に含まれ復調手段へ接続されたロー
カルキャリア発生器と、再生されたデータ信号に一致す
る受信された通過帯域信号の移相キーイングのためのリ
モデュレータとを有し、それによって位相ロックループ
に対する入力信号としてのキャリア成分を作るキャリア
回復手段（carrier recovery means）、および 再生手段に接続されたローカルクロック発生器を含ん
でなる移相キーイングキャリア信号受信機に関するもの
である。
キャリアを移相キーイングにより作られた通過帯域信号
用受信機に関するもので、その受信機は、 ローカルキャリアを用いて受信した通過帯域信号を復
調し、それによって復調データ信号を作る復調手段（de
modulation means）と、 ローカルクロックを用いて復調データ信号を再生（re
generate）し、それによって再生データ信号を作る再生
手段（regeneration means）と、 位相ロックループ（phase−locked loop、以下PLLと
略すこともある）内に含まれ復調手段へ接続されたロー
カルキャリア発生器と、再生されたデータ信号に一致す
る受信された通過帯域信号の移相キーイングのためのリ
モデュレータとを有し、それによって位相ロックループ
に対する入力信号としてのキャリア成分を作るキャリア
回復手段（carrier recovery means）、および 再生手段に接続されたローカルクロック発生器を含ん
でなる移相キーイングキャリア信号受信機に関するもの
である。
（従来の技術） このような構造を有する受信機は、F.M.ガードナーが
著し、1979年にニューヨークのワイリー社から発行され
た書籍“Phase Lock Teohniques"の第11章第11.2節で2
16〜230頁により知られている。
著し、1979年にニューヨークのワイリー社から発行され
た書籍“Phase Lock Teohniques"の第11章第11.2節で2
16〜230頁により知られている。
キャリアの移相キーイング（Phase−shift keying;PS
K）を用いるデータ転送に対するデータ信号の最良の検
出についての第１の要求は、受信された変調帯域信号
（PSK信号）の同期復調を可能にするための、受信機中
の小さいフェーズ（位相）ジッターにより安定したロー
カルキャリアの有効性である。このローカルキャリアを
得るための既知の方法は、ローカルキャリア発生器が含
まれる位相ロックループ（PLL）に対する入力信号とし
て用いられるキャリア成分を作るための復調データ信号
に一致する受信されたPSK信号をPSK復調する原理を利用
する（ガードナーによる前述の本の219,220及び223頁の
図11.4,11.5及び11.8参照）。有効な信号電力が制限さ
れ、チャネル特性が不利な、衛生通信のためのシステム
や自動車通信のためのシステムの場合のようなシステム
内でのこの受信機の応用においては、受信機の入力端子
における信号対雑音比率（SNR）は比較的小さいと想定
できる。悪環境下で、PSKリモデュレーションが振幅に
関して、且つ復調されたデータ信号それ自体の代りに発
生の瞬間に関して復調されたデータ信号を用いることに
より好適に実行され、雑音抑制での改善が達成されてい
るので、受信機の入力端子における低いSNR値において
も、キャリアの確実な回復が保証され得るようになる。
このような低いSNR値では受信されたデータ信号のエラ
ーの確率が実に大きくなることは十分に真実であるが、
増大したエラーの確率の影響は、受信機が確実に回復さ
れたキャリアの整理をする間にエラー修正符号の使用に
よって有効に対抗され得る。転送品質におけるこの改良
を達成する要求は、受信機が、この低いSNR値において
もまた、小さいフェーズジッターによる安定なローカル
クロックを解決することである。この目的のためにガー
ドナーによる前述の本の第11.3節の第230〜249頁に記載
されているような、復調データ信号からローカルクロッ
クを回復するための既知の方法を用いた場合、然し乍ら
ローカルクロック発生器を含む位相ロックループに対す
る入力信号としてのクロック成分の発生が、一般的にロ
ーカルクロック発生器に対する制御信号中の付加的雑音
の導入となる動作を要求するという欠点がある。これ
は、もっと明確に言えば、整流、方形化及び制限のよう
な動作の場合であり、それらは非線形振幅転送特性を有
する要素の使用に基づいている。導入された付加的雑音
はだから、より高いSNR値が確実なクロックの回復を保
証し得るような受信機の入力端子において要求されるこ
とを意味する。
K）を用いるデータ転送に対するデータ信号の最良の検
出についての第１の要求は、受信された変調帯域信号
（PSK信号）の同期復調を可能にするための、受信機中
の小さいフェーズ（位相）ジッターにより安定したロー
カルキャリアの有効性である。このローカルキャリアを
得るための既知の方法は、ローカルキャリア発生器が含
まれる位相ロックループ（PLL）に対する入力信号とし
て用いられるキャリア成分を作るための復調データ信号
に一致する受信されたPSK信号をPSK復調する原理を利用
する（ガードナーによる前述の本の219,220及び223頁の
図11.4,11.5及び11.8参照）。有効な信号電力が制限さ
れ、チャネル特性が不利な、衛生通信のためのシステム
や自動車通信のためのシステムの場合のようなシステム
内でのこの受信機の応用においては、受信機の入力端子
における信号対雑音比率（SNR）は比較的小さいと想定
できる。悪環境下で、PSKリモデュレーションが振幅に
関して、且つ復調されたデータ信号それ自体の代りに発
生の瞬間に関して復調されたデータ信号を用いることに
より好適に実行され、雑音抑制での改善が達成されてい
るので、受信機の入力端子における低いSNR値において
も、キャリアの確実な回復が保証され得るようになる。
このような低いSNR値では受信されたデータ信号のエラ
ーの確率が実に大きくなることは十分に真実であるが、
増大したエラーの確率の影響は、受信機が確実に回復さ
れたキャリアの整理をする間にエラー修正符号の使用に
よって有効に対抗され得る。転送品質におけるこの改良
を達成する要求は、受信機が、この低いSNR値において
もまた、小さいフェーズジッターによる安定なローカル
クロックを解決することである。この目的のためにガー
ドナーによる前述の本の第11.3節の第230〜249頁に記載
されているような、復調データ信号からローカルクロッ
クを回復するための既知の方法を用いた場合、然し乍ら
ローカルクロック発生器を含む位相ロックループに対す
る入力信号としてのクロック成分の発生が、一般的にロ
ーカルクロック発生器に対する制御信号中の付加的雑音
の導入となる動作を要求するという欠点がある。これ
は、もっと明確に言えば、整流、方形化及び制限のよう
な動作の場合であり、それらは非線形振幅転送特性を有
する要素の使用に基づいている。導入された付加的雑音
はだから、より高いSNR値が確実なクロックの回復を保
証し得るような受信機の入力端子において要求されるこ
とを意味する。
（発明が解決しようとしる課題） 本発明の目的は、最初の項で規定した形の受信機にお
いてローカルクロックを得るための新奇な概念を備え、
その概念が受信機の入力端子における低SNR値でのキャ
リアの回復の信頼性を改良することを可能にすることで
ある。
いてローカルクロックを得るための新奇な概念を備え、
その概念が受信機の入力端子における低SNR値でのキャ
リアの回復の信頼性を改良することを可能にすることで
ある。
（課題を解決するための手段） 本発明では本受信機は 再生手段は再生データ信号に対してそれぞれ記号間隔
Ｔより短い時間間隔Δだけ遅れ及び進みを有する再生デ
ータ信号の遅れ信号及び進み信号を作るように構成さ
れ、 受信機は受信した通信帯域信号とローカルキャリアと
に応じてローカルクロック発生器に対するベースバンド
制御信号を発生させるための手段を含み、そのベースバ
ンド制御信号は再生されたデータ信号の遅れ信号と受信
された通過帯域信号により運ばれるデータ信号との相関
関数と、再生されたデータ信号の進み信号と受信された
通過帯域信号により運ばれるデータ信号との相関関係と
の間の差を表現し、ローカルクロック発生器は前記ベー
スバンド制御信号に応じて、再生されたデータ信号がリ
モデュレータへ加えられる受信された通過帯域信号によ
り運ばれるデータ信号と同期しているようなローカルク
ロックを再生手段へ加えるようになっていることを特徴
とする。
Ｔより短い時間間隔Δだけ遅れ及び進みを有する再生デ
ータ信号の遅れ信号及び進み信号を作るように構成さ
れ、 受信機は受信した通信帯域信号とローカルキャリアと
に応じてローカルクロック発生器に対するベースバンド
制御信号を発生させるための手段を含み、そのベースバ
ンド制御信号は再生されたデータ信号の遅れ信号と受信
された通過帯域信号により運ばれるデータ信号との相関
関数と、再生されたデータ信号の進み信号と受信された
通過帯域信号により運ばれるデータ信号との相関関係と
の間の差を表現し、ローカルクロック発生器は前記ベー
スバンド制御信号に応じて、再生されたデータ信号がリ
モデュレータへ加えられる受信された通過帯域信号によ
り運ばれるデータ信号と同期しているようなローカルク
ロックを再生手段へ加えるようになっていることを特徴
とする。
（実施例） 以下、本発明を図面を参照しつつ詳細に説明する。
本発明にかかる受信機について、受信される通信帯域
の帯域信号が２進データ信号ａ（ｔ）に従って例えばfc
＝70MHzの周波数fcによるキャリアの移相キーイング（P
SK）による送信装置内で作られる場合について詳細に説
明する。ここで、記号（bits）はNRZ形（non−retern−
to−zero）の波形を有し、例えば1/T＝1MHzの記号（bi
t）速度1/Tで起こり、従って発生する２進PSK信号の変
動範囲は、（今後２相位相変調BPSK信号として述べる）
2/T＝2MHzの幅を有するその主ローブ（lobe）へ濾波手
段によって制限される。
の帯域信号が２進データ信号ａ（ｔ）に従って例えばfc
＝70MHzの周波数fcによるキャリアの移相キーイング（P
SK）による送信装置内で作られる場合について詳細に説
明する。ここで、記号（bits）はNRZ形（non−retern−
to−zero）の波形を有し、例えば1/T＝1MHzの記号（bi
t）速度1/Tで起こり、従って発生する２進PSK信号の変
動範囲は、（今後２相位相変調BPSK信号として述べる）
2/T＝2MHzの幅を有するその主ローブ（lobe）へ濾波手
段によって制限される。
第１図の受信機において、雑音及び妨害はキャリア周
波数fc＝70MHzに等しい中心周波数を持ち、信号電力の
感じられるような損失を起こさないように選ばれた帯域
幅を有する帯域通過濾波器BPF1を用いて受信されたBPSK
信号から可能な限り除去される。BPSK変動範囲の主ロー
ブの幅2/T＝2MHzを考慮して、概略2.5MHzの（3dB）帯域
幅を選ぶのがこの帯域通過濾波器BPF1に対しては適当で
ある。このように濾波されたBPSK信号は、この場合に
は、乗算器で構成されたPSK復調器DEMで同期復調され、
変調されたデータ信号はほぼ２進データ信号ａ（ｔ）の
ナイキスト（Nyquist）周波数1/（2T）までの周波数に
対して圧倒的に一定な転送特性を有する低域通過濾波器
LPFを用いて選択される。この低域通過濾波器LPFに対す
る適切な選択は0.54/T＝540KHzの（3dB）帯域幅を有す
る４等階のバターワームストムソン（Butterwoth−Thom
son）濾波器である。
波数fc＝70MHzに等しい中心周波数を持ち、信号電力の
感じられるような損失を起こさないように選ばれた帯域
幅を有する帯域通過濾波器BPF1を用いて受信されたBPSK
信号から可能な限り除去される。BPSK変動範囲の主ロー
ブの幅2/T＝2MHzを考慮して、概略2.5MHzの（3dB）帯域
幅を選ぶのがこの帯域通過濾波器BPF1に対しては適当で
ある。このように濾波されたBPSK信号は、この場合に
は、乗算器で構成されたPSK復調器DEMで同期復調され、
変調されたデータ信号はほぼ２進データ信号ａ（ｔ）の
ナイキスト（Nyquist）周波数1/（2T）までの周波数に
対して圧倒的に一定な転送特性を有する低域通過濾波器
LPFを用いて選択される。この低域通過濾波器LPFに対す
る適切な選択は0.54/T＝540KHzの（3dB）帯域幅を有す
る４等階のバターワームストムソン（Butterwoth−Thom
son）濾波器である。
同期復調に対して必要な周波数fcのローカルキャリア
は、ローカルキャリア発生器が含まれる位相ロックルー
プに対する入力信号として用いられるキャリア成分を作
るための復調データ信号に従ったこのBPSK信号をPSKリ
モデュレータする原理を用いて、受信したBPSK信号から
回復される。ローカルキャリアのフェーズジッターを可
能な限り低くするために、好ましくは復調されたデータ
信号自体を用いる代りに、振幅において再生され且つ周
波数1/Tを有するローカルクロックにより再クロックさ
れたデータ信号を用いることにより、PSKリモデュレー
ションを実行する必要がある。
は、ローカルキャリア発生器が含まれる位相ロックルー
プに対する入力信号として用いられるキャリア成分を作
るための復調データ信号に従ったこのBPSK信号をPSKリ
モデュレータする原理を用いて、受信したBPSK信号から
回復される。ローカルキャリアのフェーズジッターを可
能な限り低くするために、好ましくは復調されたデータ
信号自体を用いる代りに、振幅において再生され且つ周
波数1/Tを有するローカルクロックにより再クロックさ
れたデータ信号を用いることにより、PSKリモデュレー
ションを実行する必要がある。
第１図の受信機において、先に述べた、ローカルキャ
リアの回復のためのシステムは次に以下のごとく実行さ
れる。低域通過濾波器LPFの出力端子における復調デー
タ信号は、振幅再生された２進データ信号（ｔ）を得
るためにハードリミッタHLへ加えられ、この２進データ
信号（ｔ）は、ビット速度1/Tのローカルクロックを
得るための発生器VCO2へタイミングユニットTUを通して
接続された２進データ再生器DRで再タイミングがとられ
る。データ再生器DRは完全に再生された、即ち振幅及び
発生の瞬間の両者としての、２進データ信号Ｒ（ｔ）
を受信したBPSK信号に対するPSKリモデュレータREMへ加
え、この場合にリモデュレータREMは又乗算器で構成さ
れる。低域通過濾波器LPF及びデータ再生器DRの両者が
遅れを生じるから、帯域通過濾波器BPF1の出力端子にお
ける濾波されたBPSK信号は、補償遅れを生じるための遅
れ要素D1を通してリモデュレータREMへ加えられ、それ
故に再生されたテータ信号Ｒ（ｔ）はリモデュレータ
REMへ加えられる濾波されたBPSKにより運ばれるのデー
タ信号ａ（ｔ）と同期している。簡単化のために、濾波
の影響及び雑音と妨害の影響を無視し、且つリモデュレ
ータREMに加えられるBPSK信号が ａ（ｔ）・sin（２πfc t＋θｃ）（但しθｃはキャリアの位相である） として表された場合には、再生されたデータ信号
Ｒ（ｔ）に従ったリモデュレーションは Ｒ（ｔ）・ａ（ｔ）・sin（２πfc t＋θｃ） の形の信号をもたらす。転送エラーを起こさなければ、
Ｒ（ｔ）はａ（ｔ）と等しく従って、ここでは重要で
ない目盛係数を無視することにより、完全なキャリアで
ある sin（２πfc t＋θｃ） が再生される。然し乍ら、実際の業務では所定のビット
エラー率でＲ（ｔ）内に常にビットエラーが起こり、
更に、Ｒ（ｔ）は時間間隔pT（今後クロック位相エラ
ーと称す）だけＲ（ｔ）に関連してａ（ｔ）の偏移を
もたらすローカルクロック発生器VCO2の位相偏差によっ
てａ（ｔ）と全くはビット同期していない。このクロッ
ク位相エラーpTの絶対値は、時間間隔−T/2にわたるロ
ーカルクロック位相偏移は、時間間隔＋T/2にわたる位
相偏移と等価であるから、決してT/2を超えない。これ
らのクロック位相エラーとビットエラーは積Ｒ（ｔ）
・ａ（ｔ）の突然の符号反転を生じ、その結果リモデュ
レータREMの出力端子におけるキャリア成分の突然の符
号反転を生じる。結果として、このキャリア成分は増加
する雑音によって又更に入力端子から受信機へ侵入する
付加的な雑音と妨害によって汚染させる。リモデュレー
タREMの出力信号はだからキャリア周波数fc＝70MHzに等
しい中心周波数を持ち、又例えば200kHzの３（dB）帯域
幅を有する帯域通過濾波器BPF2を用いて第１に濾波さ
れ、その後、周波数fcのローカルキャリアを発生するた
めに信号制御発生器VCO1が結合された位相ロックループ
PLLへ加えられる。これに加えて、この位相ロックルー
プPLLはローカルキャリアと帯域通過濾波器BPF2から作
り出される信号との間の瞬間的な位相差を検出する位相
検出器PDと、又信号制御発生器VCO1に対する制御信号を
得るための低域通過濾波器F1を含む。位相検出器PDは乗
算器型のものであるから、この位相ロックループPLLの
位相ロックは位相検出器PDの２個の入力信号の間の90゜
の名目上の位相差において起こり、一定の目盛係数とは
無関係に、ローカルキャリアは cos（２πfc t＋θｏ） で表され、ここでθｏはローカルキャリアの位相であ
り、位相ロック上の位相エラーθｅ＝θｃ−θｏは非常
に小さい。この信号制御発生器VCO1からのローカルキャ
リアは90゜フェーズシフタPSを通して復調器DEMへ加え
られる。復調器DEMとリモデュレータREMへ加えられたBP
SK信号が固有の相互位相関係を有することを達成するた
めに遅れ補償要素D1の時間遅れはキャリア周波数fcにお
いてここで生じる位相偏移が180゜の完全な倍数である
ように更に選ばれなければならない。180゜のこの値は
位相ロックループPLLが名目上の位相エラーθｅ＝０゜
においてと名目上の位相エラーθｅ＝180゜においての
両方でロックし得るという事実から起こる。他方、この
位相の不明確さは位相ロックループPLLの欠点ではなく
て、全てのPSK技術の典型的な性質である（前述のガー
ドナ氏の本11.2節参照）。データ転送に対するこの位相
の不明瞭さの影響は、BPSK変調に先だつ送信機中での差
動エンコーディングの適用により、又BPSK復調及び再生
に続いての受信機中での差動デコーディングの適用によ
る既知の方法で除去することが可能である。この差動デ
コーディングは本発明の説明に対して大して重要ではな
いので、データ転送本来に対する再生されたデータ信号
Ｒ（ｔ）の差動デコーディングについては第１図の受
信機中には示していない。
リアの回復のためのシステムは次に以下のごとく実行さ
れる。低域通過濾波器LPFの出力端子における復調デー
タ信号は、振幅再生された２進データ信号（ｔ）を得
るためにハードリミッタHLへ加えられ、この２進データ
信号（ｔ）は、ビット速度1/Tのローカルクロックを
得るための発生器VCO2へタイミングユニットTUを通して
接続された２進データ再生器DRで再タイミングがとられ
る。データ再生器DRは完全に再生された、即ち振幅及び
発生の瞬間の両者としての、２進データ信号Ｒ（ｔ）
を受信したBPSK信号に対するPSKリモデュレータREMへ加
え、この場合にリモデュレータREMは又乗算器で構成さ
れる。低域通過濾波器LPF及びデータ再生器DRの両者が
遅れを生じるから、帯域通過濾波器BPF1の出力端子にお
ける濾波されたBPSK信号は、補償遅れを生じるための遅
れ要素D1を通してリモデュレータREMへ加えられ、それ
故に再生されたテータ信号Ｒ（ｔ）はリモデュレータ
REMへ加えられる濾波されたBPSKにより運ばれるのデー
タ信号ａ（ｔ）と同期している。簡単化のために、濾波
の影響及び雑音と妨害の影響を無視し、且つリモデュレ
ータREMに加えられるBPSK信号が ａ（ｔ）・sin（２πfc t＋θｃ）（但しθｃはキャリアの位相である） として表された場合には、再生されたデータ信号
Ｒ（ｔ）に従ったリモデュレーションは Ｒ（ｔ）・ａ（ｔ）・sin（２πfc t＋θｃ） の形の信号をもたらす。転送エラーを起こさなければ、
Ｒ（ｔ）はａ（ｔ）と等しく従って、ここでは重要で
ない目盛係数を無視することにより、完全なキャリアで
ある sin（２πfc t＋θｃ） が再生される。然し乍ら、実際の業務では所定のビット
エラー率でＲ（ｔ）内に常にビットエラーが起こり、
更に、Ｒ（ｔ）は時間間隔pT（今後クロック位相エラ
ーと称す）だけＲ（ｔ）に関連してａ（ｔ）の偏移を
もたらすローカルクロック発生器VCO2の位相偏差によっ
てａ（ｔ）と全くはビット同期していない。このクロッ
ク位相エラーpTの絶対値は、時間間隔−T/2にわたるロ
ーカルクロック位相偏移は、時間間隔＋T/2にわたる位
相偏移と等価であるから、決してT/2を超えない。これ
らのクロック位相エラーとビットエラーは積Ｒ（ｔ）
・ａ（ｔ）の突然の符号反転を生じ、その結果リモデュ
レータREMの出力端子におけるキャリア成分の突然の符
号反転を生じる。結果として、このキャリア成分は増加
する雑音によって又更に入力端子から受信機へ侵入する
付加的な雑音と妨害によって汚染させる。リモデュレー
タREMの出力信号はだからキャリア周波数fc＝70MHzに等
しい中心周波数を持ち、又例えば200kHzの３（dB）帯域
幅を有する帯域通過濾波器BPF2を用いて第１に濾波さ
れ、その後、周波数fcのローカルキャリアを発生するた
めに信号制御発生器VCO1が結合された位相ロックループ
PLLへ加えられる。これに加えて、この位相ロックルー
プPLLはローカルキャリアと帯域通過濾波器BPF2から作
り出される信号との間の瞬間的な位相差を検出する位相
検出器PDと、又信号制御発生器VCO1に対する制御信号を
得るための低域通過濾波器F1を含む。位相検出器PDは乗
算器型のものであるから、この位相ロックループPLLの
位相ロックは位相検出器PDの２個の入力信号の間の90゜
の名目上の位相差において起こり、一定の目盛係数とは
無関係に、ローカルキャリアは cos（２πfc t＋θｏ） で表され、ここでθｏはローカルキャリアの位相であ
り、位相ロック上の位相エラーθｅ＝θｃ−θｏは非常
に小さい。この信号制御発生器VCO1からのローカルキャ
リアは90゜フェーズシフタPSを通して復調器DEMへ加え
られる。復調器DEMとリモデュレータREMへ加えられたBP
SK信号が固有の相互位相関係を有することを達成するた
めに遅れ補償要素D1の時間遅れはキャリア周波数fcにお
いてここで生じる位相偏移が180゜の完全な倍数である
ように更に選ばれなければならない。180゜のこの値は
位相ロックループPLLが名目上の位相エラーθｅ＝０゜
においてと名目上の位相エラーθｅ＝180゜においての
両方でロックし得るという事実から起こる。他方、この
位相の不明確さは位相ロックループPLLの欠点ではなく
て、全てのPSK技術の典型的な性質である（前述のガー
ドナ氏の本11.2節参照）。データ転送に対するこの位相
の不明瞭さの影響は、BPSK変調に先だつ送信機中での差
動エンコーディングの適用により、又BPSK復調及び再生
に続いての受信機中での差動デコーディングの適用によ
る既知の方法で除去することが可能である。この差動デ
コーディングは本発明の説明に対して大して重要ではな
いので、データ転送本来に対する再生されたデータ信号
Ｒ（ｔ）の差動デコーディングについては第１図の受
信機中には示していない。
前述のキャリア回復システム中の位相ロックループPL
Lの実際の実施に関して、その３（dB）帯域幅は又、fc
＝70MHzの名目値に関連して予想されるその入力信号の
最大の周波数偏差に対しても、位相ロックループPLLは
なお完全に急速に非ロック状態からロック状態へ通過す
るように、選ばれることは注意されるべきである。5kHz
より大きくない周波数偏差においては、位相ロックルー
プPLLの（3dB）帯域幅のために例えば20kHzの値でたっ
ぷりと十分である。位相ロックが得られた後に、この
（3dB）帯域幅はローカルキャリアのフェーズジッタを
減少するために例えば1kHzの値へ減少される。これは、
４倍位相検出器の平滑化された出力信号に制御される、
ループ低域通過濾過器F1内の切り換え抵抗器（第１図に
は示されてない）による既知の方法で達成され得て、こ
れは位相ロックループの最も近代的な設計では既にロッ
キング表示器（locking indicator）として現存してい
る（ガードナー氏の本の88〜89頁参照）。これに加え
て、帯域通過濾波器BPF2が位相ロックループPLL中の位
相検出器PDへ一定振幅の信号を加えるために帯域通過リ
ミッタとして好適に実用される。信号と雑音の比率（SN
R）へのリミッタの影響は入力端子における非常に低いS
NR値のために1.05dBより大きくない非常に小さい劣化に
制限される（ガードナー氏の本の第6.11節第125〜128頁
参照）。fc＝70MHzの濾波器の中心周波数に関する濾波
器の入力信号の周波数偏差に応じる帯域通過濾波器BPF2
中に起こる移相は、常に（3dB）帯域幅に対する200kHz
の選択された値とこれらの周波数偏差に対する5kHzの最
大値において非常に小さい値に制限されたままである。
Lの実際の実施に関して、その３（dB）帯域幅は又、fc
＝70MHzの名目値に関連して予想されるその入力信号の
最大の周波数偏差に対しても、位相ロックループPLLは
なお完全に急速に非ロック状態からロック状態へ通過す
るように、選ばれることは注意されるべきである。5kHz
より大きくない周波数偏差においては、位相ロックルー
プPLLの（3dB）帯域幅のために例えば20kHzの値でたっ
ぷりと十分である。位相ロックが得られた後に、この
（3dB）帯域幅はローカルキャリアのフェーズジッタを
減少するために例えば1kHzの値へ減少される。これは、
４倍位相検出器の平滑化された出力信号に制御される、
ループ低域通過濾過器F1内の切り換え抵抗器（第１図に
は示されてない）による既知の方法で達成され得て、こ
れは位相ロックループの最も近代的な設計では既にロッ
キング表示器（locking indicator）として現存してい
る（ガードナー氏の本の88〜89頁参照）。これに加え
て、帯域通過濾波器BPF2が位相ロックループPLL中の位
相検出器PDへ一定振幅の信号を加えるために帯域通過リ
ミッタとして好適に実用される。信号と雑音の比率（SN
R）へのリミッタの影響は入力端子における非常に低いS
NR値のために1.05dBより大きくない非常に小さい劣化に
制限される（ガードナー氏の本の第6.11節第125〜128頁
参照）。fc＝70MHzの濾波器の中心周波数に関する濾波
器の入力信号の周波数偏差に応じる帯域通過濾波器BPF2
中に起こる移相は、常に（3dB）帯域幅に対する200kHz
の選択された値とこれらの周波数偏差に対する5kHzの最
大値において非常に小さい値に制限されたままである。
前述のキャリア回復システムの魅力は、他の２つのシ
ステムとこのシステムを比較することにより検証され得
て、その様子はガードナー氏の本の第226〜230頁に述べ
られている。この比較において、関連した事情は全ての
システムに対して同じであり、即ち、言うならば、同じ
帯域通過濾波器BPF1および同じ位相ロックループPLLが
用いられ、これに加えて、帯域通過濾波器BPF1の通過帯
域中の信号対雑音比率SNRは全システムで同じ値を持
つ。第１の先行技術のシステムでは、変調されてないキ
ャリアが帯域通過濾波器BPF1に加えられ、位相ロックル
ープPLLは直接帯域通過濾波器BPF1の出力端子に接続さ
れる。第２の先行技術のシステムは低域通過濾波器LPF
の出力端子における復調されたデータ信号がリモデュレ
ータREMでのBPSKリモデュレーションに対して用いられ
ることで本発明のシステムと異なっている。ガードナー
氏の本では、第１の先行技術のシステムは位相ロックル
ープPLL中の制御信号がsin（θｅ）に比例しているから
第１等階のシステム（Ｎ＝１）であることを特徴とし、
ここではθｅ＝θｃ−θ０が位相エラーである。第２の
先行技術のシステムは位相ロックループPLL中の制御信
号がsin（２θｅ）に比例しているから第２等階のシス
テム（Ｎ＝２）であることを特徴とし、更にリモジュレ
ーションへ増加する雑音の影響は減少する。SNR値中で
増加する損失係数によって表現される。これら２つの先
行技術のシステムの様子はガードナー氏による本の第1
1.11図にＮ＝１およびＮ＝２に対する曲線によって図解
されている。次に、第１図に示されたシステムにおい
て、クロック位相エラーpTが非常に小さいと想定する
と、ビットエラーに応じるリモジュレーションで増加す
る雑音が無視され得る高いSNR値に対して、本発明のシ
ステムは位相ロックループPLL中の制御信号がsin
（θｅ）に比例するような第１等階のシステムとして動
作することがわかる。これに加えて、SNR値の減少にお
いて、第１等階のシステムに比較して全く緩やかに増加
する劣化が起こること、しかし本発明のシステムの動作
は又、低いSNR値においても、まだ第２等階のシステム
の劣化よりも大幅に良いことがわかる。
ステムとこのシステムを比較することにより検証され得
て、その様子はガードナー氏の本の第226〜230頁に述べ
られている。この比較において、関連した事情は全ての
システムに対して同じであり、即ち、言うならば、同じ
帯域通過濾波器BPF1および同じ位相ロックループPLLが
用いられ、これに加えて、帯域通過濾波器BPF1の通過帯
域中の信号対雑音比率SNRは全システムで同じ値を持
つ。第１の先行技術のシステムでは、変調されてないキ
ャリアが帯域通過濾波器BPF1に加えられ、位相ロックル
ープPLLは直接帯域通過濾波器BPF1の出力端子に接続さ
れる。第２の先行技術のシステムは低域通過濾波器LPF
の出力端子における復調されたデータ信号がリモデュレ
ータREMでのBPSKリモデュレーションに対して用いられ
ることで本発明のシステムと異なっている。ガードナー
氏の本では、第１の先行技術のシステムは位相ロックル
ープPLL中の制御信号がsin（θｅ）に比例しているから
第１等階のシステム（Ｎ＝１）であることを特徴とし、
ここではθｅ＝θｃ−θ０が位相エラーである。第２の
先行技術のシステムは位相ロックループPLL中の制御信
号がsin（２θｅ）に比例しているから第２等階のシス
テム（Ｎ＝２）であることを特徴とし、更にリモジュレ
ーションへ増加する雑音の影響は減少する。SNR値中で
増加する損失係数によって表現される。これら２つの先
行技術のシステムの様子はガードナー氏による本の第1
1.11図にＮ＝１およびＮ＝２に対する曲線によって図解
されている。次に、第１図に示されたシステムにおい
て、クロック位相エラーpTが非常に小さいと想定する
と、ビットエラーに応じるリモジュレーションで増加す
る雑音が無視され得る高いSNR値に対して、本発明のシ
ステムは位相ロックループPLL中の制御信号がsin
（θｅ）に比例するような第１等階のシステムとして動
作することがわかる。これに加えて、SNR値の減少にお
いて、第１等階のシステムに比較して全く緩やかに増加
する劣化が起こること、しかし本発明のシステムの動作
は又、低いSNR値においても、まだ第２等階のシステム
の劣化よりも大幅に良いことがわかる。
低いSNR値において回復されたキャリアの信頼性の改
善を達成するために、受信機はこのような低いSNR値で
も又まだ十分に信頼できるビット速度1/Tを有するロー
カルクロックの配置を有さねばならない。本発明の受信
器においては新規な概念が受信されたBPSK信号からこの
ローカルクロックの回復に使用され、その新規な概念は
ローカルキャリアを用いた同期復調と、ローカルクロッ
ク発生器VCO2に対する制御信号を発生するように完全に
再生されたデータ信号Ｒ（ｔ）の遅れおよび進み信号
に対する、受信されたBPSK信号により運ばれるデータ信
号ａ（ｆ）の関係との両者を利用する。
善を達成するために、受信機はこのような低いSNR値で
も又まだ十分に信頼できるビット速度1/Tを有するロー
カルクロックの配置を有さねばならない。本発明の受信
器においては新規な概念が受信されたBPSK信号からこの
ローカルクロックの回復に使用され、その新規な概念は
ローカルキャリアを用いた同期復調と、ローカルクロッ
ク発生器VCO2に対する制御信号を発生するように完全に
再生されたデータ信号Ｒ（ｔ）の遅れおよび進み信号
に対する、受信されたBPSK信号により運ばれるデータ信
号ａ（ｆ）の関係との両者を利用する。
第１図の受信機において、この新規な概念は次のよう
に実施される。データ再生器DRとタイミングユニットTU
が再生されたデータ信号Ｒ（ｔ）と又データ信号Ｒ
（ｔ）の進められおよび遅らされた信号Ｅ（ｔ）およ
びＬ（ｔ）の両方を発生するように配置され、進みお
よび遅れは両者共にビット間隔Ｔより小さい時間間隔Δ
の偏移と一致する。この場合には時間間隔Δ＝T/4が選
ばれ、従って Ｅ（ｔ）＝Ｒ（ｔ＋T/4）＝Ｌ（ｔ＋T/2） が保持する。この場合のデータ再生器DRとタイミングユ
ニットTUの可能な実際の実施例が第２図に図解され、そ
にれ伴うクロック信号が第３図に示される。データ再生
器DRは第２図に示された方法で相互接続された４個のＤ
−フリップフロップの縦続接続配置を含む。この縦続接
続の入力端子は第１図のハードリミッタHLの出力端子に
おけるデータ信号（ｔ）を受け、別々に再生したデー
タ信号Ｅ（ｔ），Ｒ（ｔ）およびＬ（ｔ）は第2,
第３および第４のＤ−フリップフロップの出力端子にお
いて得られる。４個のＤ−フリップフロップのに対する
それぞれのクロック信号CD,CE,CRおよびCLが第１図のロ
ーカルクロック発生器VCO2のローカルクロックからなる
第２図のタイミングユニットTU内に引き出される。この
ローカルクロックは第１のＤ−フリップフロップに対す
るクロック信号CDを構成し、その他のクロック信号CE,C
RおよびCLは２個の遅れ要素D2,D3および第２図に示され
た方法で相互接続された逆転器を用いてローカルクロッ
クから引き出される。遅れ要素D3により作られた時間遅
れは時間間隔Δ＝T/4に等しい。遅れ要素D2の時間遅れ
に関しては、第１図の遅れ要素D1がそれを通してデータ
信号Ｒ（ｔ）がデータ信号Ｅ（ｔ）に関して遅らさ
れる時間間隔Δ＝T/4に対する補償遅れを作らねばなら
ぬことを注意すべきである。遅れ要素D1の時間遅れに対
して1.25Tの値が選ばれ、その値はそこでキャリア周波
数fcに作られるが位相が180゜の完全な倍数であり、又
低域通過濾過器LPFの時間遅れに対するデータ信号a
E（ｔ）の形成において、補償するのに適切で十分であ
ると言う要求を満たす。例えば、0.625Tであるこの低域
通過濾過器器LPEの時間遅れと１ビット間隔の期間Ｔと
の間の差は、タイミングユニットTU中の遅れ要素D2を用
いて補償され、この遅れ要素D2はこの例では0.375Tの時
間遅れをそれ故に持っている。
に実施される。データ再生器DRとタイミングユニットTU
が再生されたデータ信号Ｒ（ｔ）と又データ信号Ｒ
（ｔ）の進められおよび遅らされた信号Ｅ（ｔ）およ
びＬ（ｔ）の両方を発生するように配置され、進みお
よび遅れは両者共にビット間隔Ｔより小さい時間間隔Δ
の偏移と一致する。この場合には時間間隔Δ＝T/4が選
ばれ、従って Ｅ（ｔ）＝Ｒ（ｔ＋T/4）＝Ｌ（ｔ＋T/2） が保持する。この場合のデータ再生器DRとタイミングユ
ニットTUの可能な実際の実施例が第２図に図解され、そ
にれ伴うクロック信号が第３図に示される。データ再生
器DRは第２図に示された方法で相互接続された４個のＤ
−フリップフロップの縦続接続配置を含む。この縦続接
続の入力端子は第１図のハードリミッタHLの出力端子に
おけるデータ信号（ｔ）を受け、別々に再生したデー
タ信号Ｅ（ｔ），Ｒ（ｔ）およびＬ（ｔ）は第2,
第３および第４のＤ−フリップフロップの出力端子にお
いて得られる。４個のＤ−フリップフロップのに対する
それぞれのクロック信号CD,CE,CRおよびCLが第１図のロ
ーカルクロック発生器VCO2のローカルクロックからなる
第２図のタイミングユニットTU内に引き出される。この
ローカルクロックは第１のＤ−フリップフロップに対す
るクロック信号CDを構成し、その他のクロック信号CE,C
RおよびCLは２個の遅れ要素D2,D3および第２図に示され
た方法で相互接続された逆転器を用いてローカルクロッ
クから引き出される。遅れ要素D3により作られた時間遅
れは時間間隔Δ＝T/4に等しい。遅れ要素D2の時間遅れ
に関しては、第１図の遅れ要素D1がそれを通してデータ
信号Ｒ（ｔ）がデータ信号Ｅ（ｔ）に関して遅らさ
れる時間間隔Δ＝T/4に対する補償遅れを作らねばなら
ぬことを注意すべきである。遅れ要素D1の時間遅れに対
して1.25Tの値が選ばれ、その値はそこでキャリア周波
数fcに作られるが位相が180゜の完全な倍数であり、又
低域通過濾過器LPFの時間遅れに対するデータ信号a
E（ｔ）の形成において、補償するのに適切で十分であ
ると言う要求を満たす。例えば、0.625Tであるこの低域
通過濾過器器LPEの時間遅れと１ビット間隔の期間Ｔと
の間の差は、タイミングユニットTU中の遅れ要素D2を用
いて補償され、この遅れ要素D2はこの例では0.375Tの時
間遅れをそれ故に持っている。
再生されたデータ信号Ｒ（ｔ）がリモデュレータRE
Mへ加えられたBPSK信号により運ばれるデータ信号ａ
（ｔ）と同期することを達成するために、第１図の受信
機中のローカルクロック発生器VCO2がクロックトラッキ
ングユニットCTU内に含まれ、そのユニットは更にこのB
PSK信号とローカルキャリアとに応じてローカルクロッ
ク発生器VCO2に対するベースバンド制御信号を発生する
手段を含む。その目的に対して、クロックトラッキング
ユニットCTUは２個のPSKリモデュレータMLおよびMEを含
み、それらはこの場合には再び乗算器で構成される。濾
波され遅らされた遅れ要素D1の出力端子におけるBPSK信
号は、再生されたデータ信号Ｒ（ｔ）のそれぞれ遅ら
された信号データ信号Ｌ（ｔ）および進まされた信号
Ｅ（ｔ）に従って、これらのリモデュレータMLおよび
MEにおいてPSKリモデュレーションされる。加算器ADを
用いて、リモデュレータMEの出力信号はリモデュレータ
MLの出力信号から減算され、加算器ADの出力端子におけ
る差分信号のキャリア成分はその後帯域通過濾波器BPF3
の手段により選別され、フェーズシフタPSの出力端子に
おけるローカルキャリアを用いて復調器CDにおいて同期
復調される。最後に、ローカルクロック発生器VCO2に対
するベースバンド制御信号が復調器CDに接続された低域
通過濾波器F2を用いて得られる。
Mへ加えられたBPSK信号により運ばれるデータ信号ａ
（ｔ）と同期することを達成するために、第１図の受信
機中のローカルクロック発生器VCO2がクロックトラッキ
ングユニットCTU内に含まれ、そのユニットは更にこのB
PSK信号とローカルキャリアとに応じてローカルクロッ
ク発生器VCO2に対するベースバンド制御信号を発生する
手段を含む。その目的に対して、クロックトラッキング
ユニットCTUは２個のPSKリモデュレータMLおよびMEを含
み、それらはこの場合には再び乗算器で構成される。濾
波され遅らされた遅れ要素D1の出力端子におけるBPSK信
号は、再生されたデータ信号Ｒ（ｔ）のそれぞれ遅ら
された信号データ信号Ｌ（ｔ）および進まされた信号
Ｅ（ｔ）に従って、これらのリモデュレータMLおよび
MEにおいてPSKリモデュレーションされる。加算器ADを
用いて、リモデュレータMEの出力信号はリモデュレータ
MLの出力信号から減算され、加算器ADの出力端子におけ
る差分信号のキャリア成分はその後帯域通過濾波器BPF3
の手段により選別され、フェーズシフタPSの出力端子に
おけるローカルキャリアを用いて復調器CDにおいて同期
復調される。最後に、ローカルクロック発生器VCO2に対
するベースバンド制御信号が復調器CDに接続された低域
通過濾波器F2を用いて得られる。
このベースバンド制御信号の主な特性は、前にも述べ
たように濾波の影響と雑音とを無視することにより、且
つ従って、クロックトラッキングユニットCTUへ加えら
れるBPSK信号を ａ（ｔ）・sin（２πfc t＋θｃ） と書くことによって引き出される。再生されたデータ信
号Ｒ（ｔ）の遅らされ及び進まされた信号Ｌ（ｔ）
及びＥ（ｔ）に従ってこのBPSK信号のリモデュレーシ
ョンはリモデュレータMLおよびMEの出力信号 Ｌ（ｔ）・ａ（ｔ）・sin（２πfc t＋θｃ） Ｅ（ｔ）・ａ（ｔ）・sin（２πfc t＋θｃ） に帰着する。位相ロックループPLLが位相エラーθｅ＝
θｃ−θ０を零の値に減少した場合には、従って一定の
目盛係数を無視して、フューズシフタPSから引き出され
るキャリアは sin（２πfc t＋θｃ） と書かれ得る。従って、加算器ADにおける減算動作とこ
れに続く復調器CDにおける同期復調とによって目盛係数
0.5を無視した。
たように濾波の影響と雑音とを無視することにより、且
つ従って、クロックトラッキングユニットCTUへ加えら
れるBPSK信号を ａ（ｔ）・sin（２πfc t＋θｃ） と書くことによって引き出される。再生されたデータ信
号Ｒ（ｔ）の遅らされ及び進まされた信号Ｌ（ｔ）
及びＥ（ｔ）に従ってこのBPSK信号のリモデュレーシ
ョンはリモデュレータMLおよびMEの出力信号 Ｌ（ｔ）・ａ（ｔ）・sin（２πfc t＋θｃ） Ｅ（ｔ）・ａ（ｔ）・sin（２πfc t＋θｃ） に帰着する。位相ロックループPLLが位相エラーθｅ＝
θｃ−θ０を零の値に減少した場合には、従って一定の
目盛係数を無視して、フューズシフタPSから引き出され
るキャリアは sin（２πfc t＋θｃ） と書かれ得る。従って、加算器ADにおける減算動作とこ
れに続く復調器CDにおける同期復調とによって目盛係数
0.5を無視した。
Ｌ（ｔ）・ａ（ｔ）−Ｅ（ｔ）・ａ（ｔ） の形のベースバンド出力信号を得る。転送エラーが無い
ので、再生されたデータ信号aR（ｔ）はデータ信号ａ
（ｔ）の時間間隔pTにわたって偏移された一変形ａ（ｔ
＋pT）であり、pTはローカルクロックのクロック位相エ
ラーである。Ｅ（ｔ），Ｌ（ｔ）及びＲ（ｔ）の
間の関係を基にして、復調器CDのベースバンド出力信号
は従って ａ（ｔ＋pT−T/4）・ａ（ｔ）−ａ（ｔ＋pT＋T/4）・ａ（ｔ） と書かれ得る。低域通過濾波器F2はビット間隔Ｔに比し
て非常に大きい時間間隔にわたりこの信号の平均値を形
成し、この濾波器F2の出力信号は により非常に良い近似値が与えられる。添付線は数学的
な平均化動作を表現している。次にデータ信号ａ（ｔ）
の自己相関関数Ｒ（τ）が として決定される。従って、低域通過濾波器F2の出力信
号と、それ故にローカルクロック発生器VCO2に対する制
御信号は Ｒ（pT−T/4）−Ｒ（pT＋T/4） と書かれた得る。第４図は２進データ信号の記号ａ
（ｔ）がNRZ形で値が＋１及び−１と想定される波形を
有する場合に対するクロック位相エラーpTの関数として
この制御信号の形を示す。第４図において、上記の式の
２つの項が別々に示され、第１の項がRLにより表され、
第２の項が−REで表され、従って制御信号はRL−REで与
えられる。クロック位相エラーpTは決してT/2を超え得
ないから、制御信号は常に平らな線で表現された第４図
の制御曲線RL−REの位置に配置される。
ので、再生されたデータ信号aR（ｔ）はデータ信号ａ
（ｔ）の時間間隔pTにわたって偏移された一変形ａ（ｔ
＋pT）であり、pTはローカルクロックのクロック位相エ
ラーである。Ｅ（ｔ），Ｌ（ｔ）及びＲ（ｔ）の
間の関係を基にして、復調器CDのベースバンド出力信号
は従って ａ（ｔ＋pT−T/4）・ａ（ｔ）−ａ（ｔ＋pT＋T/4）・ａ（ｔ） と書かれ得る。低域通過濾波器F2はビット間隔Ｔに比し
て非常に大きい時間間隔にわたりこの信号の平均値を形
成し、この濾波器F2の出力信号は により非常に良い近似値が与えられる。添付線は数学的
な平均化動作を表現している。次にデータ信号ａ（ｔ）
の自己相関関数Ｒ（τ）が として決定される。従って、低域通過濾波器F2の出力信
号と、それ故にローカルクロック発生器VCO2に対する制
御信号は Ｒ（pT−T/4）−Ｒ（pT＋T/4） と書かれた得る。第４図は２進データ信号の記号ａ
（ｔ）がNRZ形で値が＋１及び−１と想定される波形を
有する場合に対するクロック位相エラーpTの関数として
この制御信号の形を示す。第４図において、上記の式の
２つの項が別々に示され、第１の項がRLにより表され、
第２の項が−REで表され、従って制御信号はRL−REで与
えられる。クロック位相エラーpTは決してT/2を超え得
ないから、制御信号は常に平らな線で表現された第４図
の制御曲線RL−REの位置に配置される。
上述の考察において、送信機内と第１図の受信機の帯
域通過濾波器BPF1,BPF3内でのBPSK信号の濾波は、考慮
されていない。この濾波は、第４図に示されたデータ信
号ａ（ｔ）の自己相関関数の三角形から離れた制御曲線
のが合成された部分RL及びREの形に帰着するが、それは
全く本質的に同じ性質を保有する。従って、第４図は相
変らず制御曲線RL−REの主な特性を表現している。
域通過濾波器BPF1,BPF3内でのBPSK信号の濾波は、考慮
されていない。この濾波は、第４図に示されたデータ信
号ａ（ｔ）の自己相関関数の三角形から離れた制御曲線
のが合成された部分RL及びREの形に帰着するが、それは
全く本質的に同じ性質を保有する。従って、第４図は相
変らず制御曲線RL−REの主な特性を表現している。
雑音の影響に関して、制御信号を引き出すことの記述
は受信されたBPSK信号からローカルクロックを回復する
ための新奇な方法の重要な効用を明らかにする。他の既
知の方法（ガードナー氏による本の239〜249頁参照）と
対照して、クロック発生器VCO2に対する制御信号を発生
するための新奇な方法は、この制御信号に付加的な雑音
の導入をもたらす比線形振幅転送特性を有する要素を使
用しない。だから、これらの他の既知の方法が用いられ
た場合よりも、受信機の入力端子における一層低いSNR
値で、小さいフェーズジッターによりローカルクロック
の確実な回復を保証することが可能である。
は受信されたBPSK信号からローカルクロックを回復する
ための新奇な方法の重要な効用を明らかにする。他の既
知の方法（ガードナー氏による本の239〜249頁参照）と
対照して、クロック発生器VCO2に対する制御信号を発生
するための新奇な方法は、この制御信号に付加的な雑音
の導入をもたらす比線形振幅転送特性を有する要素を使
用しない。だから、これらの他の既知の方法が用いられ
た場合よりも、受信機の入力端子における一層低いSNR
値で、小さいフェーズジッターによりローカルクロック
の確実な回復を保証することが可能である。
第１図に示されたシステム（クロックトラッキングユ
ニットCTU、タイミングユニットTU、データ再生器DR）
の実際の運用に関して、クロック回復に対して、このシ
ステムにより形成されたループの（3dB）帯域幅は、1/T
＝1MHzの名目上の値に関係する送信システム中のクロッ
クの予期される最大周波数偏差に対しても、このループ
はなお十分速く非ロック状態からロック状態へ通過でき
るように選ばれる。実際には100Hzよりずっと小さいク
ロック周波数偏差において、この目的のために（3dB）
のループ帯域幅に対して例えば250Hzの値が適切で十分
である。このループ帯域幅は低域通過ループ濾波器F2の
帯域幅により主として決められるから、帯域通過濾波器
BPF3の（3dB）帯域幅は大して重要でない。上記の実施
例では、200kHzのむしろ任意の値が帯域通過濾波器BPF3
のこの（3dB）帯域幅値として選ばれた。
ニットCTU、タイミングユニットTU、データ再生器DR）
の実際の運用に関して、クロック回復に対して、このシ
ステムにより形成されたループの（3dB）帯域幅は、1/T
＝1MHzの名目上の値に関係する送信システム中のクロッ
クの予期される最大周波数偏差に対しても、このループ
はなお十分速く非ロック状態からロック状態へ通過でき
るように選ばれる。実際には100Hzよりずっと小さいク
ロック周波数偏差において、この目的のために（3dB）
のループ帯域幅に対して例えば250Hzの値が適切で十分
である。このループ帯域幅は低域通過ループ濾波器F2の
帯域幅により主として決められるから、帯域通過濾波器
BPF3の（3dB）帯域幅は大して重要でない。上記の実施
例では、200kHzのむしろ任意の値が帯域通過濾波器BPF3
のこの（3dB）帯域幅値として選ばれた。
既に行われた広範な説明の後では、クロック回復に対
する新奇な概念が受信機の入力端子における低いSNR値
に対してキャリアの回復の信頼性を改善できることは明
らかである。この改善された信頼性は第１図の受信機の
記載された実施例が用いられた実験によって確認され
た。その実験では、受信機の入力端子におけるSNR値をd
Bで表現したEb/Noの値で表し、ここでEbはビット間隔Ｔ
当たりの受信された信号エネルギーで、Noは付加的白色
ガウス雑音（white Gaussian noise）の電力スペクトル
密度（spectral power density）である。これらの実験
はキャリアとクロックの組み合わされた回復に対する本
発明のシステムがほぼ−10dBのBb/No値までロック状態
に留まることを証明した。これはキャリアの回復に対す
る既知の第２等階のシステムと比較して４〜6dBの改善
である。
する新奇な概念が受信機の入力端子における低いSNR値
に対してキャリアの回復の信頼性を改善できることは明
らかである。この改善された信頼性は第１図の受信機の
記載された実施例が用いられた実験によって確認され
た。その実験では、受信機の入力端子におけるSNR値をd
Bで表現したEb/Noの値で表し、ここでEbはビット間隔Ｔ
当たりの受信された信号エネルギーで、Noは付加的白色
ガウス雑音（white Gaussian noise）の電力スペクトル
密度（spectral power density）である。これらの実験
はキャリアとクロックの組み合わされた回復に対する本
発明のシステムがほぼ−10dBのBb/No値までロック状態
に留まることを証明した。これはキャリアの回復に対す
る既知の第２等階のシステムと比較して４〜6dBの改善
である。
上述の説明及び第１図のブロック図から、本発明の受
信機はキャリアの回復、クロックの回復及びデータ信号
の探知の間に強い関連があることが明らかである。これ
ら３つの過程中の一つにおけるエラーは他の２つの過程
に影響する。この強い関連の故に、キャリアとクロック
の組み合わされた回復に対して現在のシステムが非ロッ
ク状態からロック状態へと変わり得るかどうかの問題が
起こる。この問題は、クロック周波数の逸脱において、
先に述べた通り、クロック位相エラーpTはT/2より大き
くはならないと、断定的に答えられ得る。この場合にキ
ャリアループPLLがロック状態にある場合、低すぎないE
b/Noの値における間違って検出されるデータビットの確
率は0.25より大きくはならない。この情勢ではリモデュ
レータREMの出力端子にキャリアの確実な回復に対する
十分な電力を有するキャリア成分が存在する。だからク
ロックの回復は原理的にはキャリアの回復に対して必要
ではない。これと対照的に、クロックの回復を可能にす
るために、回復されたキャリアがクロックトラッキング
ユニットCTUの復調器CDでの同期復調に対して全く必要
である。キャリアループPLLが非ロック状態にある場
合、例えば受信機のスイッチを入れた状態の場合、時間
の関数としてのキャリアの位相エラーQeは位相検出器PD
の２つの入力信号の間の周波数差に等しい周波数により
変化する。この周波数差がクロック周波数1/Tよりきわ
めて小さい場合には、それが普通などであるが、この位
相エラーQeはデータ信号が変化するビット速度1/Tと比
べてゆるやかな方法で０゜から360゜へ変化する。位相
エラーQeのこのような変化の360゜の一周期の間に多く
のデータビットが検知されるが、然し乍ら、それはクロ
ックの位相エラーpT及びキャリアの位相エラーQeに依存
するエラー率による。この360゜の周期の間に、データ
ビットが最少のエラー率によって検出される２つの領
域、より明確には値Qe＝０゜及びQe＝180゜の付近の領
域である２つの領域が起こる。位相エラーQeの変化はビ
ット速度1/Tのデータ信号の変化と比較して非常に緩や
かであり、従ってデータビットの十分な数がキャリアル
ープPLLをロック状態へ導くのに十分な電力を有するキ
ャリア成分をリモデュレータREMの出力端子において作
るために正確に検出されるので、これらの領域はキャリ
アループPLLがロックできる安定点である。キャリアル
ープPLLがロック状態になった後、確実に回復されたキ
ャリアがクロックトラッキングユニットCTU中の同期復
調器CDに対して有効となり、従ってクロックループ（ク
ロックトラッキングユニットCTU、タイミングユニットT
U、データ再生器DR）もロックされ得る。だから、キャ
リアとクロックの回復に対する組み合わされたシステム
は全体的に非ロック状態からロック状態に持ち込まれ
る。第１図の受信機の前述の実施例についての前述の実
験から、キャリアとクロックの組み合わされた回復に対
する本発明のシステムは、ロック状態を失った後に、ほ
ぼ−6dBより大きいEb/Noの値に対して再びロック状態に
達することが見出された。
信機はキャリアの回復、クロックの回復及びデータ信号
の探知の間に強い関連があることが明らかである。これ
ら３つの過程中の一つにおけるエラーは他の２つの過程
に影響する。この強い関連の故に、キャリアとクロック
の組み合わされた回復に対して現在のシステムが非ロッ
ク状態からロック状態へと変わり得るかどうかの問題が
起こる。この問題は、クロック周波数の逸脱において、
先に述べた通り、クロック位相エラーpTはT/2より大き
くはならないと、断定的に答えられ得る。この場合にキ
ャリアループPLLがロック状態にある場合、低すぎないE
b/Noの値における間違って検出されるデータビットの確
率は0.25より大きくはならない。この情勢ではリモデュ
レータREMの出力端子にキャリアの確実な回復に対する
十分な電力を有するキャリア成分が存在する。だからク
ロックの回復は原理的にはキャリアの回復に対して必要
ではない。これと対照的に、クロックの回復を可能にす
るために、回復されたキャリアがクロックトラッキング
ユニットCTUの復調器CDでの同期復調に対して全く必要
である。キャリアループPLLが非ロック状態にある場
合、例えば受信機のスイッチを入れた状態の場合、時間
の関数としてのキャリアの位相エラーQeは位相検出器PD
の２つの入力信号の間の周波数差に等しい周波数により
変化する。この周波数差がクロック周波数1/Tよりきわ
めて小さい場合には、それが普通などであるが、この位
相エラーQeはデータ信号が変化するビット速度1/Tと比
べてゆるやかな方法で０゜から360゜へ変化する。位相
エラーQeのこのような変化の360゜の一周期の間に多く
のデータビットが検知されるが、然し乍ら、それはクロ
ックの位相エラーpT及びキャリアの位相エラーQeに依存
するエラー率による。この360゜の周期の間に、データ
ビットが最少のエラー率によって検出される２つの領
域、より明確には値Qe＝０゜及びQe＝180゜の付近の領
域である２つの領域が起こる。位相エラーQeの変化はビ
ット速度1/Tのデータ信号の変化と比較して非常に緩や
かであり、従ってデータビットの十分な数がキャリアル
ープPLLをロック状態へ導くのに十分な電力を有するキ
ャリア成分をリモデュレータREMの出力端子において作
るために正確に検出されるので、これらの領域はキャリ
アループPLLがロックできる安定点である。キャリアル
ープPLLがロック状態になった後、確実に回復されたキ
ャリアがクロックトラッキングユニットCTU中の同期復
調器CDに対して有効となり、従ってクロックループ（ク
ロックトラッキングユニットCTU、タイミングユニットT
U、データ再生器DR）もロックされ得る。だから、キャ
リアとクロックの回復に対する組み合わされたシステム
は全体的に非ロック状態からロック状態に持ち込まれ
る。第１図の受信機の前述の実施例についての前述の実
験から、キャリアとクロックの組み合わされた回復に対
する本発明のシステムは、ロック状態を失った後に、ほ
ぼ−6dBより大きいEb/Noの値に対して再びロック状態に
達することが見出された。
本発明のシステムの動作は、Eb/Noの関数としてビッ
トエラー率（BER）を示している第５図により明瞭に見
られる。既に述べた位相の不明瞭さ（位相ロックループ
PLLがQe＝０゜又はQe＝180゜でロックされる）の観点か
ら、第５図に示されるBER値はBPSKリモデュレーション
に対して用いられる再生されたデータ信号Ｒ（ｔ）の
ビットには関係せずに、差動デコーディングによって
Ｒ（ｔ）のビットから引き出されたデータビットに関係
し、差動コーディングはデータ信号ａ（ｔ）のビットの
形成のために送信機内で用いられる。第５図の破線によ
る曲線は、これらの差動的にデコードされたデータビッ
トに対して理論的に達し得るBER値を示す。第５図の実
線による曲線は先に既に述べた実験において同じ場合に
対して測定されたBER値を表す。第５図は、理論的な情
勢と比較して、本発明のシステムは1dBよりも小さい少
しの劣化を生じることを示す。これに加えて、Eb/Noに
対する非常に低い値においてもデータビットがなお検出
され得ることがわかる。勿論BER値はこの時は比較的高
いが、然しこれによる影響は本発明のシステムがロック
状態に留っている間はエラー修正コードによって効果的
に対抗できる。これは、既に述べたように、ほぼ10dBの
値のEb/Noまでの場合である。これらの実験は又、本発
明のシステムが妨害する信号についてむしろ鈍感なこと
を示す。もっと正確には本発明のシステムは受信機の入
力端子における妨害キャリアの電力が望まれた信号の受
信された電力より小さい間は、望まれた信号のキャリア
周波数fc＝70MHzに近い周波数を有する妨害キャリアに
対してさえも、常にロック状態に留まることが見出され
た。
トエラー率（BER）を示している第５図により明瞭に見
られる。既に述べた位相の不明瞭さ（位相ロックループ
PLLがQe＝０゜又はQe＝180゜でロックされる）の観点か
ら、第５図に示されるBER値はBPSKリモデュレーション
に対して用いられる再生されたデータ信号Ｒ（ｔ）の
ビットには関係せずに、差動デコーディングによって
Ｒ（ｔ）のビットから引き出されたデータビットに関係
し、差動コーディングはデータ信号ａ（ｔ）のビットの
形成のために送信機内で用いられる。第５図の破線によ
る曲線は、これらの差動的にデコードされたデータビッ
トに対して理論的に達し得るBER値を示す。第５図の実
線による曲線は先に既に述べた実験において同じ場合に
対して測定されたBER値を表す。第５図は、理論的な情
勢と比較して、本発明のシステムは1dBよりも小さい少
しの劣化を生じることを示す。これに加えて、Eb/Noに
対する非常に低い値においてもデータビットがなお検出
され得ることがわかる。勿論BER値はこの時は比較的高
いが、然しこれによる影響は本発明のシステムがロック
状態に留っている間はエラー修正コードによって効果的
に対抗できる。これは、既に述べたように、ほぼ10dBの
値のEb/Noまでの場合である。これらの実験は又、本発
明のシステムが妨害する信号についてむしろ鈍感なこと
を示す。もっと正確には本発明のシステムは受信機の入
力端子における妨害キャリアの電力が望まれた信号の受
信された電力より小さい間は、望まれた信号のキャリア
周波数fc＝70MHzに近い周波数を有する妨害キャリアに
対してさえも、常にロック状態に留まることが見出され
た。
キャリアとクロックの組み合わされた回復に対するシ
ステムがBPSK信号の場合に対してまでは記述された。然
し乍ら、本発明のシステムはBPSK信号に制限されること
なく、同じ理論がまたPSK信号の他の形式にも適用され
得る。これは次に（QPSK信号としてか又は４相信号とし
て記述される）４相PSK信号のための受信機の場合に対
する例を用いて説明する。
ステムがBPSK信号の場合に対してまでは記述された。然
し乍ら、本発明のシステムはBPSK信号に制限されること
なく、同じ理論がまたPSK信号の他の形式にも適用され
得る。これは次に（QPSK信号としてか又は４相信号とし
て記述される）４相PSK信号のための受信機の場合に対
する例を用いて説明する。
QPSK信号のための受信機は第１図における復調器DEM
及びリモデュレータREMがそれらのQPSK同等物によって
置き代えられ、それはガードナー氏の本の第223頁の第1
1.8図に示された方法で本質的に知られていることでBPS
K信号のための第１図に示した受信機と基本的に異なる
のみであるから、この説明は短い説明でよい。復調器DE
Mに関して、これは濾波器BPF1の出力端子が、４相キャ
リア（これはフェーズシフタPSの入力において既に有効
である）が加えられ、第２の低域通過濾波器（これは低
域通過濾波器LPFに相当する）を用いてQPSK信号の４相
成分に固有な第２の復調されたデータ信号が引き出され
る第２の増幅器へ接続されることを意味する。第２のデ
ータ信号はその後振幅と発生の瞬間に関して、第２のハ
ードリミッタ（ハードリミッタHLに相当）と第２のデー
タ再生器（これは縦続接続して配置された最後のＤ−フ
リップフロップが省略され得て、第３のＤ−フリップフ
ロップの出力端子のみが利用される点でデータ再生器DR
と異なる）を用いて再生され、第２のデータ再生器は又
タイミングユニットTU（余分であるクロック信号CLの除
外により）により制御される。リモデュレータREMに関
して、これは遅れ要素D1の出力端子が第２のキャリア成
分を作るために再生された、第２のデータ信号に従って
QPSK信号をリモデューレートするための第２の乗算器も
に接続され、第２のキャリア成分は90゜フェーズシフタ
を通して加算器によって第１の乗算器の出力端子におい
て既に得られているキャリア成分に加えられ、その後こ
の加算器の出力信号が帯域通過濾波器BPF2へ加えられ
る。キャリアループPLL及びクロックトラッキングユニ
ットCTUは、然し乍ら修正される必要はない。
及びリモデュレータREMがそれらのQPSK同等物によって
置き代えられ、それはガードナー氏の本の第223頁の第1
1.8図に示された方法で本質的に知られていることでBPS
K信号のための第１図に示した受信機と基本的に異なる
のみであるから、この説明は短い説明でよい。復調器DE
Mに関して、これは濾波器BPF1の出力端子が、４相キャ
リア（これはフェーズシフタPSの入力において既に有効
である）が加えられ、第２の低域通過濾波器（これは低
域通過濾波器LPFに相当する）を用いてQPSK信号の４相
成分に固有な第２の復調されたデータ信号が引き出され
る第２の増幅器へ接続されることを意味する。第２のデ
ータ信号はその後振幅と発生の瞬間に関して、第２のハ
ードリミッタ（ハードリミッタHLに相当）と第２のデー
タ再生器（これは縦続接続して配置された最後のＤ−フ
リップフロップが省略され得て、第３のＤ−フリップフ
ロップの出力端子のみが利用される点でデータ再生器DR
と異なる）を用いて再生され、第２のデータ再生器は又
タイミングユニットTU（余分であるクロック信号CLの除
外により）により制御される。リモデュレータREMに関
して、これは遅れ要素D1の出力端子が第２のキャリア成
分を作るために再生された、第２のデータ信号に従って
QPSK信号をリモデューレートするための第２の乗算器も
に接続され、第２のキャリア成分は90゜フェーズシフタ
を通して加算器によって第１の乗算器の出力端子におい
て既に得られているキャリア成分に加えられ、その後こ
の加算器の出力信号が帯域通過濾波器BPF2へ加えられ
る。キャリアループPLL及びクロックトラッキングユニ
ットCTUは、然し乍ら修正される必要はない。
これに加えて、発明の骨組内で第１図に示された方法
と異なる方法でクロックトラッキングユニットCTUを実
現することの可能性が指摘される。先に説明した第１図
のクロックトラッキングユニットCTUの説明から、例え
ば、一方で同期復調器CD内で行われる動作の順序が、他
方でリモデュレータML,ME及び加算器ADの組み合わせが
交換され得て、従って第１に同期復調とその後に再生さ
れたデータ信号Ｒ（ｔ）の遅らされ及び進まされた信
号Ｌ（ｔ）及びＥ（ｔ）による乗算が行われること
がかる。勿論移動された復調器CDの出力端子に接続され
る低域通過濾波器は帯域通過濾波器BPF3の代わりをさせ
ねばならず、そのような濾波器によって生じる遅れは帯
域通過濾波器BPF1の出力端子において濾波され又任意に
遅らされたBPSK信号の受信に対してクロックトラッキン
グユニットCTUの接続点の選択において考慮されなけれ
ばならない。この手段並びに第１の受信機内で異なる信
号間の望ましい時間と位相の関連性を維持するために必
要な更に他の手段は、全てこの技術に熟達した人の視野
の中にあり、前述の認識を得た後では更なる説明は不要
でる。然し乍ら、実際の実施の観点から第１図に示され
たクロックトラッキングユニットCTUの設計への選択が
与えられることは注目されるべきである。
と異なる方法でクロックトラッキングユニットCTUを実
現することの可能性が指摘される。先に説明した第１図
のクロックトラッキングユニットCTUの説明から、例え
ば、一方で同期復調器CD内で行われる動作の順序が、他
方でリモデュレータML,ME及び加算器ADの組み合わせが
交換され得て、従って第１に同期復調とその後に再生さ
れたデータ信号Ｒ（ｔ）の遅らされ及び進まされた信
号Ｌ（ｔ）及びＥ（ｔ）による乗算が行われること
がかる。勿論移動された復調器CDの出力端子に接続され
る低域通過濾波器は帯域通過濾波器BPF3の代わりをさせ
ねばならず、そのような濾波器によって生じる遅れは帯
域通過濾波器BPF1の出力端子において濾波され又任意に
遅らされたBPSK信号の受信に対してクロックトラッキン
グユニットCTUの接続点の選択において考慮されなけれ
ばならない。この手段並びに第１の受信機内で異なる信
号間の望ましい時間と位相の関連性を維持するために必
要な更に他の手段は、全てこの技術に熟達した人の視野
の中にあり、前述の認識を得た後では更なる説明は不要
でる。然し乍ら、実際の実施の観点から第１図に示され
たクロックトラッキングユニットCTUの設計への選択が
与えられることは注目されるべきである。
最後にQPSK信号の場合には、QPSKリモデュレーション
のためのリモデュレータML及びMEも又、リモデュレータ
REMに対して既に記述された方法で実行できることは注
意されるべきである。広範な記述が前記になされた後で
は又、この可能性は更に説明する必要はない。
のためのリモデュレータML及びMEも又、リモデュレータ
REMに対して既に記述された方法で実行できることは注
意されるべきである。広範な記述が前記になされた後で
は又、この可能性は更に説明する必要はない。
第１図は２進PSK信号に対する本発明にかかる受信機の
ブロック図、 第２図は第１図の受信機中に用いるのに適した再生手段
のブロック図であり、 第３図は第２図の再生手段中に用いられるクロック信号
の４つの時間線図を示し、 第４図は第１図のローカルクロック発生器に対する制御
信号の形を示し、 第５図は第１図の受信機の入力端子におけるSNR値の関
数としてのビットエラー率を図解する２つの曲線を示
す。 BPF1,BPF2,BPF3……帯域通過濾波器 LPF,F1,F2……低域通過濾波器 DEM……PSK復調器 REM,ML,ME……PSKリモデュレータ CD……同期復調器 PLL……位相ロックループ CTU……クロックトラッキングユニット VCO1……信号制御発生器 VCO2……ローカルクロック発生器 HL……ハードリミッタ DR……データ再生器 TU……タイミングユニット PD……位相検出器 PS……フェーズシフタ AD……加算器 D1,D2,D3……遅れ要素
ブロック図、 第２図は第１図の受信機中に用いるのに適した再生手段
のブロック図であり、 第３図は第２図の再生手段中に用いられるクロック信号
の４つの時間線図を示し、 第４図は第１図のローカルクロック発生器に対する制御
信号の形を示し、 第５図は第１図の受信機の入力端子におけるSNR値の関
数としてのビットエラー率を図解する２つの曲線を示
す。 BPF1,BPF2,BPF3……帯域通過濾波器 LPF,F1,F2……低域通過濾波器 DEM……PSK復調器 REM,ML,ME……PSKリモデュレータ CD……同期復調器 PLL……位相ロックループ CTU……クロックトラッキングユニット VCO1……信号制御発生器 VCO2……ローカルクロック発生器 HL……ハードリミッタ DR……データ再生器 TU……タイミングユニット PD……位相検出器 PS……フェーズシフタ AD……加算器 D1,D2,D3……遅れ要素
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−14557（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−11347（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (2)
- 【請求項１】所定の記号速度1/Tのデータ信号に応じ
て、キャリアを移相キーイングすることにより発生され
た通過帯域信号用の受信機であって、 ローカルキャリアを用いて受信した通過帯域信号を復調
し、それによって復調データ信号を作る復調手段（DE
M）と、 ローカルクロックを用いて復調データ信号（Ｒ）を再
生し、それによって再生データ信号（Ｒ）を作る再生
手段（DR）と、 位相ロックループ（PLL）内に含まれ復調手段（DEM）へ
接続されたローカルキャリア発生器（VCO1）と、再生さ
れたデータ信号（Ｒ）に応じて、受信された通過帯域
信号を移相キーイングするリモデュレータ（REM）とを
有し、それによって位相ロックループに対する入力信号
としてのキャリア成分を作るキャリア回復手段（REM,BP
F2,PLL）と、 再生手段に接続されたローカルクロック発生器（VCO2）
と、 を含む受信機において、 再生手段（DR）は、再生データ信号に対してそれぞれ記
号間隔Ｔより短い時間間隔Δだけ遅れ及び進みを有する
再生データ信号の遅れ信号（Ｌ）及び進み信号
（Ｅ）を作るように構成され、 受信機は受信した通信帯域信号とローカルキャリアとに
応じてローカルクロック発生器に対するベースバンド制
御信号を発生させるための手段（CTU）を含み、そのベ
ースバンド制御信号は、再生されたデータ信号の遅れ信
号と受信された通過帯域信号により運ばれるデータ信号
との相関関数と、再生されたデータ信号の進み信号と受
信された通過帯域信号により運ばれるデータ信号との相
関関数との間の差を表し、ローカルクロック発生器は前
記ベースバンド制御信号に応じて、再生されたデータ信
号がリモデュレータへ加えられる受信された通過帯域信
号により運ばれるデータ信号と同期しているようなロー
カルクロックを再生手段へ加えるようになっている、 ことを特徴とする受信機。 - 【請求項２】ベースバンド制御信号を発生させるための
前記の手段（CTU）が、 再生されたデータ信号の遅れ信号に応じて受信された通
過帯域信号を移相キーイングする第１のリモデュレータ
（ML）と、 再生されたデータ信号の進み信号に応じて受信された通
過帯域信号を移相キーイングする第２のリモデュレータ
（ME）と、 第１及び第２のリモデュレータへ接続され、差分信号を
作る加算器（AD）と、 加算器へ接続され、差分信号のキャリア成分を選択する
帯域通過濾波器（BPF3）と、 帯域通過濾波器へ接続され、ローカルキャリアを用いて
選択されたキャリア成分を同期復調する復調器（CD）、
および 復調器へ接続され、ローカルクロック発生器に対するベ
ースバンド制御信号を得る低域通過濾波器（F2）と、 を含むことを特徴とする請求項１記載の受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL8701290A NL8701290A (nl) | 1987-06-02 | 1987-06-02 | Ontvanger voor een faseverschuivingsgemoduleerd draaggolfsignaal. |
| NL8701290 | 1987-06-02 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63311843A JPS63311843A (ja) | 1988-12-20 |
| JP2950512B2 true JP2950512B2 (ja) | 1999-09-20 |
Family
ID=19850088
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63134528A Expired - Lifetime JP2950512B2 (ja) | 1987-06-02 | 1988-06-02 | 受信機 |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4894845A (ja) |
| EP (1) | EP0293991B1 (ja) |
| JP (1) | JP2950512B2 (ja) |
| KR (1) | KR960002467B1 (ja) |
| CA (1) | CA1283707C (ja) |
| DE (1) | DE3870712D1 (ja) |
| ES (1) | ES2032951T3 (ja) |
| FI (1) | FI86121C (ja) |
| HK (1) | HK142793A (ja) |
| NL (1) | NL8701290A (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19614979C2 (de) | 1995-04-20 | 2001-05-17 | Fujitsu Ltd | Hochfrequenz-Sende-Empfangs-Vorrichtung zur Datenkommunikation |
| JP3304683B2 (ja) * | 1995-05-02 | 2002-07-22 | 富士通株式会社 | 無線装置 |
| US5659263A (en) * | 1996-03-25 | 1997-08-19 | Motorola, Inc. | Circuit and method for correcting phase error in a multiplier circuit |
| US5815529A (en) * | 1996-04-04 | 1998-09-29 | Lucent Technologies Inc. | Transmission system for digital audio broadcasting that incorporates a rotator in the transmitter |
| JPH1051418A (ja) * | 1996-08-06 | 1998-02-20 | Mitsubishi Electric Corp | ディジタル受信装置 |
| US6456142B1 (en) * | 2000-11-28 | 2002-09-24 | Analog Devices, Inc. | Circuit having dual feedback multipliers |
| US7895506B2 (en) * | 2006-12-18 | 2011-02-22 | Intel Corporation | Iterative decoder with early-exit condition detection and methods for decoding |
| EP2222042A1 (en) * | 2007-11-28 | 2010-08-25 | Panasonic Corporation | Demodulation device, reception device, and demodulation method |
| FR3085568B1 (fr) * | 2018-08-31 | 2020-08-07 | Zodiac Data Systems | Procede de datation de signaux de telemesure |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4344176A (en) * | 1980-04-03 | 1982-08-10 | Codex Corporation | Time recovery circuitry in a modem receiver |
| JPS60154758A (ja) * | 1984-01-25 | 1985-08-14 | Alps Electric Co Ltd | Ｐｓｋ復調装置 |
| JPS6211347A (ja) * | 1985-07-09 | 1987-01-20 | Nec Home Electronics Ltd | ４相ｐｓｋ復調装置 |
-
1987
- 1987-06-02 NL NL8701290A patent/NL8701290A/nl not_active Application Discontinuation
-
1988
- 1988-05-30 CA CA000568084A patent/CA1283707C/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-05-30 FI FI882536A patent/FI86121C/fi not_active IP Right Cessation
- 1988-05-31 ES ES198888201085T patent/ES2032951T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1988-05-31 EP EP88201085A patent/EP0293991B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-05-31 DE DE8888201085T patent/DE3870712D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1988-06-01 US US07/201,512 patent/US4894845A/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-06-02 JP JP63134528A patent/JP2950512B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1988-06-02 KR KR88006615A patent/KR960002467B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1993
- 1993-12-30 HK HK1427/93A patent/HK142793A/xx not_active IP Right Cessation
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR960002467B1 (en) | 1996-02-17 |
| NL8701290A (nl) | 1989-01-02 |
| EP0293991A1 (en) | 1988-12-07 |
| EP0293991B1 (en) | 1992-05-06 |
| ES2032951T3 (es) | 1993-03-01 |
| FI86121C (fi) | 1992-07-10 |
| FI882536A0 (fi) | 1988-05-30 |
| CA1283707C (en) | 1991-04-30 |
| KR890001327A (ko) | 1989-03-20 |
| US4894845A (en) | 1990-01-16 |
| DE3870712D1 (de) | 1992-06-11 |
| JPS63311843A (ja) | 1988-12-20 |
| FI86121B (fi) | 1992-03-31 |
| FI882536A (fi) | 1988-12-03 |
| HK142793A (en) | 1994-01-07 |
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