JP2948217B1 - ヒータ制御回路 - Google Patents

Abstract

【要約】 【課題】 交流電源電圧と制御回路とのアイソレーショ
ンと、測定用電流や制御用回路に必要な平均電流をより
少なくしたヒータ制御回路を提供する。 【解決手段】 交流電源端子１，２とヒータＨ間にサイ
リスタＳＣＲを設けたヒータ回路において、パルス電圧
発生手段４を設けて負の半サイクルごとにヒータＨにパ
ルス状の微少な測定電流を流して温度を測定すること
で、温度測定時の消費電力を小さくする。また、測定電
流を供給する上記サイリスタＳＣＲとヒータの接続点に
電流制限抵抗を通じて発光ダイオードＬＥＤなどのクラ
ンプ素子を接続し、ヒータＨに測定電流Ｉｓｐを供給し
たときの測定電圧Ｖｍが、前記クランプ素子のクランプ
電圧以下になるようにすることにより、交流電源電圧と
制御回路とのアイソレーションを図る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、温度センサを兼
ね備えたヒータのヒータ制御回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】温度センサを兼ね備えたヒータのヒータ
温度制御回路としては、特公平２−５４５７４号公報に
記載されたものなどが知られている。

【０００３】このヒータ温度制御回路は、交流電源に半
導体スイッチング素子を介してヒータを接続するととも
に、このヒータ自体に測定用パルス電流を別途流す測定
回路を設けて、この測定電流よりヒータの抵抗値を得る
ことでヒータの温度を測定し、この測定結果に基づいて
トリガ回路で半導体スイッチング素子をオンまたはオフ
してヒータを所望の温度となるように制御している。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ヒータ制御回路では、交流電源電圧が数十ボルト以内の
比較的低い電圧で使用するには問題ないが、商業電源電
圧である１００ボルト以上での使用になると、ヒータ抵
抗値の測定制御回路とのアイソレーション（耐圧分離）
の問題を解決する必要があった。

【０００５】そこで、この発明の課題は、交流電源電圧
と制御回路との合理的な耐圧分離と、測定用電流や制御
用回路に必要な電源の容量をより少なくすることで、交
流電源電圧からのドロッパー抵抗の発熱を少なくし、よ
り小型で安定なヒータ制御回路を提供することである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、請求項１では、交流電源端子間に半導体スイッチン
グ素子とヒータ自体の温度がヒータの電気抵抗の変化で
測定できる温度センサを兼ね備えたヒータを直列接続し
たヒータ制御回路において、上記半導体スイッチング素
子が通電していないときに、上記半導体スイッチング素
子に接続されていない側のヒータ端子がコモン端子にな
る極性のパルス電圧発生手段と、そのパルス電圧発生時
のみに制御回路への電源供給と、上記半導体スイッチン
グ素子とヒータの接続点に測定電流を供給する電流供給
手段と、同接続点に電流制限抵抗を通じて発光ダイオー
ドなどのクランプ素子とを接続し、このときに発生する
クランプ素子とコモン端子間の電圧を予め設定された基
準電圧と比較する比較手段と、この比較手段のコンパレ
ート出力に応じて上記半導体スイッチング素子をオン・
オフするトリガ手段とをそれぞれ設けた構成を採用した
のである。

【０００７】このような構成を採用することにより、交
流電源のサイクルごとに発生するパルス電圧から制御回
路の電源供給とヒータの抵抗値を測定するための電流供
給とをパルス駆動で行うことで、制御に必要な電源回路
の平均電流は少なくなる。

【０００８】さらに、ヒータに測定電流を供給したとき
の測定電圧であるヒータ端子間電圧と、ヒータに供給さ
れる加熱電圧との分離のために、測定電流を供給する上
記半導体スイッチング素子とヒータの接続点に電流制限
抵抗を通じて発光ダイオードなどのクランプ素子を接続
し、ヒータに測定電流を供給したときの測定電圧が、前
記クランプ素子のクランプ電圧以下になるようにヒータ
に供給する測定電流の設定を制限することで、測定電圧
はクランプされずにクランプ素子とコモン端子間に現わ
れ、ヒータ抵抗値の測定電圧として制御回路に導くこと
ができる。

【０００９】また、ヒータに供給された加熱電圧は、前
記のクランプ素子でクランプされるので、クランプ電圧
以上にならず、ヒータに供給される電源電圧からヒータ
抵抗値の測定回路を保護することができる。

【００１０】このとき、前記のクランプ素子に発光ダイ
オードを利用すれば、クランプ電流で発光ダイオードが
発光するので、ヒータに加熱電圧が供給されていること
を表示するヒータ通電表示ランプとクランプ機能を兼ね
ることができ、より合理的な回路構成になる。

【００１１】請求項２では、上記比較手段のコンパレー
ト出力を記憶する記憶手段と、この記憶手段に記憶した
コンパレート出力を上記半導体スイッチング素子の通電
が可能時に、この半導体スイッチング素子のトリガ端子
へ出力するスイッチ手段とを設けた構成を採用したこと
により、制御回路の電源と、ヒータに測定電流を供給す
る電源を同じパルス電圧手段から供給するために生じる
下記の問題を解決することができる。

【００１２】パルス電圧発生手段の共用によってヒータ
抵抗値の測定電圧と、予め設定された基準電圧とを比較
する比較手段のコンパレート出力もパルス電圧と同じタ
イミングで発生するので、そのタイミングのままで半導
体スイッチング素子をトリガすると、ヒータへの測定電
流にトリガ電流が重複してしまい、ヒータ抵抗値の測定
電圧に誤差が生じてコンパレート出力が否定され、半導
体スイッチング素子のトリガが不安定になる。このた
め、コンパレート出力やトリガ信号を遅延させるなどタ
イミングが重ならない工夫が必要になる。その方法とし
て、コンパレート出力を記憶する記憶手段と、この記憶
したコンパレート出力を半導体スイッチング素子のトリ
ガ端子へ出力するスイッチ手段とを設けることで、ヒー
タ抵抗値の測定と半導体スイッチング素子のトリガが安
定かつ確実に行えるようにした。

【００１３】請求項３では、上記半導体スイッチング素
子が単方向サイリスタである構成を採用することによ
り、交流電源電圧やヒータに供給される電源電圧からヒ
ータに測定電流を供給する電流供給手段と、半導体スイ
ッチング素子のトリガ手段とを保護する耐圧分離が、半
導体スイッチング素子を単方向サイリスタとすること
で、ダイオードのみで容易に行えるようになる。

【００１４】請求項４では、上記パルス電圧の発生タイ
ミングが、上記単方向サイリスタの逆バイアス期間であ
る構成を採用したことにより、パルス電圧発生手段の発
生タイミングを交流電源端子の電圧が単方向サイリスタ
の逆バイアス期間にすることで、ヒータに測定電流を供
給するタイミングとトリガのタイミングが干渉しないの
で、安定したヒータ抵抗値の測定と半導体スイッチング
素子のトリガが行える。

【００１５】請求項５では、上記パルス電圧発生手段の
パルス幅より狭いストローブ信号で、上記比較手段のコ
ンパレート出力を有効となるようにした構成を採用した
ことにより、制御回路の電源もヒータ抵抗値の測定電流
と共通のパルス電圧で駆動するため、パルス電圧の過渡
時に発生するハザードを前記パルス電圧のパルス幅より
狭いストローブ信号で比較手段のコンパレート出力を有
効となるように構成することで防いだ。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を図
面に基づいて説明する。

【００１７】図１に第１実施形態のヒータ制御回路を示
す。

【００１８】この回路は、図１に示すように、交流電源
端子１，２と、セラミックヒータＨ間に直列に設けられ
た単方向サイリスタ（以下サイリスタ）ＳＣＲと、パル
ス電圧発生手段４、測定電流供給手段５、検出手段６、
比較手段７、基準電圧発生手段８、ゲート手段９、記憶
手段１０、スイッチ手段１１及び直流電源１２とで構成
されている。

【００１９】パルス電圧発生手段４は、図１に示すよう
に、コンデンサＣ２を介して接続されたトランジスタＴ
Ｒ１とＴＲ２とからなり、前記トランジスタＴＲ２のベ
ースは交流電源端子１と直流電源１２に、それぞれ、抵
抗Ｒ２，Ｒ４とＲ５を介して接続されている。

【００２０】また、トランジスタＴＲ２のベースは、抵
抗Ｒ５によってプルアップされ、図２（ｂ）に示すよう
に、動作点はマイナス側に移動させてある。一方、前記
コンデンサＣ２の電荷は、抵抗Ｒ６（Ｒ６≫Ｒ１５）に
より放電するようになっており、トランジスタＴＲ２
は、図２（ｅ）のように、交流電源サイクルの図２
（ｂ）で示す負の点でオンとなり、放電されたコンデン
サＣ２の電荷を抵抗Ｒ１５とトランジスタＴＲ１のベー
スを介して充電する。そして、その充電電流によりトラ
ンジスタＴＲ１はオンとなり、コンデンサＣ２が充電さ
れきって充電電流がなくなると、トランジスタＴＲ１は
オフとなる。

【００２１】再び負のサイクルになるとトランジスタＴ
Ｒ２がオフになり、抵抗Ｒ６によってコンデンサＣ２の
電荷が放電されることになり、上記の動作を繰り返す。

【００２２】このようにトランジスタＴＲ１は、コンデ
ンサＣ２の充電と放電を繰り返すことにより、図２
（ｇ）に示すように、サイリスタの逆バイアス期間にパ
ルス状の電圧Ｖｐを出力する。

【００２３】このパルス電圧発生手段４は、測定電流供
給手段５と比較手段７及びゲート手段９とに接続されて
おり、測定電流供給手段５に測定電流Ｉｓｐを供給し、
比較手段７とゲート手段９へ電力を供給するようになっ
ている。また、後述するように基準電圧発生手段８に接
続されて電力を供給するようになっている。

【００２４】すなわち、測定電流供給手段５、比較手段
７、ゲート手段９、基準電圧発生手段８は、パルス電圧
発生手段４のパルス電圧Ｖｐによって駆動され、そのパ
ルスに同期して作動する。そのため、それ以外のときに
は電力の供給を停止して、電力削減が可能となってい
る。

【００２５】測定電流供給手段５は、パルス電圧発生手
段４に接続された抵抗Ｒ１２（抵抗Ｒ１２≫：ヒータ抵
抗のために定電流源として働く）と逆流防止用のダイオ
ードＤ３との直列回路からなり、前記直列回路のダイオ
ードＤ３のカソードをサイリスタＳＣＲとヒータＨとの
接続点に接続し、パルス電圧Ｖｐが出力されると、測定
電流Ｉｓｐを上記ヒータＨに供給するようになってい
る。また、ヒータＨには検出手段６が接続されている。

【００２６】検出手段６は、この形態の場合、抵抗Ｒ１
の一端と発光ダイオードＬＥＤのアノードとを接続した
直列回路で、この直列回路の抵抗Ｒ１の他端をサイリス
タＳＣＲとヒータＨとの接続点に接続して上記ヒータＨ
と並列に、かつ、上記サイリスタＳＣＲがオンした際に
発光ダイオードＬＥＤに順方向の電流が流れるように接
続してある。そして、このように接続した直列回路の抵
抗Ｒ１と発光ダイオードＬＥＤのアノードとの接続点を
比較手段７と接続することにより、ヒータＨの端子電圧
を検出できるようにしてある。

【００２７】このとき、比較手段７には、後述するよう
な入力インピーダンスの高いオペアンプＯＰ１などを用
いれば、比較手段７の入力インピーダンスと無関係に直
列回路の抵抗Ｒ１の抵抗値を発光ダイオードＬＥＤの電
流値でもって設定することができる。

【００２８】すなわち、このような接続にすれば、検出
電圧が発光ダイオードＬＥＤの順方向電圧以下であるよ
うに、ヒータＨに供給する測定電流Ｉｓｐを制限する前
記測定電流供給手段の抵抗Ｒ１２の抵抗値を設定するこ
とで、発光ダイオードＬＥＤの影響を受けずに検出電圧
を比較手段７にそのまま入力することができる。

【００２９】このように、従来の検出抵抗による分圧回
路のように検出電圧を分圧しないので、検出電圧の低下
がなく、検出電圧の増幅など必要としない。また、ヒー
タＨの通電中には、比較手段７への入力電圧は発光ダイ
オードＬＥＤがオンになり順方向電圧でクランプされる
ので、比較手段７を破損することがない。このとき、発
光ダイオードＬＥＤは点灯するので、表示手段としても
使用できる。

【００３０】比較手段７は、この形態の場合、上述した
ように、オペアンプＯＰ１を用いたもので、オペアンプ
ＯＰ１の非反転入力を前記検出手段６の接続点と接続
し、反転入力は、基準電圧発生手段８と接続してある。

【００３１】前記基準電圧発生手段８は、図１のよう
に、抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０と半固定抵抗ＴＰ及び可変
抵抗器ＶＲで構成されており、半固定抵抗ＴＰは可変抵
抗器ＶＲとヒータ抵抗値のばらつきを補正し、可変抵抗
器ＶＲを調節することで、基準電圧Ｖｒｅｆを設定でき
るようになっている。また、抵抗Ｒ８，Ｒ９及びＲ１０
を設けることで、可変範囲の設定を容易にしてある。

【００３２】この基準電圧発生手段８はパルス電圧発生
手段４と接続されており、パルス電圧発生手段４からパ
ルス電圧Ｖｐが出力されると、そのパルスに同期した基
準電圧Ｖｒｅｆを比較手段７のオペアンプＯＰ１へ入力
する。

【００３３】前記比較手段７のオペアンプＯＰ１は、入
力した測定電圧Ｖｍと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、基
準電圧Ｖｒｅｆよりも測定電圧Ｖｍが低いと「Ｌ」出力
となり、逆に基準電圧Ｖｒｅｆよりも測定電圧Ｖｍが高
くなると、「Ｈ」出力となる。

【００３４】このとき、オペアンプＯＰ１はパルス電圧
Ｖｐにより給電されて作動しているので、パルス電圧Ｖ
ｐのある間だけ、前記コンパレート出力を出力するが、
パルス電圧Ｖｐの立ち上がりと立ち下がり時に不要なハ
ザードも出力される。

【００３５】このため、この出力は、次段のゲート手段
９に入力される。ゲート手段９はオペアンプＯＰ２を使
ったもので、この形態では、オペアンプＯＰ２の反転入
力を抵抗Ｒ１１でパルス電圧発生手段４の出力と接続
し、パルス電圧Ｖｐでプルアップしてコンパレート出力
Ｖｂを入力している。

【００３６】こうすることで、コンパレート出力Ｖｂが
「Ｌ」の際に、オペアンプＯＰ２の反転入力が０．６〜
０．８Ｖ程度の飽和電圧を呈するようにしてある。

【００３７】一方、オペアンプＯＰ２の非反転入力は、
パルス電圧発生手段４のトランジスタＴＲ２のエミッタ
に接続されている。そして、図３のＶｓｐのようなパル
ス電圧Ｖｐより幅の狭い三角波に近いストローブ信号Ｖ
ｓｐを入力するようにしてある。

【００３８】このため、コンパレート出力Ｖｂが「Ｈ」
の時、つまり、基準電圧Ｖｒｅｆよりも測定電圧Ｖｍの
方が高い場合は、図３（ａ）のように、ストローブ信号
Ｖｓｐの方が低くなりゲート出力Ｖｇは「Ｌ」のままと
なる。

【００３９】逆に、コンパレート出力Ｖｂが「Ｌ」の
時、つまり、基準電圧Ｖｒｅｆよりも測定電圧Ｖｍの方
が低い場合は、図３（ｂ）に示すように、コンパレート
出力Ｖｂが０．６〜０．８Ｖの飽和電圧となるため、ス
トローブ信号Ｖｓｐの方が高くなり、ゲート出力Ｖｇは
「Ｈ」となってトリガ出力Ｖｇを出力する。

【００４０】このように、ストローブ信号Ｖｓｐとゲー
ト手段９を用いることで、比較手段７の出力が確定した
時にコンパレート出力Ｖｂを取り出すようにしたので、
比較手段７のパルス駆動による誤動作を防止できる。

【００４１】このゲート手段９のトリガ出力Ｖｇは、記
憶手段１０に入力するようになっており、記憶手段１０
は、スイッチ手段１１を介してサイリスタＳＣＲのトリ
ガ端子と接続されている。

【００４２】前記記憶手段１０は、この形態では、逆流
防止ダイオードＤ４と保持用コンデンサＣ３とで構成さ
れており、ゲート手段９からのトリガ出力Ｖｇを保持用
コンデンサＣ３に充電するようになっている。

【００４３】スイッチ手段１１は、トランジスタＴＲ３
を用いたもので、前記トランジスタＴＲ３のコレクタを
記憶手段１０と接続し、エミッタは逆流防止用のダイオ
ードＤ２を介してサイリスタＳＣＲのトリガ端子に接続
してある。そして、トランジスタＴＲ３のベースを抵抗
Ｒ３、Ｒ２を介して交流電源１に接続することにより、
交流電圧が正の半サイクルのときにオンし、負の半サイ
クルでオフとなるようにしてある。そのため、交流電圧
が負の半サイクルから正の半サイクルに変わるとスイッ
チ手段１１はすぐにオンとなり、保持用コンデンサＣ３
に保持したトリガ出力である電荷をサイリスタＳＣＲの
トリガ端子に入力することができるようになっている。

【００４４】なお、抵抗Ｒ１６は、抵抗Ｒ３を介して流
れ込んだベース電流のバイパス抵抗であり、また、ダイ
オードＤ５とコンデンサＣ４及び抵抗Ｒ１４はヒステリ
シス回路で、この回路を設けることによりヒータＨのオ
ン・オフが頻繁に起きないようにしてある。

【００４５】この形態は、以上のように構成され、この
ヒータ制御回路の交流電源端子１，２に交流電源ＡＣを
接続すると、交流電圧の負の半サイクルでパルス電圧発
生手段４のトランジスタＴＲ２がオンとなり、トランジ
スタＴＲ１からパルス状のパルス電圧Ｖｐが出力され
る。このパルス電圧Ｖｐにより比較手段７と測定電流供
給手段５に電力が供給され、測定電流供給手段５からヒ
ータＨに測定電流Ｉｓｐが供給される。そして、供給さ
れた測定電流Ｉｓｐにより検出手段６が検出した測定電
圧Ｖｍが比較手段７に入力される。同時に、基準電圧発
生手段８にもパルス電圧Ｖｐによって電流が供給され、
基準電圧Ｖｒｅｆが比較手段７に供給される。

【００４６】このとき、ヒータＨには、駆動電流が流れ
ておらず、比較手段７に入力する測定電圧Ｖｍは低いの
で、図３（ｂ）に示すように、コンパレート出力は
「Ｌ」となる。そのため、ゲート手段９からトリガ信号
Ｖｇが記憶手段１０のコンデンサＣ３に充電される。

【００４７】そしてコンデンサＣ３に保持されたトリガ
信号Ｖｇは、交流電圧が正の半サイクルに変わると、ス
イッチ手段１１がオンとなり、サイリスタＳＣＲのトリ
ガ端子に入力され、サイリスタＳＣＲをトリガする。そ
の結果、サイリスタＳＣＲがオンとなってヒータＨに駆
動電流が流れる。

【００４８】このとき、検出手段６には、交流電圧が直
接印加されるが、発光ダイオードＬＥＤがオンとなって
点灯するので、比較手段には順方向電圧以上の電圧は入
力されない。

【００４９】こうして負の半サイクル中にパルス状のパ
ルス電圧Ｖｐでもって温度を測定し、次の正の半サイク
ルにトリガを行ってヒータＨを加熱する。これを繰り返
すことで、ヒータＨの温度が上昇して行き、測定電流Ｉ
ｓｐによって比較手段７に入力する測定電圧Ｖｍが上昇
して基準電圧Ｖｒｅｆを上回ると、比較手段７のコンパ
レート出力Ｖｂは、図３（ａ）に示すように「Ｈ」とな
り、ゲート出力は「Ｌ」となる。そのため、記憶手段１
０へトリガ信号Ｖｇは出力されなくなってコンデンサＣ
３に電荷が充電されなくなる。

【００５０】したがって、スイッチ手段１１がオンとな
ってもサイリスタＳＣＲはトリガされずに、ヒータＨへ
の加熱電力の供給は停止する。

【００５１】また、加熱電力の供給が停止してヒータＨ
の温度が下がると、比較手段７に入力する測定電圧Ｖｍ
が低くなり、コンパレート出力Ｖｂは「Ｌ」となる。そ
のため、ゲート手段９からトリガ信号Ｖｇが記憶手段１
０に出力され、記憶手段１０のコンデンサＣ３に充電さ
れる。その結果、サイリスタＳＣＲは再びトリガされる
ようになる。

【００５２】このように、この装置では、負の半サイク
ルごとにパルス電圧Ｖｐを出力してヒータＨの温度を測
定する。そして、その結果に基づいて記憶手段１０にト
リガ信号Ｖｇを記憶し、記憶したトリガ信号Ｖｇで次の
正の半サイクルが始まる時にサイリスタＳＣＲをトリガ
することで、ヒータ温度を所定値に保持する。

【００５３】その際、非常に短い期間だけ測定電流Ｉｓ
ｐを流すので、大きな測定電流Ｉｓｐを流しても平均電
流は少なく、さらに、比較手段７やゲート手段９など他
の回路も測定電流と同じくパルス電圧Ｖｐで駆動してい
るので、制御用電源容量を非常に少なくでき、発熱も少
なくなる。したがって、回路の小型化も図りやすい。

【００５４】図４に第２実施形態を示す。

【００５５】この形態は、第１実施形態のゲート手段９
に代えて、比較手段７の基準電圧Ｖｒｅｆをストローブ
信号Ｓｐで規制することにより、上記比較手段７からの
出力を有効となるようにしたものである。

【００５６】すなわち、本形態では図４に示すように、
基準電圧発生手段８をトランジスタＴＲ５を介して直流
電源１２と接続してある。

【００５７】また、そのトランジスタＴＲ５をパルス電
圧発生手段４のトランジスタＴＲ２のエミッタに接続し
たトランジスタＴＲ４と接続している。

【００５８】このような接続をすることによりトランジ
スタＴＲ４は、トランジスタＴＲ２がオンとなり図５の
ようにトランジスタＴＲ２のエミッタ電圧ＶｓｐがＶｂ
ｅより上昇した時点でオンとなる。また、コンデンサＣ
２の充電電流が減少してＶｂｅを下回るとオフとなる。

【００５９】そのため、トランジスタＴＲ４は、パルス
電圧Ｖｐよりも狭い幅だけオンとなり、この信号でトラ
ンジスタＴＲ５を駆動してストローブ信号Ｓｐを出力
し、基準電圧Ｖｒｅｆを比較手段７へ入力することにな
る。したがって、比較手段７の動作が安定してからコン
パレート出力Ｖｇを出力するようにできるので、オペア
ンプＯＰ１のパルス駆動によって生じるハザードを防止
することができる。

【００６０】なお、この形態では、第１実施形態のよう
なゲート手段９を用いないため、比較手段７のコンパレ
ート出力の極性を第１実施形態のものと逆にしてある。
そのため、オペアンプＯＰ１の非反転入力に基準電圧Ｖ
ｒｅｆを入力し、反転入力に検出器出力を入力すること
によって記憶手段１０にトリガ信号Ｖｇを入力するよう
にしている。

【００６１】他の構成及び作用効果については、第１実
施形態と同じなので、図４に同一符号を付して説明を省
略する。

【００６２】

【発明の効果】この発明は上記のように構成したので、
交流電源電圧と制御回路との合理的な耐圧分離と、測定
用電流や制御用回路に必要な平均電流をより少なくする
ことで、交流電源電圧からのドロッパー抵抗の発熱や電
源回路の発熱を少なくし、より小型で安定なヒータ制御
回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１実施形態の回路図

【図２】第１実施形態の電圧波形図

【図３】第１実施形態の電圧波形図

【図４】第２実施形態の回路図

【図５】第２実施形態の電圧波形図

【符号の説明】

１ 交流電源端子 ２ 交流電源端子 ４ パルス電圧発生手段 ５ 測定電流供給手段 ６ 検出手段 ７ 比較手段 ８ 基準電圧発生手段 ９ ゲート手段 １０ 記憶手段 １１ スイッチ手段 Ｉｓｐ 測定電流 Ｓｐ ストローブ信号 Ｖｒｅｆ 基準電圧

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源端子間に半導体スイッチング素
   子とヒータ自体の温度がヒータの電気抵抗の変化で測定
   できる温度センサを兼ね備えたヒータを直列接続したヒ
   ータ制御回路において、 上記半導体スイッチング素子が通電していないときに、
   上記半導体スイッチング素子に接続されていない側のヒ
   ータ端子がコモン端子になる極性のパルス電圧発生手段
   と、そのパルス電圧発生時のみに制御回路への電源供給
   と、上記半導体スイッチング素子とヒータの接続点に測
   定電流を供給する電流供給手段と、同接続点に電流制限
   抵抗を通じて発光ダイオードなどのクランプ素子とを接
   続し、このときに発生するクランプ素子とコモン端子間
   の電圧を予め設定された基準電圧と比較する比較手段
   と、この比較手段のコンパレート出力に応じて上記半導
   体スイッチング素子をオン・オフするトリガ手段とを設
   けたヒータ制御回路。
2. 【請求項２】 上記比較手段のコンパレート出力を記憶
   する記憶手段と、この記憶手段に記憶したコンパレート
   出力を上記半導体スイッチング素子の通電が可能時に、
   この半導体スイッチング素子のトリガ端子へ出力するス
   イッチ手段とを設けた請求項１に記載のヒータ制御回
   路。
3. 【請求項３】 上記半導体スイッチング素子が単方向サ
   イリスタである請求項１または２に記載のヒータ制御回
   路。
4. 【請求項４】 上記パルス電圧の発生タイミングが、上
   記単方向サイリスタの逆バイアス期間である請求項３に
   記載のヒータ制御回路。
5. 【請求項５】 上記パルス電圧発生手段のパルス幅より
   狭いストローブ信号で、上記比較手段のコンパレート出
   力を有効となるようにした請求項１乃至４のいづれか一
   つに記載のヒータ制御回路。