JP2592232Y2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本考案は、ＰＷＭパルスによって
スイッチング素子をオン・オフ制御して直流電圧を調整
する形式のスイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】直流電
源にトランスの１次巻線を介してスイッチング素子を接
続し、スイッチング素子をＰＷＭパルスでオン・オフす
ることによって制御された電圧をトランスの２次側の整
流平滑回路の出力段に得る形式のスイッチング電源装置
が多用されている。この種のスイッチング電源装置の制
御方法には大別して、出力電圧検出とスイッチング素子
の電流検出との両方に基づいてＰＷＭパルスを形成する
電圧電流併用制御方法（電流モード方法）と出力電圧検
出に基づいてＰＷＭパルスを形成する電圧制御方法（電
圧モード方法）との２種類がある。

【０００３】電圧電流併用制御方法の従来のスイッチン
グ電源装置は、図７に示すように、直流電源１の一端と
他端との間にトランス２のインダクタンスを有する１次
巻線３を介して例えば電界効果トランジスタから成るス
イッチング素子４を接続し、トランス２の２次巻線５に
整流平滑回路６と出力端子７とを介して負荷８を接続
し、スイッチング素子４をＰＷＭパルスでオン・オフ制
御するように構成されている。

【０００４】また、ＰＷＭパルスを電圧電流併用方法で
形成するために、電圧検出回路９と電流検出器としての
抵抗１０とが設けられている。電圧検出回路９は出力端
子７とグランドとの間に接続された分圧用抵抗１１、１
２と、基準電圧源１３と、一方の入力端子が抵抗１１、
１２の分圧点に接続され、他方の入力端子が基準電圧源
１３に接続された誤差増幅器１４と、この誤差増幅器１
４に接続された発光ダイオード１５とから成る。発光ダ
イオード１５は出力端子７の電圧に対応した強さの光信
号を出力する。電流検出用抵抗１０はスイッチング素子
４と電源１の他端（グランド）との間に接続され、スイ
ッチング素子４に流れる電流に対応した電圧を発生す
る。

【０００４】電圧検出信号と電流検出信号を合成して合
成検出信号を形成するための合成検出信号形成回路とし
て、ホトトランジスタ１６と抵抗１７とコンデンサ１８
とが設けられている。即ち、電源端子１９と電流検出用
抵抗１０の右端との間にホトトランジスタ１６と抵抗１
７とが接続され、これ等の接続中点が比較器２０の一方
の入力端子に接続されている。

【０００５】比較器２０の他方の入力端子は基準電圧Ｖ
thを与える基準電圧源２０ａに接続されている。従っ
て、比較器２０は合成検出信号Ｖinと基準電圧Ｖthとの
比較出力パルスを発生する。

【０００６】発振器２１は、方形波パルス出力端子ａと
グランド端子ｂとを有し、ＰＷＭパルスを得るために一
定周期で方形波パルスを発生する。

【０００７】ＲＳフリップフロップ２２はＰＷＭパルス
形成回路として設けられており、このセット端子Ｓは発
振器２１に接続され、リセット端子Ｒは比較器２０に接
続され、出力端子Ｑはスイッチング素子４の制御端子
（ゲート）に接続されている。

【０００８】制御回路の電圧を得るために、３次巻線２
３が設けられ、ここに整流平滑回路２４が接続され、こ
の出力が端子１９に供給されている。比較器２０、発振
器２１、フリップフロップ２２に対する電源の接続が図
７では省略されているが、これ等も端子１９に接続され
ている。

【０００９】図７のスイッチング電源装置において、ス
イッチング素子４のオン期間には１次巻線３のインダク
タンスのためにスイッチング素子４を通って流れる電流
は時間と共に増大する波形（のこぎり波）になる。一
方、発光ダイオード１５に光結合されたホトトランジス
タ１６は出力電圧に対応した導通状態となり、この両端
抵抗値は出力電圧が高い時に低く、出力電圧が低い時に
高くなる。比較器２０の一方の入力端子には、電源端子
１９の電圧＋Ｖccから電流検出用抵抗１０の電圧を差し
引いた値をホトトランジスタ１６の抵抗と抵抗１７とで
分圧した信号Ｖinが入力する。比較器２０においては図
８（Ａ）に示すように合成検出信号Ｖinと基準電圧Ｖth
とが比較され基準電圧Ｖthを合成検出信号Ｖinが横切っ
た時に図８（Ｂ）に示す比較出力パルスを発生する。こ
の比較出力パルスはＰＷＭパルスの終了時点を示す信号
として使用される。発振器２１は図８（Ｃ）に示すよう
に一定周期で方形波パルスを発生し、フリップフロップ
２２はこのパルスでトリガされてセット状態となり、図
８（Ｂ）の比較出力パルスでリセットされて図８（Ｄ）
のＰＷＭパルスを形成し、これをスイッチング素子４に
送る。これにより定電圧制御が達成される。また、スイ
ッチング素子４に過電流が流れることを防止できる。

【００１０】図８には図７の負荷８が小さい時の波形が
実線で示され、負荷８が大きい時の波形が点線で示され
ている。図８（Ａ）の実線の波形と点線の波形との比較
から明らかなように、負荷８の大小即ちスイッチング素
子４の電流の大小によってのこぎり波の部分の振幅が大
幅に変化する。負荷８が大きい時にはのこぎり波の部分
の振幅が十分に大きいのでノイズ等に基づく誤動作の恐
れは少ないが、負荷８が小さくなると、のこぎり波の部
分の振幅が小さくなるために、ノイズによる誤動作の恐
れが多くなる。即ち、負荷８が小さい時にはノイズが基
準電圧Ｖthを横切る可能性が大きくなり、誤まった比較
出力が発生し、ＰＷＭパルスが正常に得られなくなる。

【００１１】電圧制御方法の従来のスイッチング電源装
置は、図９に示すように構成されている。図９におい
て、図７と共通する部分には同一の符号を付してその説
明を省略する。図９では電流検出が比較器２０の入力に
無関係であり、この比較器２０の入力端子には、電源端
子１９とグランドとの間に接続された抵抗２５とホトト
ランジスタ１６との分圧点が接続されている。また比較
器２０の他方の入力端子には発振器２１の三角波出力端
子ｃが接続されている。また、ＰＷＭパルス形成回路と
してＡＮＤゲート２６が設けられ、この一方の入力端子
が比較器２０に接続され、他方の入力端子が発振器２１
の方形波出力端子ａに接続され、出力端子がスイッチン
グ素子４の制御端子に接続されている。また、図示は省
略されているが過電流保護回路が設けられている。

【００１２】図９の発振器２１は三角波出力端子ｃから
図１０（Ａ）に示すように三角波電圧Ｖ3 を一定周期で
発生すると共に、方形波出力端子ａから図１０（Ｃ）に
示す方形波を三角波電圧Ｖ3 と同一の周期で発生する。
比較器２０は電源端子１９の電圧＋Ｖccを抵抗２５とホ
トトランジスタ１６の抵抗とで分圧した値に相当する帰
還制御電圧Ｖf と三角波電圧Ｖ3 とを図１０（Ａ）に示
すように比較し、制御電圧Ｖf を三角波電圧Ｖ3 が横切
る期間に対応した比較出力パルスを図１０（Ｂ）に示す
ように発生する。ＰＷＭパルス形成回路としてのＡＮＤ
ゲート２６は図１０（Ｂ）の比較出力パルスと図１０
（Ｃ）の方形波パルスとが同時に高レベルになる期間に
対応して図１０（Ｄ）に示す高レベルのＰＷＭパルスを
発生する。

【００１３】図１０の電圧制御方法のスイッチング電源
装置では、電流検出によるのこぎり波の振幅低下による
誤動作の問題は発生しない。しかし、比較器２０、ＡＮ
Ｄゲート２６等の応答速度やスイッチング素子４の遅れ
等によって軽負荷時にＰＷＭパルスを十分に絞り込めな
いという問題があった。即ち、ＰＷＭパルスの幅を狭く
しようとすると、間欠発振を起す恐れがあった。この種
の問題はダミー負荷を接続することによって解決するこ
とができるが、電力損失が生じ、効率の悪化を招く。

【００１４】そこで、本考案の目的は、軽負荷時の異常
動作を簡単な回路で達成することができるスイッチング
電源装置を提供することにある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の第１番目の考案は、１次巻線と２次巻線を有するトラ
ンスと、直流電源の一端と他端との間に前記１次巻線を
介して接続されたスイッチング素子と、前記２次巻線に
接続された整流平滑回路と、前記直流電源と前記整流平
滑回路の出力端子との間から選択された特定位置の電圧
を検出する電圧検出回路と、前記スイッチング素子を通
って流れる電流を検出するための電流検出器と、前記電
圧検出回路と前記電流検出器とに結合され、前記電圧検
出回路で検出した電圧及び前記電流検出器で検出した電
流の大きさに応じて変化する合成検出信号を形成する合
成検出信号形成回路と、基準電圧を発生する基準電圧源
と、前記合成検出信号形成性回路と前記基準電圧源とに
接続され、前記基準電圧を前記合成検出信号が横切った
時に出力パルスを発生する比較器と、制御端子に印加さ
れる電圧に応じて出力パルスの発生の周期が変化する可
変周期発振器と、前記比較器と前記発振器とに接続さ
れ、前記発振器の出力パルスの発生時点から前記比較器
の出力パルスの発生時点までの幅を有するＰＷＭパルス
を形成し、このＰＷＭパルスを前記スイッチング素子の
制御端子に供給するＰＷＭパルス形成回路と、前記ＰＷ
Ｍパルス形成回路の出力端子に接続され、前記ＰＷＭパ
ルスの幅に対応した電圧を得て前記発振器の前記制御端
子に供給する制御信号形成回路とから成るスイッチング
電源装置に係わるものである。上記目的を達成するため
の第２番目の考案は、１次巻線と２次巻線を有するトラ
ンスと、直流電源の一端と他端との間に前記１次巻線を
介して接続されたスイッチング素子と、前記２次巻線に
接続された整流平滑回路と、前記直流電源と前記整流平
滑回路の出力端子との間から選択された特定位置の電圧
を検出する電圧検出回路と、前記電圧検出回路に結合さ
れ、前記電圧検出回路で検出した電圧に基づいて電圧制
御信号を形成する電圧制御信号形成回路と、方形波パル
ス及び三角波を同一周期で発生するように形成されてお
り、前記方形波パルス及び三角波の発生周期を制御する
ための制御端子を有している可変周期発振器と、前記電
圧制御信号形成回路と前記発振器の三角波出力端子とに
接続され、前記電圧制御信号と前記三角波との比較出力
パルスを発生する比較器と、前記比較器と前記発振器の
方形波パルス出力端子とに接続され、前記比較器の出力
パルスと前記発振器の方形波パルスとが同時に発生して
いる期間に対応してＰＷＭパルスを発生し、このＰＷＭ
パルスを前記スイッチング素子の制御端子に供給するＰ
ＷＭパルス形成回路と、前記ＰＷＭパルス形成回路の出
力端子に接続され、前記ＰＷＭパルスの幅に対応した電
圧を得て前記発振器の前記制御端子に供給する制御信号
形成回路とから成るスイッチング電源装置に係わるもの
である。なお、請求項３に示すように制御信号形成回路
は、抵抗とコンデンサとの直列回路で形成することが望
ましい。

【００１６】

【考案の作用及び効果】本願の第１及び第２番目の考案
によれば、ＰＷＭパルス形成回路に接続された制御信号
形成回路によってＰＷＭパルスの幅に対応する電圧を
得、これで発振器を制御するので、軽負荷時に方形波パ
ルス又は方形波パルスと三角波電圧の周期を簡単な回路
構成で長くすることができる。第１番目の考案によって
方形波パルスの周期が長くなるとＰＷＭパルスの周期も
長くなり、電流検出に基づくのこぎり波の振幅が高くな
り、比較器においてノイズが不要になる。従って、軽負
荷時の安定的動作が可能になる。また、請求項３によれ
ば、制御信号を極めて簡単に得ることができる。

【００１７】

【第１の実施例】次に、図１〜図３を参照して本考案の
実施例に係わるスイッチング電源装置を説明する。但
し、図１〜図３において、図７及び図８と共通する部分
には同一の符号を付してその説明を省略する。図１と図
７との相違点は、発振器２１が方形波パルス出力端子ａ
と三角波出力端子ｃの出力波形の周期を制御するための
端子ｄを有し、この端子ｄが抵抗３０とコンデンサ３１
との接続中点に接続されていることである。抵抗３０と
コンデンサ３１とはＰＷＭパルスのパルス幅に対応する
制御信号Ｖc を形成する回路を構成するものであって、
フリップフロップ２２の出力端子Ｑとグランドとの間に
接続され、コンデンサ３１の電圧が制御信号Ｖc として
発振器２１の制御端子ｄに供給されるように構成されて
いる。図１において上記以外の回路構成は図７と同一で
ある。

【００１８】図２は発振器２１の詳細を示す。この発振
器２１は第１及び第２のオペアンプ３２、３３と、発振
用コンデンサ３４と、放電電流制御用トランジスタ３５
と、ツエナーダイオード３６と、電源ライン３７と、９
個の抵抗Ｒ1 〜Ｒ9 とから成る。抵抗Ｒ1 、Ｒ2 は電源
ライン３７とグランド端子ｂとの間に接続され、これ等
の分圧点に第１のオペアンプ３２の＋入力端子が接続さ
れている。抵抗Ｒ3 は第１のオペアンプ３２の＋入力端
子と出力端子との間に接続されている。抵抗Ｒ4 は電源
ライン３７と第１のオペアンプ３２の出力端子との間に
接続されている。発振用コンデンサ３４は第１のオペア
ンプ３２の−入力端子とグランド端子ｂとの間に接続さ
れている。コンデンサ３４の一端とオペアンプ３２の出
力端子との間には充電用抵抗Ｒ5 が接続されていると共
にトランジスタ３５を介して放電用抵抗Ｒ6 が接続され
ている。抵抗Ｒ7 はコンデンサ３４の一端とトランジス
タ３５のベースとの間に接続されている。制御端子ｄは
第２のオペアンプ３３の＋入力端子に接続されている。
このオペアンプ３３の−入力端子はこの出力端子に接続
されている。第２のオペアンプ３３の出力端子は抵抗Ｒ
8 、Ｒ9 を介してトランジスタ３５のベースに接続され
ている。ツエナーダイオード３６の抵抗Ｒ8、Ｒ9 の接
続点とグランド端子ｂとの間に接続されている方形波パ
ルス出力端子ａは第１のオペアンプ３２に接続され、三
角波出力端子ｃはコンデンサ３４に接続されている。

【００１９】図２の発振器２１において、第１のオペア
ンプ３２の出力が高レベルの期間に、抵抗Ｒ5 を介して
コンデンサ３４が充電され、所定値まで充電されると第
１のオペアンプ３２の出力が低レベルになり、コンデン
サ３４の放電電流が抵抗Ｒ6とトランジスタ３５を介し
て流れる。これにより、出力端子ａには方形波パルスが
得られ、出力端子ｃには三角波が得られる。制御端子ｄ
の電圧が変化すると、トランジスタ３５の抵抗が変化
し、コンデンサ３４の放電時定数が変化し、方形波パル
ス及び三角波の周期も変化する。

【００２０】図３において、実線で示す波形は負荷８が
小さい時の各部の波形を示し、点線で示す波形は負荷８
が大きい時の各部の波形を示す。負荷８が小さい時に
は、ＰＷＭパルスの幅が狭くなるので、コンデンサ３１
から得られる制御電圧Ｖc も図３（Ｅ）に示すように低
い。この結果、発振器２１の方形波パルス及び三角波の
周期が図３（Ｃ）（Ｆ）に示すように比較的長い。一
方、負荷８が大きい時には、ＰＷＭパルスの幅が大きく
なるので、制御電圧Ｖc も図３（Ｅ）の点線で示すよう
に高くなり、発振器２１の方形波パルス及び三角波の周
期が短くなる。発振器２１の出力周期が図３（Ｃ）
（Ｆ）に示すように変化すると、ＰＷＭパルスの周期も
図３（Ｄ）に示すように変化する。

【００２１】軽負荷時にＰＷＭパルスの周期が長くなる
ということは、負荷８に所定の電力を供給する場合に、
ＰＷＭパルスの周期が短い時よりもスイッチング素子４
に大きな電流を流すことができることを意味する。この
結果、スイッチング素子４を通って流れる傾斜電流の振
幅を大きくすることが可能になり、図３（Ａ）に示す電
圧電流合成検出信号Ｖinののこぎり波部分の振幅が大き
くなり、ノイズによる誤動作が防止される。

【００２２】

【第２の実施例】次に、図４及び図５を参照して第２の
実施例のスイッチング電源装置を説明する。但し、図４
及び図５において図１〜図３及び図９、図１０と共通す
る部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図
４は図９の回路に抵抗３０とコンデンサ３１とを付加し
たものである。抵抗３０とコンデンサ３１とから成る制
御信号形成回路はＡＮＤゲート２６の出力端子とグラン
ドとの間に接続され、図１と同様に機能する。即ち、Ｐ
ＷＭパルスの幅の変化に応じて発振器２１の方形波パル
ス及び三角波の周期を変化させる。図４の発振器２１は
図２の発振器２１と同一構成であるが、図１に適用する
場合に比べて充電時定数が長く設定されている。

【００２３】図５の実線の波形は負荷８が小さい時の図
４の各部の波形を示し、点線の波形は負荷８が大きい時
の図４の各部の波形を示す。負荷８が小さい時にはＰＷ
Ｍパルスの幅が狭いため、抵抗３０とコンデンサ３１と
から成るＰＷＭパルス幅に対応した制御信号形成回路か
ら図５（Ｅ）に示す比較的低い制御電圧Ｖc が発生す
る。発振器２１の制御端子ｄに低い制御電圧Ｖc が与え
られた時には図５（Ｃ）に示す出力端子ａの方形波パル
スの周期及び図５（Ａ）に示す出力端子ｃの三角波電圧
Ｖ3 の周期が共に長くなる。このため、ＰＷＭパルスの
周期が図５（Ｄ）に示すように長くなる。この結果、所
定の出力電圧（負荷電圧）を得る場合に、ＰＷＭパルス
の幅を周期が短い場合に比べて大きくすることが可能に
なり、異常発振の発生等を防ぐことが可能になる。な
お、負荷８が大きい場合には、これが小さい場合に比べ
て、制御電圧Ｖc は高くなり、発振器２１の方形波パル
ス及び三角波の周期は短くなり、ＰＷＭパルスの周期も
短くなる。

【００２４】

【変形例】本考案は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。

【００２５】図１及び図４の発振器２１を図６のように
構成することができる。図６の発振器２１は第１及び第
２のオペアンプ４１、４２と、ダイオード４３、４４、
４５、４６と、ツエナーダイオード４７と、抵抗４８、
４９、５０、５１、５２、５３、５４、５５とコンデン
サ５６から成る抵抗４８、４９は電源ライン５７とグラ
ンド端子ｂとの間に接続され、これ等の分圧点が第１の
オペアンプ４１の一方の入力端子に接続されている。第
１のオペアンプ４１の他方の入力端子とグランドとの間
に三角波発生用のコンデンサ５６が接続されている。コ
ンデンサ５６の上端は抵抗５０、５１を介して電源ライ
ン５７に接続されていると共に抵抗５０とダイオード４
４を介してオペアンプ４１の出力端子にも接続されてい
る。電源ライン５７とオペアンプ４１の出力端子との間
には抵抗５２とダイオード４５の直列回路及び抵抗５３
が接続されている。なお、方形波パルス出力端子ａはオ
ペアンプ４１に接続されている。三角波出力端子ｃはコ
ンデンサ５６の上端に接続されている。制御端子ｄは抵
抗５４、５５を介して第２のオペアンプ４２の一方の入
力端子に接続されている。ツエナーダイオード４７は抵
抗５４、５５の接続点とグランドとの間に接続されてい
る。第２のオペアンプ４２の他方の入力端子はこの出力
端子に接続されている。抵抗４８、４９の分圧点Ｐと第
２のオペアンプ４２の出力端子との間にダイオード４３
が接続されている。ダイオード４６は抵抗５２とダイオ
ード４５の接続点と第２のオペアンプ４２の一方の入力
端子との間に接続されている。図６の第１のオペアンプ
４１の出力が高レベルの時には、ダイオード４６がオン
になるので第２のオペアンプ４２の＋入力端子も高レベ
ルとなり、ダイオード４３はオフに保たれ、第１のオペ
アンプ４１の＋入力端子は一定電圧に保たれる。第１の
オペアンプ４１の出力が低レベルの時には、ダイオード
４６がオフになり、第２のオペアンプ４２の＋入力端子
は制御端子ｄの制御電圧Ｖc になる。この制御電圧Ｖc
及びこの時の第２のオペアンプ４２の出力電圧は電源電
圧＋Ｖcc及び抵抗４９の両端電圧よりも低く設定されて
いるので、ダイオード４３はオンになる。この結果、抵
抗４９の両端電圧即ち第１のオペアンプ４１の＋入力電
圧が制御電圧Ｖc の変化に応じて変化し、コンデンサ５
６の充電開始点が変化し、コンデンサ５６の充放電周期
及び第１のオペアンプ４１の出力パルスの発生周期が変
化する。

【００２６】図１及び図４において電圧検出回路９を出
力端子７に接続する代りに、電源１の電圧（入力電圧）
又はトランス２における電圧を検出するように構成する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図２】図１の発振器を示す回路図である。

【図３】図１のＡ〜Ｆ点の状態を示す波形図である。

【図４】第２の実施例のスイッチング電源装置を示す回
路図である。

【図５】図４のＡ〜Ｅ点の状態を示す波形図である。

【図６】発振器の変形例を示す回路図である。

【図７】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。

【図８】図７のＡ〜Ｄ点の状態を示す波形図である。

【図９】従来の別のスイッチング電源装置を示す回路図
である。

【図１０】図９のＡ〜Ｄ点の状態を示す波形図である。

【符号の説明】

４ スイッチング素子 ２０ 比較器 ２１ 発振器 ２２ フリップフロップ

Claims (3)

(57)【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 １次巻線と２次巻線を有するトランス
   と、 直流電源の一端と他端との間に前記１次巻線を介して接
   続されたスイッチング素子と、 前記２次巻線に接続された整流平滑回路と、 前記直流電源と前記整流平滑回路の出力端子との間から
   選択された特定位置の電圧を検出する電圧検出回路と、 前記スイッチング素子を通って流れる電流を検出するた
   めの電流検出器と、 前記電圧検出回路と前記電流検出器とに結合され、前記
   電圧検出回路で検出した電圧及び前記電流検出器で検出
   した電流の大きさに応じて変化する合成検出信号を形成
   する合成検出信号形成回路と、 基準電圧を発生する基準電圧源と、 前記合成検出信号形成回路と前記基準電圧源とに接続さ
   れ、前記基準電圧を前記合成検出信号が横切った時に出
   力パルスを発生する比較器と、 制御端子に印加される電圧に応じて出力パルスの発生の
   周期が変化する可変周期発振器と、 前記比較器と前記発振器とに接続され、前記発振器の出
   力パルスの発生時点から前記比較器の出力パルスの発生
   時点までの幅を有するＰＷＭパルスを形成し、このＰＷ
   Ｍパルスを前記スイッチング素子の制御端子に供給する
   ＰＷＭパルス形成回路と、 前記ＰＷＭパルス形成回路の出力端子に接続され、前記
   ＰＷＭパルスの幅に対応した電圧を得て前記発振器の前
   記制御端子に供給する制御信号形成回路とから成るスイ
   ッチング電源装置。
2. 【請求項２】 １次巻線と２次巻線を有するトランス
   と、 直流電源の一端と他端との間に前記１次巻線を介して接
   続されたスイッチング素子と、 前記２次巻線に接続された整流平滑回路と、 前記直流電源と前記整流平滑回路の出力端子との間から
   選択された特定位置の電圧を検出する電圧検出回路と、 前記電圧検出回路に結合され、前記電圧検出回路で検出
   した電圧に基づいて電圧制御信号を形成する電圧制御信
   号形成回路と、 方形波パルス及び三角波を同一周期で発生するように形
   成されており、前記方形波パルス及び三角波の発生周期
   を制御するための制御端子を有している可変周期発振器
   と、 前記電圧制御信号形成回路と前記発振器の三角波出力端
   子とに接続され、前記電圧制御信号と前記三角波との比
   較出力パルスを発生する比較器と、 前記比較器と前記発振器の方形波パルス出力端子とに接
   続され、前記比較器の出力パルスと前記発振器の方形波
   パルスとが同時に発生している期間に対応してＰＷＭパ
   ルスを発生し、このＰＷＭパルスを前記スイッチング素
   子の制御端子に供給するＰＷＭパルス形成回路と、 前記ＰＷＭパルス形成回路の出力端子に接続され、前記
   ＰＷＭパルスの幅に対応した電圧を得て前記発振器の前
   記制御端子に供給する制御信号形成回路とから成るスイ
   ッチング電源装置。
3. 【請求項３】 前記制御信号形成回路は、前記ＰＷＭパ
   ルス形成回路とグランドとの間に接続された抵抗とコン
   デンサとの直列回路であり、前記コンデンサの電圧を制
   御信号とするものである請求項１又は２記載のスイッチ
   ング電源装置。