JP2948024B2 - 波形符号化／復号化方法及びその装置 - Google Patents
波形符号化／復号化方法及びその装置Info
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- H—ELECTRICITY
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
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- H03M3/042—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM] with adaptable step size, e.g. adaptive differential pulse code modulation [ADPCM]
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- H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
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- Error Detection And Correction (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はアナログ信号をデ−タ圧
縮する波形符号化／復号化方法及びその装置に関し、特
にオ−ディオ及びビデオ信号などのアナログ信号の伝送
のとき、デ−タを圧縮してデ−タ量を縮小させることに
より、メモリ容量を減少させることができる波形符号化
／復号化方法及びその装置に関する。
縮する波形符号化／復号化方法及びその装置に関し、特
にオ−ディオ及びビデオ信号などのアナログ信号の伝送
のとき、デ−タを圧縮してデ−タ量を縮小させることに
より、メモリ容量を減少させることができる波形符号化
／復号化方法及びその装置に関する。
【０００２】
【発明の背景】最近、最も良く知られている波形符号化
方法として、パルス符号変調（Ｐｕｌｓｅ Ｃｏｄｅ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；以下、ＰＣＭという）方式があ
る。ところで、このＰＣＭ方式を実現するための通信シ
ステムは、概略すると、サンプラ−、送信側の量子化器
と符号化器（エンコ−ダ）との組み合わせからなるＡ／
Ｄ変換器、受信側の量子化器と復号器（デコ−ダ）との
組み合わせからなるＤ／Ａ変換器、及びフィルタ等から
構成される。
方法として、パルス符号変調（Ｐｕｌｓｅ Ｃｏｄｅ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；以下、ＰＣＭという）方式があ
る。ところで、このＰＣＭ方式を実現するための通信シ
ステムは、概略すると、サンプラ−、送信側の量子化器
と符号化器（エンコ−ダ）との組み合わせからなるＡ／
Ｄ変換器、受信側の量子化器と復号器（デコ−ダ）との
組み合わせからなるＤ／Ａ変換器、及びフィルタ等から
構成される。
【０００３】このように構成されたＰＣＭ通信システム
の波形変調方法をみると、先ず入力されたアナログ信号
をサンプラ−によりサンプリングした後、量子化器によ
り量子化する。サンプリングは、周波数の幅が制限され
た信号（最大周波数ｆｍ（Ｈｚ）以上になる成分のない
信号）をサンプリング間隔Ｔ（ナイキストサンプリング
間隔１／２ｆｍ秒）にてサンプリングする。
の波形変調方法をみると、先ず入力されたアナログ信号
をサンプラ−によりサンプリングした後、量子化器によ
り量子化する。サンプリングは、周波数の幅が制限され
た信号（最大周波数ｆｍ（Ｈｚ）以上になる成分のない
信号）をサンプリング間隔Ｔ（ナイキストサンプリング
間隔１／２ｆｍ秒）にてサンプリングする。
【０００４】次に、この様にして得た矩形波信号を量子
化するために、いくつかのステップに分離し、各ステッ
プ中央の所定準位に量子化する。このとき、各瞬間毎に
量子化された信号は元の信号に一番近い量子化準位を有
するようになる。このように、パルスをパルス値に応じ
て区分（量子化）し、区分されたパルスを符号化する符
号化器（エンコ−ダ）を介して各々の標本に対する単位
パルスの有効な組み合わせとして符号化し、伝送する。
化するために、いくつかのステップに分離し、各ステッ
プ中央の所定準位に量子化する。このとき、各瞬間毎に
量子化された信号は元の信号に一番近い量子化準位を有
するようになる。このように、パルスをパルス値に応じ
て区分（量子化）し、区分されたパルスを符号化する符
号化器（エンコ−ダ）を介して各々の標本に対する単位
パルスの有効な組み合わせとして符号化し、伝送する。
【０００５】そして、デジタル化により符号化された信
号が受信側に到達すると、伝送される間に付加された雑
音から信号を分離して量子化器で各パルス区間における
パルスの有無、及び電位差を比較・判定し、その結果を
再生されたパルス列の形態にして復号器へ送る。Ｄ／Ａ
変換器では、符号化器とは逆の動作により量子化された
標本パルス配列を出力し、規定帯域外に存在する周波数
成分を除去するためにフィルタリングして図６の信号波
形に復元する。
号が受信側に到達すると、伝送される間に付加された雑
音から信号を分離して量子化器で各パルス区間における
パルスの有無、及び電位差を比較・判定し、その結果を
再生されたパルス列の形態にして復号器へ送る。Ｄ／Ａ
変換器では、符号化器とは逆の動作により量子化された
標本パルス配列を出力し、規定帯域外に存在する周波数
成分を除去するためにフィルタリングして図６の信号波
形に復元する。
【０００６】この様なＰＣＭ通信方式は、一つの標本化
された信号を送るのにいくつかのパルス信号が必要であ
るため、同一の情報を送るに際して他のパルス変調方式
より多くのデ−タ量が必要である。又、この方式は、元
の信号に一番忠実に再生波形を復元できる反面、サンプ
リングする度にその値を量子化するに必要なビット数の
デ−タ量が発生するため、デ−タ量の面から好ましくな
かった。
された信号を送るのにいくつかのパルス信号が必要であ
るため、同一の情報を送るに際して他のパルス変調方式
より多くのデ−タ量が必要である。又、この方式は、元
の信号に一番忠実に再生波形を復元できる反面、サンプ
リングする度にその値を量子化するに必要なビット数の
デ−タ量が発生するため、デ−タ量の面から好ましくな
かった。
【０００７】すなわち、音声信号で、８ＫＨｚおきにサ
ンプリングして８ビットに量子化する場合、１秒に６４
ｋビットものデ−タ量となり、信号再生が一番正確では
あるが、多くのデ−タ量を発生してしまう。このため、
信号を大きく変えない範囲でデ−タ量を縮小させること
ができる通信方式が必要となった。以上の理由で、現
在、適応形デルタ変調（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄｅｌｔａ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；以下、ＡＤＭという）方式が
使われつつある。
ンプリングして８ビットに量子化する場合、１秒に６４
ｋビットものデ−タ量となり、信号再生が一番正確では
あるが、多くのデ−タ量を発生してしまう。このため、
信号を大きく変えない範囲でデ−タ量を縮小させること
ができる通信方式が必要となった。以上の理由で、現
在、適応形デルタ変調（Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｄｅｌｔａ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；以下、ＡＤＭという）方式が
使われつつある。
【０００８】ＡＤＭ方式は、元の信号の波形の変化に応
じて再生波形のステップの幅を変化できるようにした方
式であり、ＡＤＭ方式により形成された信号波形を元の
信号波形に近付かせるために、ステップ値を必要なだけ
増加、又は減少させている。すなわち、ｋ番目のクロッ
ク波形の端部（波形がハイかロ−に変わる点）でステッ
プの方向が端部の点（ｋ−１）と同様であると、基本ス
テップ値だけステップ値を増加させ、ステップの方向が
端部の点（ｋ−１）と反対方向であると、基本ステップ
値だけステップ値を減少させ、又、ステップの方向が一
定しているとステップ値を維持させ図７に示した波形に
再生する。この様な適応形デルタ変調（ＡＤＭ）方式
は、サンプリング間の相関が極めて高いので、サンプリ
ング周期を充分に狭めると、１ビット量子化による情報
圧縮が可能である。従って、１サンプルデ−タあたり１
ビットしか必要としないため、３２ｋＨｚの周波数の信
号によるサンプリングの場合には３２ｋビット／秒、す
なわち１秒の信号に対して３２ｋビットのデ−タ量しか
発生しないので、ＰＣＭ方式に比べてデ−タ量を１／２
に縮小することができる。
じて再生波形のステップの幅を変化できるようにした方
式であり、ＡＤＭ方式により形成された信号波形を元の
信号波形に近付かせるために、ステップ値を必要なだけ
増加、又は減少させている。すなわち、ｋ番目のクロッ
ク波形の端部（波形がハイかロ−に変わる点）でステッ
プの方向が端部の点（ｋ−１）と同様であると、基本ス
テップ値だけステップ値を増加させ、ステップの方向が
端部の点（ｋ−１）と反対方向であると、基本ステップ
値だけステップ値を減少させ、又、ステップの方向が一
定しているとステップ値を維持させ図７に示した波形に
再生する。この様な適応形デルタ変調（ＡＤＭ）方式
は、サンプリング間の相関が極めて高いので、サンプリ
ング周期を充分に狭めると、１ビット量子化による情報
圧縮が可能である。従って、１サンプルデ−タあたり１
ビットしか必要としないため、３２ｋＨｚの周波数の信
号によるサンプリングの場合には３２ｋビット／秒、す
なわち１秒の信号に対して３２ｋビットのデ−タ量しか
発生しないので、ＰＣＭ方式に比べてデ−タ量を１／２
に縮小することができる。
【０００９】しかし、この方式では元の信号の急激な変
化に再生信号が追いつかないため、スロ−プオ−バ−ロ
−ド（ｓｌｏｐｅ ｏｖｅｒｌｏａｄ）歪みが発生し、
又、元の信号の変化が遅い部分あるいは変化が極めて少
ない部分でも再生波形が０、１、０、１を繰り返すグラ
ニュ−ラノイズ（Ｇｒａｎｕｌａｒ Ｎｏｉｓｅ）が発
生して、元の信号の波形への再生を難しくする問題点が
あることに気付いた。
化に再生信号が追いつかないため、スロ−プオ−バ−ロ
−ド（ｓｌｏｐｅ ｏｖｅｒｌｏａｄ）歪みが発生し、
又、元の信号の変化が遅い部分あるいは変化が極めて少
ない部分でも再生波形が０、１、０、１を繰り返すグラ
ニュ−ラノイズ（Ｇｒａｎｕｌａｒ Ｎｏｉｓｅ）が発
生して、元の信号の波形への再生を難しくする問題点が
あることに気付いた。
【００１０】
【発明の開示】本発明の第１の目的は、元の信号に忠実
に波形を復元することが出来、かつ、デ−タ量の縮小が
可能な波形符号化／復号化の技術を提供することであ
る。本発明の第２の目的は、デ−タ記憶メモリの容量を
縮小することができ、同時により多くの情報を通信チャ
ンネル上に伝送することができる波形符号化／復号化の
技術を提供することである。
に波形を復元することが出来、かつ、デ−タ量の縮小が
可能な波形符号化／復号化の技術を提供することであ
る。本発明の第２の目的は、デ−タ記憶メモリの容量を
縮小することができ、同時により多くの情報を通信チャ
ンネル上に伝送することができる波形符号化／復号化の
技術を提供することである。
【００１１】この本発明の目的は、入力されたアナログ
信号を最小標本化率でサンプリングし、所定値に量子化
して符号化する工程と、前記符号化された信号のうち、
一定レベル以下の信号をゼロ値に置換する検波工程と、
前記検波工程から信号の各サンプル毎に隣接した三つの
サンプル値を比較し、極値情報ｐ（ｋ）を求める工程
と、前記極値情報ｐ（ｋ）と、前記極値情報ｐ（ｋ）と
隣接した極値情報ｐ（ｋ−１）との間の距離情報（サン
プル数ｄ（ｋ））を求める工程と、前記極値情報ｐ
（ｋ）及び前記距離情報（サンプル数ｄ（ｋ））を伝送
する工程と、受信した前記極値情報ｐ（ｋ）及びｐ（ｋ
−１）に基づいて、隣接した二つの前記極値情報ｐ
（ｋ）と前記極値情報ｐ（ｋ−１）との間の差信号Ａｐ
ｐ（ｋ）＝ｐ（ｋ）−ｐ（ｋ−１）を求める工程と、前
記差信号Ａｐｐ（ｋ）と前記距離情報（サンプル数ｄ
（ｋ））とに基づいて、ステップ値ｓｔ（ｋ）＝Ａｐｐ
（ｋ）／ｄ（ｋ）を求める工程と、前記極値情報ｐ
（ｋ）と前記極値情報ｐ（ｋ−１）との間の補間値ＩＮ
Ｐ（ｋ，ｎ）＝ＩＮＰ（ｋ，ｎ−１）＋ｓｔ（ｋ）（ｎ
は１＜ｎ＜ｄ（ｋ）である整数であり、ＩＮＰ（ｋ，1
）＝ｐ（ｋ−１）である）を求め、前記極値情報ｐ
（ｋ）と前記極値情報ｐ（ｋ−１）とを直線補間する工
程とを有することを特徴とする波形符号化／復号化方法
によって達成される。
信号を最小標本化率でサンプリングし、所定値に量子化
して符号化する工程と、前記符号化された信号のうち、
一定レベル以下の信号をゼロ値に置換する検波工程と、
前記検波工程から信号の各サンプル毎に隣接した三つの
サンプル値を比較し、極値情報ｐ（ｋ）を求める工程
と、前記極値情報ｐ（ｋ）と、前記極値情報ｐ（ｋ）と
隣接した極値情報ｐ（ｋ−１）との間の距離情報（サン
プル数ｄ（ｋ））を求める工程と、前記極値情報ｐ
（ｋ）及び前記距離情報（サンプル数ｄ（ｋ））を伝送
する工程と、受信した前記極値情報ｐ（ｋ）及びｐ（ｋ
−１）に基づいて、隣接した二つの前記極値情報ｐ
（ｋ）と前記極値情報ｐ（ｋ−１）との間の差信号Ａｐ
ｐ（ｋ）＝ｐ（ｋ）−ｐ（ｋ−１）を求める工程と、前
記差信号Ａｐｐ（ｋ）と前記距離情報（サンプル数ｄ
（ｋ））とに基づいて、ステップ値ｓｔ（ｋ）＝Ａｐｐ
（ｋ）／ｄ（ｋ）を求める工程と、前記極値情報ｐ
（ｋ）と前記極値情報ｐ（ｋ−１）との間の補間値ＩＮ
Ｐ（ｋ，ｎ）＝ＩＮＰ（ｋ，ｎ−１）＋ｓｔ（ｋ）（ｎ
は１＜ｎ＜ｄ（ｋ）である整数であり、ＩＮＰ（ｋ，1
）＝ｐ（ｋ−１）である）を求め、前記極値情報ｐ
（ｋ）と前記極値情報ｐ（ｋ−１）とを直線補間する工
程とを有することを特徴とする波形符号化／復号化方法
によって達成される。
【００１２】そして、この波形符号化／復号化方法は、
信号の最大周波数を超過する周波数成分をカットする第
１のフィルタ手段と、前記第１のフィルタ手段により帯
域制限されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、パ
ルス符号変調データを出力するＡ／Ｄ変換手段と、前記
Ａ／Ｄ変換手段から出力されたデータのうち、所定レベ
ル以下のパルス符号変換データをゼロ値に変換して出力
する検波手段と、前記検波手段から出力された連続する
多数個のパルス符号変調データを受け入れるバッファ手
段と、前記バッファ手段から出力された連続する多数個
のデータを比較して極値情報を検出し、その極値情報を
出力する比較手段と、前記比較手段から極値情報が入力
されるとリセットされ、次の極値情報が検出されるまで
パルス符号変調データのサンプリング数をカウントし、
このカウント値を距離情報として出力するカウンタ手段
と、前記比較手段の極値情報と前記カウンタ手段の距離
情報とを多重化して順次出力するマルチプレクサと、前
記マルチプレクサの出力から前記極値情報と前記距離情
報とを分離して出力する分離手段と、前記分離手段から
出力された前記極値情報のうち連続した２個の極値情報
ｐ（ｋ）及びｐ（ｋ−１）を記憶する第１のレジスタ
と、前記分離手段から出力された距離情報ｄ（ｋ）を記
憶する第２のレジスタと、前記第１のレジスタから出力
された連続する２個の極値情報の間で減算を行い、差信
号Ａｐｐ（ｋ）を出力する第１の演算手段と、前記第１
の演算手段の差信号Ａｐｐ（ｋ）と前記第２のレジスタ
から出力された距離情報ｄ（ｋ）との除算を行い、ステ
ップ値ｓｔ（ｋ）を出力する第２の演算手段と、前記第
１のレジスタから出力された２個の極値情報ｐ（ｋ）及
びｐ（ｋ−１）、前記第２の演算手段から出力されたス
テップ値ｓｔ（ｋ）及び前記第２のレジスタから出力さ
れた距離情報ｄ（ｋ）から、極値情報ｐ（ｋ）と極値情
報ｐ（ｋ −１）との間の補間値ＩＮＰ（ｋ，ｎ）＝ＩＮ
Ｐ（ｋ，ｎ−１）＋ｓｔ（ｋ）（ｎは１＜ｎ＜ｄ（ｋ）
である整数であり、ＩＮＰ（ｋ，1 ）＝ｐ（ｋ−１）で
ある）を求め、前記極値情報ｐ（ｋ）と前記極値情報ｐ
（ｋ−１）とを直線補間する補間手段と、前記補間手段
の出力データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段
と、前記Ｄ／Ａ変換手段の出力を平滑にするための第２
のフィルタ手段とを具備することを特徴とする波形符号
化／復号化装置によって実施できる。
信号の最大周波数を超過する周波数成分をカットする第
１のフィルタ手段と、前記第１のフィルタ手段により帯
域制限されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、パ
ルス符号変調データを出力するＡ／Ｄ変換手段と、前記
Ａ／Ｄ変換手段から出力されたデータのうち、所定レベ
ル以下のパルス符号変換データをゼロ値に変換して出力
する検波手段と、前記検波手段から出力された連続する
多数個のパルス符号変調データを受け入れるバッファ手
段と、前記バッファ手段から出力された連続する多数個
のデータを比較して極値情報を検出し、その極値情報を
出力する比較手段と、前記比較手段から極値情報が入力
されるとリセットされ、次の極値情報が検出されるまで
パルス符号変調データのサンプリング数をカウントし、
このカウント値を距離情報として出力するカウンタ手段
と、前記比較手段の極値情報と前記カウンタ手段の距離
情報とを多重化して順次出力するマルチプレクサと、前
記マルチプレクサの出力から前記極値情報と前記距離情
報とを分離して出力する分離手段と、前記分離手段から
出力された前記極値情報のうち連続した２個の極値情報
ｐ（ｋ）及びｐ（ｋ−１）を記憶する第１のレジスタ
と、前記分離手段から出力された距離情報ｄ（ｋ）を記
憶する第２のレジスタと、前記第１のレジスタから出力
された連続する２個の極値情報の間で減算を行い、差信
号Ａｐｐ（ｋ）を出力する第１の演算手段と、前記第１
の演算手段の差信号Ａｐｐ（ｋ）と前記第２のレジスタ
から出力された距離情報ｄ（ｋ）との除算を行い、ステ
ップ値ｓｔ（ｋ）を出力する第２の演算手段と、前記第
１のレジスタから出力された２個の極値情報ｐ（ｋ）及
びｐ（ｋ−１）、前記第２の演算手段から出力されたス
テップ値ｓｔ（ｋ）及び前記第２のレジスタから出力さ
れた距離情報ｄ（ｋ）から、極値情報ｐ（ｋ）と極値情
報ｐ（ｋ −１）との間の補間値ＩＮＰ（ｋ，ｎ）＝ＩＮ
Ｐ（ｋ，ｎ−１）＋ｓｔ（ｋ）（ｎは１＜ｎ＜ｄ（ｋ）
である整数であり、ＩＮＰ（ｋ，1 ）＝ｐ（ｋ−１）で
ある）を求め、前記極値情報ｐ（ｋ）と前記極値情報ｐ
（ｋ−１）とを直線補間する補間手段と、前記補間手段
の出力データをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換手段
と、前記Ｄ／Ａ変換手段の出力を平滑にするための第２
のフィルタ手段とを具備することを特徴とする波形符号
化／復号化装置によって実施できる。
【００１３】すなわち、前記第１の演算手段と前記第２
の演算手段により極値情報ｐ（ｋ）、距離情報ｄ
（ｋ）、差信号Ａｐｐ（ｋ）を用いてステップ値ｓｔ
（ｋ）を算出し、このステップ値ｓｔ（ｋ）により補間
手段が再生デ−タを作りだすことにより、少ないデ−タ
量の発生で元の信号に忠実に波形を復元することが出来
る。
の演算手段により極値情報ｐ（ｋ）、距離情報ｄ
（ｋ）、差信号Ａｐｐ（ｋ）を用いてステップ値ｓｔ
（ｋ）を算出し、このステップ値ｓｔ（ｋ）により補間
手段が再生デ−タを作りだすことにより、少ないデ−タ
量の発生で元の信号に忠実に波形を復元することが出来
る。
【００１４】
【実施例】図１〜図５は本発明に係る波形符号化／復号
化技術の一実施例を示すもので、図１は本発明になる波
形符号化／復号化装置のブロック図、図２は本発明の波
形符号化／復号化の過程を示した波形図であり、図３は
距離情報と極値情報との関係を説明する一波形図、図４
は本発明の再生過程を示す波形図、図５は従来の再生波
形と本発明の再生波形との比較図である。
化技術の一実施例を示すもので、図１は本発明になる波
形符号化／復号化装置のブロック図、図２は本発明の波
形符号化／復号化の過程を示した波形図であり、図３は
距離情報と極値情報との関係を説明する一波形図、図４
は本発明の再生過程を示す波形図、図５は従来の再生波
形と本発明の再生波形との比較図である。
【００１５】各図中、１は最大周波数を超過する周波数
成分をカットする帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、２は標
本化された信号を量子化するＡ／Ｄ変換器、３は所定レ
ベル以下の信号を０に置換する検波手段としてのゼロ量
子化器、４はＰＣＭデ−タを記憶・バッファリングする
ＰＣＭデ−タバッファ、５はＰＣＭデ−タ値を比較する
比較器、６は隣接した極値と極値との間の距離をカウン
トするカウンタ、７は極値とカウント値を多重化して出
力するマルチプレクサ、８は多重化した情報を分離する
デマルチプレクサ、９は隣接した二つの極値情報を記憶
する第１のレジスタ、１０は極値間の距離情報を記憶す
る４ビットの第２のレジスタ、１１は隣接した二つの極
値情報の差を計算する計算器、１２はステップ値計算
器、１３は補間器（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｒ）、１４
は補間されたデ−タをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変
換器、１５は再生波形をより平滑にするためのスム−ジ
ングフィルタ（ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒ）で
ある。
成分をカットする帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、２は標
本化された信号を量子化するＡ／Ｄ変換器、３は所定レ
ベル以下の信号を０に置換する検波手段としてのゼロ量
子化器、４はＰＣＭデ−タを記憶・バッファリングする
ＰＣＭデ−タバッファ、５はＰＣＭデ−タ値を比較する
比較器、６は隣接した極値と極値との間の距離をカウン
トするカウンタ、７は極値とカウント値を多重化して出
力するマルチプレクサ、８は多重化した情報を分離する
デマルチプレクサ、９は隣接した二つの極値情報を記憶
する第１のレジスタ、１０は極値間の距離情報を記憶す
る４ビットの第２のレジスタ、１１は隣接した二つの極
値情報の差を計算する計算器、１２はステップ値計算
器、１３は補間器（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｅｒ）、１４
は補間されたデ−タをアナログ信号に変換するＤ／Ａ変
換器、１５は再生波形をより平滑にするためのスム−ジ
ングフィルタ（ｓｍｏｏｔｈｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒ）で
ある。
【００１６】そして、上記のように構成させた波形符号
化／復号化装置において、入力されたアナログ信号の最
大周波数（ｆｍ）を超過する周波数成分を、ナイキスト
理論に基づいて帯域通過フィルタ（ＢＰＦ；Ｂａｎｄ
Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）１に通してカットした後、ナ
イキスト率１／２ｆｍ秒のサンプリング間隔で信号をサ
ンプリングする。続いてこのサンプリングされた信号を
Ａ／Ｄ変換器２によりパルス値に応じた幾つかの段階に
区分して各ステップ毎に量子化した後、この量子化した
パルス値を２進法により符号化して「２」の補数形態の
デ−タを出力する。このとき、任意の（所定）レベル以
下のパルス符号変調値は、検波手段であるゼロ量子化器
３により０値に量子化して置換され、レベルが極めて微
弱な信号やノイズはカットされＰＣＭデ−タは減少する
Ａ／Ｄ変換器２から出力されたデ−タのうち、連続した
三つのデ−タは、シフトレジスタ機能を有するバッファ
手段であるＰＣＭデ−タバッファ４に入力される。ＰＣ
Ｍデ−タバッファ４に入力された連続する三つのサンプ
ルｓ（ｎ−１），ｓ（ｎ），ｓ（ｎ＋１）はレジスタ４
ａ，４ｂ，４ｃに記憶された後、比較器５に出力され
る。
化／復号化装置において、入力されたアナログ信号の最
大周波数（ｆｍ）を超過する周波数成分を、ナイキスト
理論に基づいて帯域通過フィルタ（ＢＰＦ；Ｂａｎｄ
Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）１に通してカットした後、ナ
イキスト率１／２ｆｍ秒のサンプリング間隔で信号をサ
ンプリングする。続いてこのサンプリングされた信号を
Ａ／Ｄ変換器２によりパルス値に応じた幾つかの段階に
区分して各ステップ毎に量子化した後、この量子化した
パルス値を２進法により符号化して「２」の補数形態の
デ−タを出力する。このとき、任意の（所定）レベル以
下のパルス符号変調値は、検波手段であるゼロ量子化器
３により０値に量子化して置換され、レベルが極めて微
弱な信号やノイズはカットされＰＣＭデ−タは減少する
Ａ／Ｄ変換器２から出力されたデ−タのうち、連続した
三つのデ−タは、シフトレジスタ機能を有するバッファ
手段であるＰＣＭデ−タバッファ４に入力される。ＰＣ
Ｍデ−タバッファ４に入力された連続する三つのサンプ
ルｓ（ｎ−１），ｓ（ｎ），ｓ（ｎ＋１）はレジスタ４
ａ，４ｂ，４ｃに記憶された後、比較器５に出力され
る。
【００１７】比較手段である比較器５は、ＰＣＭデ−タ
バッファ４の各レジスタ４ａ，４ｂ，４ｃから出力され
た連続する三つのデ−タが入力されて比較し、下記の式
（１）、（２）のような場合、 ｓ（ｎ−１）＜ｓ（ｎ）＞ｓ（ｎ＋１） （１） ｓ（ｎ−１）＞ｓ（ｎ）＜ｓ（ｎ＋１） （２） ｓ（ｎ）値を出力する。
バッファ４の各レジスタ４ａ，４ｂ，４ｃから出力され
た連続する三つのデ−タが入力されて比較し、下記の式
（１）、（２）のような場合、 ｓ（ｎ−１）＜ｓ（ｎ）＞ｓ（ｎ＋１） （１） ｓ（ｎ−１）＞ｓ（ｎ）＜ｓ（ｎ＋１） （２） ｓ（ｎ）値を出力する。
【００１８】ここで、ｓ（ｎ，ｎ−１，ｎ＋１）はｎ，
ｎ−１，ｎ＋１番目のＰＣＭサンプル値を示し、出力さ
れたサンプル値ｓ（ｎ）は最大の極値Ｐｕ（ｋ）または
最小の極値Ｐｌ（ｋ）を示し、ｋは任意の値を示す。比
較器５より極値が検出されると、カウンタ６は、まずカ
ウントしていた値をリセットした後、各ＰＣＭサンプリ
ング毎にカウントして次の極値が検出される時までカウ
ントを続ける。このカウント値は隣接した極値と極値と
の間のサンプル数を示す距離情報ｄ（ｋ）としてマルチ
プレクサ７に入力される。
ｎ−１，ｎ＋１番目のＰＣＭサンプル値を示し、出力さ
れたサンプル値ｓ（ｎ）は最大の極値Ｐｕ（ｋ）または
最小の極値Ｐｌ（ｋ）を示し、ｋは任意の値を示す。比
較器５より極値が検出されると、カウンタ６は、まずカ
ウントしていた値をリセットした後、各ＰＣＭサンプリ
ング毎にカウントして次の極値が検出される時までカウ
ントを続ける。このカウント値は隣接した極値と極値と
の間のサンプル数を示す距離情報ｄ（ｋ）としてマルチ
プレクサ７に入力される。
【００１９】マルチプレクサ７は、比較器５から出力さ
れた極値情報ｐ（ｋ）と、カウンタ６の出力値である隣
接した極値と極値との間の距離情報ｄ（ｋ）とをマルチ
プレキシングし、下記のような順に伝送チャンネルや記
憶メモリに出力する。 ｐ（０），ｄ（１），ｐ（１），ｄ（２），ｐ（２），
ｄ（３）・・・ このように各ＰＣＭサンプリング毎に極値情報ｐ（ｋ）
と距離情報ｄ（ｋ）を得、そして伝送チャンネルやメモ
リに伝送された情報が受信側のデマルチプレクサ８に入
力されると、その情報は各々の情報に分離される。前記
デマルチプレクサ８により分離された極値情報は第１の
レジスタ９に記憶されるが、第１のレジスタ９は隣接し
た二つの極値情報ｐ（ｋ−１），ｐ（ｋ）を各々のレジ
スタ９ｂ，９ａに記憶し、４ビットの第２のレジスタ１
０は前記デマルチプレクサ８から分離された距離情報を
記憶する。
れた極値情報ｐ（ｋ）と、カウンタ６の出力値である隣
接した極値と極値との間の距離情報ｄ（ｋ）とをマルチ
プレキシングし、下記のような順に伝送チャンネルや記
憶メモリに出力する。 ｐ（０），ｄ（１），ｐ（１），ｄ（２），ｐ（２），
ｄ（３）・・・ このように各ＰＣＭサンプリング毎に極値情報ｐ（ｋ）
と距離情報ｄ（ｋ）を得、そして伝送チャンネルやメモ
リに伝送された情報が受信側のデマルチプレクサ８に入
力されると、その情報は各々の情報に分離される。前記
デマルチプレクサ８により分離された極値情報は第１の
レジスタ９に記憶されるが、第１のレジスタ９は隣接し
た二つの極値情報ｐ（ｋ−１），ｐ（ｋ）を各々のレジ
スタ９ｂ，９ａに記憶し、４ビットの第２のレジスタ１
０は前記デマルチプレクサ８から分離された距離情報を
記憶する。
【００２０】続いて、第１のレジスタ９から出力された
二つの隣接した８ビットの極値情報ｐ（ｋ−１），ｐ
（ｋ）は演算手段である計算器１１に入力され、この計
算器１１にて下記の式（３）のように計算される。 Ａｐｐ（ｋ）＝ｐ（ｋ）−ｐ（ｋ−１） （３） その結果、８ビットの差信号デ−タＡｐｐ（ｋ）が出力
される。ここで極値情報ｐ（ｋ）、距離情報ｄ（ｋ）、
差信号デ−タＡｐｐ（ｋ）、サンプル値ｓ（ｎ，ｎ−
１，ｎ＋１）の関係を図２に示す。
二つの隣接した８ビットの極値情報ｐ（ｋ−１），ｐ
（ｋ）は演算手段である計算器１１に入力され、この計
算器１１にて下記の式（３）のように計算される。 Ａｐｐ（ｋ）＝ｐ（ｋ）−ｐ（ｋ−１） （３） その結果、８ビットの差信号デ−タＡｐｐ（ｋ）が出力
される。ここで極値情報ｐ（ｋ）、距離情報ｄ（ｋ）、
差信号デ−タＡｐｐ（ｋ）、サンプル値ｓ（ｎ，ｎ−
１，ｎ＋１）の関係を図２に示す。
【００２１】次に、計算器１１からの出力値である差信
号デ−タＡｐｐ（ｋ）はステップ値計算器１２に入力さ
れ、第２のレジスタ１０の出力値である距離情報ｄ
（ｋ）との比が式（４）のように求められる。 ｓｔ（ｋ）＝Ａｐｐ（ｋ）／ｄ（ｋ） （４） この比ｓｔ（ｋ）は、後で補間器１３で再生デ−タを作
成するとき、正確度を高めるため、商は８ビット、余り
は４ビットで処理される。
号デ−タＡｐｐ（ｋ）はステップ値計算器１２に入力さ
れ、第２のレジスタ１０の出力値である距離情報ｄ
（ｋ）との比が式（４）のように求められる。 ｓｔ（ｋ）＝Ａｐｐ（ｋ）／ｄ（ｋ） （４） この比ｓｔ（ｋ）は、後で補間器１３で再生デ−タを作
成するとき、正確度を高めるため、商は８ビット、余り
は４ビットで処理される。
【００２２】結果的にステップ値計算器１２ではステッ
プ値が求められるが、隣接した極値と極値との間の差信
号Ａｐｐ（ｋ）と距離情報ｄ（ｋ）との比ｓｔ（ｋ）
は、差信号Ａｐｐ（ｋ）がネガティブであればネガティ
ブ値、ポジティブであればポジティブ値を有する。この
値が補間器１３に入力されると、補間器１３では極値間
の補正データを生成する。
プ値が求められるが、隣接した極値と極値との間の差信
号Ａｐｐ（ｋ）と距離情報ｄ（ｋ）との比ｓｔ（ｋ）
は、差信号Ａｐｐ（ｋ）がネガティブであればネガティ
ブ値、ポジティブであればポジティブ値を有する。この
値が補間器１３に入力されると、補間器１３では極値間
の補正データを生成する。
【００２３】このような過程をより具体的に説明する
と、図３に示したように極値情報ｐ（ｋ）がｐ（０），
ｐ（１），ｐ（２），ｐ（３），ｐ（４），ｐ（５）・
・・であり、距離情報ｄ（ｋ）がｄ（１），ｄ（２），
ｄ（３），ｄ（４），ｄ（５）・・・であれば、差信号
Ａｐｐ（ｋ）は、 ｐ（１）−ｐ（０）＝Ａｐｐ（１） ｐ（２）−ｐ（１）＝Ａｐｐ（２） ｐ（３）−ｐ（２）＝Ａｐｐ（３） ｐ（４）−ｐ（３）＝Ａｐｐ（４） ・ ・ ・ で示され、ステップ値情報ｓｔ（ｋ）
は Ａｐｐ（１）÷ｄ（１）＝ｓｔ（１） Ａｐｐ（２）÷ｄ（２）＝ｓｔ（２） Ａｐｐ（３）÷ｄ（３）＝ｓｔ（３） ・ ・ ・ で求められる。
と、図３に示したように極値情報ｐ（ｋ）がｐ（０），
ｐ（１），ｐ（２），ｐ（３），ｐ（４），ｐ（５）・
・・であり、距離情報ｄ（ｋ）がｄ（１），ｄ（２），
ｄ（３），ｄ（４），ｄ（５）・・・であれば、差信号
Ａｐｐ（ｋ）は、 ｐ（１）−ｐ（０）＝Ａｐｐ（１） ｐ（２）−ｐ（１）＝Ａｐｐ（２） ｐ（３）−ｐ（２）＝Ａｐｐ（３） ｐ（４）−ｐ（３）＝Ａｐｐ（４） ・ ・ ・ で示され、ステップ値情報ｓｔ（ｋ）
は Ａｐｐ（１）÷ｄ（１）＝ｓｔ（１） Ａｐｐ（２）÷ｄ（２）＝ｓｔ（２） Ａｐｐ（３）÷ｄ（３）＝ｓｔ（３） ・ ・ ・ で求められる。
【００２４】これによる再生波形は、図４に示したよう
に、 ａ＝ＩＮＰ（１．１）＝ｐ（０） ｂ＝ＩＮＰ（１．２）＝ＩＮＰ（１．１）＋ｓｔ（１） ｃ＝ＩＮＰ（１．３）＝ＩＮＰ（１．２）＋ｓｔ（１） ｄ＝ＩＮＰ（２．１）＝ｐ（１） ｅ＝ＩＮＰ（２．２）＝ＩＮＰ（２．１）＋ｓｔ（２） ｆ＝ＩＮＰ（２．３）＝ＩＮＰ（２．２）＋ｓｔ（２） ｇ＝ＩＮＰ（２．４）＝ＩＮＰ（２．３）＋ｓｔ（２） ｈ＝ＩＮＰ（２．５）＝ＩＮＰ（２．４）＋ｓｔ（２） ｉ＝ＩＮＰ（２．６）＝ＩＮＰ（２．５）＋ｓｔ（２） ｊ＝ＩＮＰ（２．７）＝ＩＮＰ（２．６）＋ｓｔ（２） ｋ＝ＩＮＰ（３．１）＝ｐ（２） で求められるａ〜ｋを結んだものであり、各極値に対し
て距離情報ｄ（ｋ）だけ同様のことが行われ、隣接した
極値ｐ（ｋ）と極値ｐ（ｋ−１）とを結ぶ線形補間が行
われる。補間を行った後、結果として８ビット整数部と
４ビット小数部が発生するが、補間器１３はデジタル信
号をアナログ信号に変換するために小数部は捨てて整数
部８ビットデ−タのみ出力する。
に、 ａ＝ＩＮＰ（１．１）＝ｐ（０） ｂ＝ＩＮＰ（１．２）＝ＩＮＰ（１．１）＋ｓｔ（１） ｃ＝ＩＮＰ（１．３）＝ＩＮＰ（１．２）＋ｓｔ（１） ｄ＝ＩＮＰ（２．１）＝ｐ（１） ｅ＝ＩＮＰ（２．２）＝ＩＮＰ（２．１）＋ｓｔ（２） ｆ＝ＩＮＰ（２．３）＝ＩＮＰ（２．２）＋ｓｔ（２） ｇ＝ＩＮＰ（２．４）＝ＩＮＰ（２．３）＋ｓｔ（２） ｈ＝ＩＮＰ（２．５）＝ＩＮＰ（２．４）＋ｓｔ（２） ｉ＝ＩＮＰ（２．６）＝ＩＮＰ（２．５）＋ｓｔ（２） ｊ＝ＩＮＰ（２．７）＝ＩＮＰ（２．６）＋ｓｔ（２） ｋ＝ＩＮＰ（３．１）＝ｐ（２） で求められるａ〜ｋを結んだものであり、各極値に対し
て距離情報ｄ（ｋ）だけ同様のことが行われ、隣接した
極値ｐ（ｋ）と極値ｐ（ｋ−１）とを結ぶ線形補間が行
われる。補間を行った後、結果として８ビット整数部と
４ビット小数部が発生するが、補間器１３はデジタル信
号をアナログ信号に変換するために小数部は捨てて整数
部８ビットデ−タのみ出力する。
【００２５】補間器１３から出力された８ビット補間デ
−タは、Ａ／Ｄ変換器２と逆の動作を行うＤ／Ａ変換器
１４でアナログ信号に変換された後、スム−ジングフィ
ルタ１５を通してフィルタリングされる。このような過
程により元の信号に近い再生波形が作られる。すなわ
ち、図５のＣで示す通り、従来のＡＤＭ方式による再生
波形Ｂに比べて、元の信号Ａに近い波形の信号が再生さ
れる。
−タは、Ａ／Ｄ変換器２と逆の動作を行うＤ／Ａ変換器
１４でアナログ信号に変換された後、スム−ジングフィ
ルタ１５を通してフィルタリングされる。このような過
程により元の信号に近い再生波形が作られる。すなわ
ち、図５のＣで示す通り、従来のＡＤＭ方式による再生
波形Ｂに比べて、元の信号Ａに近い波形の信号が再生さ
れる。
【００２６】本発明は信号が線形に近いと見做して行う
方法であるが、実際の信号は線形でなく、非線形の場合
が多いため、ステップ値を固定させないで関数的に変化
させると、本発明により非線形補間も行うことができ、
より元の信号に近く補間させることができる。
方法であるが、実際の信号は線形でなく、非線形の場合
が多いため、ステップ値を固定させないで関数的に変化
させると、本発明により非線形補間も行うことができ、
より元の信号に近く補間させることができる。
【００２７】
【効果】ＡＤＭ方式による再生波形と本発明による再生
波形とを比較したとき、本発明による再生波形が元の信
号の波形により近くなり、スロープオーバーロードエラ
ーやグラニューラノイズのような歪みも発生していな
い。又、全てのサンプリング毎にデータを有するＰＣＭ
方式とは異なり、ピーク値とサンプリング数のみを扱う
ので、データ量を減らすことができる。例えば、ＰＣＭ
方式に比べてＡＤＭ方式は１／２程度にデータ量を減ら
すことができるが、本発明は音声信号の場合には平均し
て１／５程度にデータ量を減らすことができ、ビデオ信
号の場合には平均して１／１３程度にデータ量を減らす
ことを期待できる。
波形とを比較したとき、本発明による再生波形が元の信
号の波形により近くなり、スロープオーバーロードエラ
ーやグラニューラノイズのような歪みも発生していな
い。又、全てのサンプリング毎にデータを有するＰＣＭ
方式とは異なり、ピーク値とサンプリング数のみを扱う
ので、データ量を減らすことができる。例えば、ＰＣＭ
方式に比べてＡＤＭ方式は１／２程度にデータ量を減ら
すことができるが、本発明は音声信号の場合には平均し
て１／５程度にデータ量を減らすことができ、ビデオ信
号の場合には平均して１／１３程度にデータ量を減らす
ことを期待できる。
【００２８】更に、信号をデジタル化した情報量が少な
いため、記憶メモリの容量を減らすことができ、ハ−ド
ウェアがより簡単になり、通信チャンネル上では伝送ラ
インの能力を向上できる。
いため、記憶メモリの容量を減らすことができ、ハ−ド
ウェアがより簡単になり、通信チャンネル上では伝送ラ
インの能力を向上できる。
【図１】本発明による波形符号化／復号化装置のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】本発明による波形符号化／復号化の過程を示し
た波形図である。
た波形図である。
【図３】本発明の実施例を説明するための波形図であ
る。
る。
【図４】本発明の実施例による再生波形図である。
【図５】本発明による再生波形Ｃのシミュレ−ション図
である。
である。
【図６】従来のパルス符号変調方式による再生波形図で
ある。
ある。
【図７】従来の適応形デルタ変調方式による再生波形図
である。
である。
１ 帯域通過フィルタ（ＢＰＦ） ２ Ａ／Ｄ変換器 ３ ゼロ量子化器 ４ ＰＣＭデ−タバッファ ５ 比較器 ６ カウンタ ７ マルチプレクサ ８ デマルチプレクサ ９ 第１のレジスタ １０ 第２のレジスタ １１ 計算器 １２ ステップ値計算器 １３ 補間器 １４ Ｄ／Ａ変換器 １５ スム−ジングフィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 洪 在 範 大韓民国ソウル特別市陽川区新月７洞新 月アパート18 棟506号 (56)参考文献 特開 平３−192400（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−306900（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−138724（ＪＰ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】 入力されたアナログ信号を最小標本化率
でサンプリングし、所定値に量子化して符号化する工程
と、 前記符号化された信号のうち、一定レベル以下の信号を
ゼロ値に置換する検波工程と、 前記検波工程から信号の各サンプル毎に隣接した三つの
サンプル値を比較し、極値情報ｐ（ｋ）を求める工程
と、 前記極値情報ｐ（ｋ）と、前記極値情報ｐ（ｋ）と隣接
した極値情報ｐ（ｋ−１）との間の距離情報（サンプル
数ｄ（ｋ））を求める工程と、 前記極値情報ｐ（ｋ）及び前記距離情報（サンプル数ｄ
（ｋ））を伝送する工程と、 受信した前記極値情報ｐ（ｋ）及びｐ（ｋ−１）に基づ
いて、隣接した二つの前記極値情報ｐ（ｋ）と前記極値
情報ｐ（ｋ−１）との間の差信号Ａｐｐ（ｋ）＝ｐ
（ｋ）−ｐ（ｋ−１）を求める工程と、 前記差信号Ａｐｐ（ｋ）と前記距離情報（サンプル数ｄ
（ｋ））とに基づいて、ステップ値ｓｔ（ｋ）＝Ａｐｐ
（ｋ）／ｄ（ｋ）を求める工程と、 前記極値情報ｐ（ｋ）と前記極値情報ｐ（ｋ−１）との
間の補間値ＩＮＰ（ｋ，ｎ）＝ＩＮＰ（ｋ，ｎ−１）＋
ｓｔ（ｋ）（ｎは１＜ｎ＜ｄ（ｋ）である整数であり、
ＩＮＰ（ｋ，1 ）＝ｐ（ｋ−１）である）を求め、前記
極値情報ｐ（ｋ）と前記極値情報ｐ（ｋ−１）とを直線
補間する工程と を有することを特徴とする波形符号化／
復号化方法。 - 【請求項２】 信号の最大周波数を超過する周波数成分
をカットする第１のフィルタ手段と、 前記第１のフィルタ手段により帯域制限されたアナログ
信号をデジタル信号に変換し、パルス符号変調データを
出力するＡ／Ｄ変換手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段から出力されたデータのうち、所定
レベル以下のパルス符号変換データをゼロ値に変換して
出力する検波手段と、 前記検波手段から出力された連続する多数個のパルス符
号変調データを受け入れるバッファ手段と、 前記バッファ手段から出力された連続する多数個のデー
タを比較して極値情報を検出し、その極値情報を出力す
る比較手段と、 前記比較手段から極値情報が入力されるとリセットさ
れ、次の極値情報が検出されるまでパルス符号変調デー
タのサンプリング数をカウントし、このカウント値を距
離情報として出力するカウンタ手段と、 前記比較手段の極値情報と前記カウンタ手段の距離情報
とを多重化して順次出力するマルチプレクサと、 前記マルチプレクサの出力から前記極値情報と前記距離
情報とを分離して出力する分離手段と、 前記分離手段から出力された前記極値情報のうち連続し
た２個の極値情報ｐ（ｋ）及びｐ（ｋ−１）を記憶する
第１のレジスタと、 前記分離手段から出力された距離情報ｄ（ｋ）を記憶す
る第２のレジスタと、前記第１のレジスタから出力され
た連続する２個の極値情報の間で減算を行い、差信号Ａ
ｐｐ（ｋ）を出力する第１の演算手段と、 前記第１の演算手段の差信号Ａｐｐ（ｋ）と前記第２の
レジスタから出力された距離情報ｄ（ｋ）との除算を行
い、ステップ値ｓｔ（ｋ）を出力する第２の演算手段
と、 前記第１のレジスタから出力された２個の極値情報ｐ
（ｋ）及びｐ（ｋ−１）、前記第２の演算手段から出力
されたステップ値ｓｔ（ｋ）及び前記第２のレジスタか
ら出力された距離情報ｄ（ｋ）から、極値情報ｐ（ｋ）
と極値情報ｐ（ｋ−１）との間の補間値ＩＮＰ（ｋ，
ｎ）＝ＩＮＰ（ｋ，ｎ−１）＋ｓｔ（ｋ）（ｎは１＜ｎ
＜ｄ（ｋ）である整数であり、ＩＮＰ（ｋ，1 ）＝ｐ
（ｋ−１）である）を求め、前記極値情報ｐ（ｋ）と前
記極値情報ｐ（ｋ−１）とを直線補間する補間手段と、 前記補間手段の出力データをアナログ信号に変換するＤ
／Ａ変換手段と、 前記Ｄ／Ａ変換手段の出力を平滑にするための第２のフ
ィルタ手段と を具備することを特徴とする波形符号化／
復号化装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR199124602 | 1991-12-27 | ||
| KR1019910024602A KR930009436B1 (ko) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | 파형부호화/복호화 장치 및 방법 |
| KR24602 | 1991-12-27 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0897723A JPH0897723A (ja) | 1996-04-12 |
| JP2948024B2 true JP2948024B2 (ja) | 1999-09-13 |
Family
ID=19326213
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4164832A Expired - Fee Related JP2948024B2 (ja) | 1991-12-27 | 1992-06-23 | 波形符号化／復号化方法及びその装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5298899A (ja) |
| JP (1) | JP2948024B2 (ja) |
| KR (1) | KR930009436B1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3189401B2 (ja) * | 1992-07-29 | 2001-07-16 | ソニー株式会社 | 音声データ符号化方法及び音声データ符号化装置 |
| US5457457A (en) * | 1993-12-07 | 1995-10-10 | Nippon Columbia Co., Ltd. | Digital to analog conversion device which decreases low level high frequency noise |
| US5850207A (en) * | 1995-11-22 | 1998-12-15 | Cirrus Logic, Inc. | Method and apparatus for minimizing effects of slope overload condition when using differential pulse code modulation scheme |
| JP4161487B2 (ja) * | 1999-11-01 | 2008-10-08 | ソニー株式会社 | データ復号装置及び方法 |
| KR100745983B1 (ko) * | 2006-07-18 | 2007-08-06 | 삼성전자주식회사 | 최소값 샘플링을 이용한 신호 복원 장치 및 방법 |
| KR101364884B1 (ko) * | 2007-06-25 | 2014-02-19 | 엘지전자 주식회사 | 부호어 생성 방법 및 이를 이용한 제어정보 전송 방법 |
| GB2451828A (en) * | 2007-08-13 | 2009-02-18 | Snell & Wilcox Ltd | Digital audio processing method for identifying periods in which samples may be deleted or repeated unobtrusively |
| JP2010216925A (ja) * | 2009-03-16 | 2010-09-30 | Yokogawa Electric Corp | データ記録装置 |
| CN103077723B (zh) * | 2013-01-04 | 2015-07-08 | 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 | 音频传输系统 |
| CN104064192B (zh) * | 2014-06-30 | 2017-11-10 | 上海科泰信息技术有限公司 | 一种音频声波的编码及解码方法 |
| KR102128330B1 (ko) * | 2014-11-24 | 2020-06-30 | 삼성전자주식회사 | 신호 처리 장치, 신호 복원 장치, 신호 처리 방법, 및 신호 복원 방법 |
| CN109788545A (zh) * | 2017-11-15 | 2019-05-21 | 电信科学技术研究院 | 一种进行同步的方法和装置 |
| JP7029647B2 (ja) * | 2019-03-20 | 2022-03-04 | オムロン株式会社 | コントローラ、システム、方法及びプログラム |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4142066A (en) * | 1977-12-27 | 1979-02-27 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Suppression of idle channel noise in delta modulation systems |
| US4825451A (en) * | 1982-10-11 | 1989-04-25 | Niravoice, Inc. | Technique for transmission of voice communications and apparatus useful therein |
| US5231397A (en) * | 1984-03-30 | 1993-07-27 | Datajet, Inc. | Extreme waveform coding |
| US4583237A (en) * | 1984-05-07 | 1986-04-15 | At&T Bell Laboratories | Technique for synchronous near-instantaneous coding |
| JPH0752845B2 (ja) * | 1985-10-04 | 1995-06-05 | 日本電気株式会社 | 差分符号化回路 |
| NL8800854A (nl) * | 1988-04-05 | 1989-11-01 | Philips Nv | Werkwijze en inrichting voor het koderen van een signaal, bijvoorbeeld een spraakparameter, zoals de toonhoogte als funktie van de tijd. |
| JPH02131038A (ja) * | 1988-11-10 | 1990-05-18 | Pioneer Electron Corp | 信号伝送装置 |
| JPH03192400A (ja) * | 1989-12-22 | 1991-08-22 | Gakken Co Ltd | 波形情報処理装置 |
-
1991
- 1991-12-27 KR KR1019910024602A patent/KR930009436B1/ko not_active IP Right Cessation
-
1992
- 1992-06-17 US US07/899,856 patent/US5298899A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-06-23 JP JP4164832A patent/JP2948024B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0897723A (ja) | 1996-04-12 |
| US5298899A (en) | 1994-03-29 |
| KR930009436B1 (ko) | 1993-10-04 |
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