JP2946534B2 - Ｄｃモータの電流制御回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 直流モータの電流制限はCPUによって成されている
が、逐次モータの電流や駆動を監視しなくてはならずCP
Uの負荷が大となっていた。本発明はDCモータの電流等
をハードウエアで管理しCPUの負荷を低減している。

〔産業上の利用分野〕

本発明はDCモータの駆動装置に係り、更に詳しくはDC
モータの電流をチェックして駆動するDCモータの電流制
限回路に関する。

〔従来の技術〕

直流モータは、駆動時あるいは回転数を変化させた場
合さらには負荷を変動した場合過大電流が流れることが
ある。この過大電流はモータの寿命を短くするばかり
か、場合によっては、モータを損傷してしまうことがあ
る。このため一般的にはモータの電流をセンスしモータ
の最大定格電流を越えないように監視してモータを電流
駆動している。

第13図は従来方式のシステム構成図である。CPU14は
モータを駆動すべき電流値を決定し、PWM（Pulse・Widt
h・Modulation）回路15にその電流値に対応したパルス
幅を指定するデータを出力する。そしてPWM発生回路はC
PU14から加わるデジタルデータで指示されるパルス幅を
有するパルス信号をモータ駆動回路11に加える。尚、PW
M発生回路はCPU14から直接パルス幅の変化するパルス信
号が加わる場合には、モータ駆動回路11はON/OFF回路で
あってもよい。モータ10をモータ駆動回路11はそのパル
ス幅がオン（Ｈ）の時駆動する。

一方、モータの電気回路に直列に電流センサ12が設け
られており、電流センサによってモータ10に流れる電流
が電圧に変換され、さらにその電圧値をA/Dコンバータ1
3でデジタルデータに変換され、CPU14に加わっている。
このようなモータ10の駆動に対し、CPU14は電流が最大
定確を越えているかを常に管理し制御している。また、
さらに繰り返しA/D変換器13から出力されるモータに流
れる電流を表わすデジタルデータ値が指令値と大きいか
否かを比較し、電流が大であるならばパルスのデューテ
ィー比を減少またはモータをオフとし、指令値より小さ
い場合にはデューティー比を増加又はモータをオンとす
る処理を行っている。モータは固定負荷であるならばそ
の電流値は求められるが負荷が常に変動するので、CPU1
4によって電流を監視しなくてはならない。

〔発明が解決しようとする課題〕

前述したようなモータ駆動方式においてはCPUがモー
タを駆動する場合、常にモータに流れる電流を監視しそ
の電流を監視している。例えば、予定以上の電流が流れ
た場合モータに流れる電流を最大定格以下としなくては
ならない。また、逆に少ないような場合には増大させる
ようにしなくてはならない。この監視は従来では最高10
0μｓに一回すなわち10KHzの繰り返しで行わなくてはな
らず、モータを駆動している時にはCPUの処理が多くな
り、停止している時にはCPUの処理が少なくなるという
問題を有していた。すなわち、駆動時にはCPU14が有す
る処理能力に近い状態でモータ10を制御し、モータを駆
動しない場合には殆どの処理をしなくて済むというその
差が激しく変化するという問題を有していた。

本発明はCPUの負担を大幅に低減して高周波制御を容
易にするとともに、CPUの高機能化を第１の目的とす
る。また、モータのパルス駆動におけるDuty制御及び電
流制御の両方が容易に行われるとともに、両制御の移行
をスムーズに行うことを第２の目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

三角波発生回路１は振幅制御信号が加わり、周波数を
変化させず該振幅制御信号に従って三角波の振幅を変化
する。

PWMコンパレータ２は該三角波発生回路の三角波とモ
ータの電流をセンスしたセンス信号と電流制限信号とが
加わり、該センス信号と該電流制限信号とのうち大きい
方の選択信号を前記三角波と比較し、該選択信号が前記
三角波よりも小さい時に駆動信号をパルス幅として出力
する。

CPU3は、例えば運転者等からのモータの駆動要求に対
しその要求に対応して前記三角波波形回路の前記振幅制
御信号を加える。

このCPU3はモータを例えばスムーズに回すため逐次電
流制限信号をPWMコンパレータに加える。

〔作用〕

CPU3は外部からモータの駆動要求が加わると、その要
求に対応し三角波波形回路１に振幅制御信号を加える。
三角波波形回路１はその振幅制御信号に対応した振幅を
変化させる。尚この時、振幅は変化するがその繰り返し
周波数は変化しない。PWMコンパレータ２にはこの三角
波発生回路１で発生した三角波とセンス信号すなわちDC
モータを駆動した時の電流をセンスしたセンス電圧が
（センス信号）とが加わっており、PWMコンパレータ２
は三角波発生回路とセンス電圧を比較する。そして三角
波発生回路の電圧がセンス電圧より高い場合、モータの
駆動信号を出力する。前記三角波はCPUからの振幅制御
信号が変化しても、その周波数は変化しないので、繰り
返しは一定でパルス幅が変化するパルスが駆動信号とし
てPWMコンパレータより出力される。

このPWMコンパレータ２の出力でモータ駆動回路が動
作し、モータを駆動するので、定電流のモータ駆動がCP
Uの指示をした電流値で駆動されることとなる。

〔実施例〕

以下、図面を用いて本発明を詳細に説明する。

第２図は実施例のシステム構成図である。尚図中、
〜は各接続線上の信号を表わしている。CPU21は図示
しないが例えば運転者からの回転指示信号に対応し、こ
の指示に対応した電流をモータに流すべきデジタルデー
タをD/A変換器22に加える。D/A変換器はそのデジタルデ
ータをアナログデータに変換し、可変振幅三角波発生回
路（VCAO、Voltage Controll Amplitude Oscillator）
に加える。可変振幅三角波発生回路23に加わる電圧Vaは
例えば０〜5Vの100ステップの電圧であり、可変振幅三
角波発生回路23はこのD/A変換器22の出力電圧Vaを上
限、ａ・Vaを下限とした三角波を発生する。なお、ａは
０＜ａ＜１である。

可変振幅三角波発生回路23は入力電圧Vaに対しその振
幅は変化するが周波数は一定の三角波を発生する。第４
図は可変振幅三角波発生回路23の詳細な回路図である。
D/A変換器22より出力された電圧VaはコンパレータCMP1
の反転入力と抵抗R1を介して増幅器AMP1の反転入力に加
わる。増幅器AMP1の出力端子と反転入力端子とはコンデ
ンサーC1によって接続されており、積分回路を構成して
いる。A/D変換器の出力電圧Vaは抵抗R2,R3を介して接地
している。そして抵抗R2と抵抗R3の接続点は増幅器AMP1
とコンパレータCMP2の非反転入力に加わっている。

一方、ノアゲートNOR1とノアゲートNOR2とはRSフリッ
プフロップを構成しており、NOR1の出力がノアゲートNO
R2の一方に加わりノアゲートNOR2の出力がノアゲートNO
R1の一方の入力に加わっている。また、ノアゲートNOR1
の他方の入力にはコンパレータCMP1の出力が加わり、ノ
アゲートNOR2の他方の入力にはコンパレータCMP2の出力
が加わっている。そしてノアゲートNOR1の出力は、オー
プン・コレクター出力であるインバータINV1を介して抵
抗R4に接続し、R4の他端は増幅器AMP1の反転入力に加わ
っている。

以上のような構成において、例えばノアゲートNOR1,N
OR2より構成するRSフリップフロップのノアゲートNOR1
の出力がＨレベルであった場合、インバータINV1の出力
はローレベルとなる。すなわち接地電位となる。抵抗R4
の一端が接地電位であった場合、D/A変換器22の電圧Va
が抵抗R1と抵抗R4とによって分圧される。この時の分圧
比は抵抗R2,R3による分圧比より小さいので、増幅器AMP
1はコンデンサC1を介して反転入力端子の電圧が非反転
入力端子の電圧と同電位となるよう動作する。この結
果、増幅器AMP1の出力は徐々に増加する。この増加にお
いて、増幅器の出力電圧がある特定電圧すなわち電圧Va
以上になった場合、コンパレータCMP1の出力はＨレベル
となる。ＨレベルがノアゲートNOR1に加わるとノアゲー
トNOR1の出力はＬレベルとなり、ノアゲートNOR1,NOR2
で構成するRSフリップフロップは反転する。この反転に
よってインバータINV1の出力はＨレベルとなり抵抗R4の
インバータ側の端子は電気的にオープン状態とする。す
なわち抵抗R4には電流は流れない状態となる。この時、
増幅器は前述と同様に非反転入力端子と反転入力が同電
位となるよう動作するので、その出力電圧は低下する。
この電圧の低下は、抵抗R4がインバータINV1によって接
地されている場合に比べ急激である。増幅器AMP1の出力
が低下し、抵抗R2,R3の分圧値Va（R3/（R2＋R3））以下
となると、コンパレータCMP2の出力はＨレベルとなる。
コンパレータCMP2のＨレベルによってノアゲートNOR1,N
OR2で構成するRSフリップフロップが変化し、ノアゲー
トNOR2の出力がローレベルとなる。このローレベルによ
りNOR1の出力はＨレベルとなる。この状態は先に説明し
た状態であり、以上のような繰り返しにより三角波を発
生する。尚、この三角波の繰り返す周波数は一定であ
る。

以上のような動作により第５図のVCAOの入出力信号の
説明図に示す様に可変振幅三角波発生回路23はD/A変換
器22からの出力電圧Vaに対応して三角波の波高値が変わ
り（その周期は変化しない）、三角波を発生することと
なる。

可変三角波波形回路23の出力はPWMコンパレータ24に
加わる。PWMコンパレータ24は１個の入力に対し、２個
のリファレンスで比較しその結果を出力する回路であ
る。

第６図はPWMコンパレータの詳細な回路図である。可
変増幅三角波発生回路23の出力は抵抗R5を介し、コンパ
レータCMP3,CMP4の非反転端子に加わる。またコンパレ
ータCMP3,CMP4の出力は共通接続され抵抗R6を介して非
反転入力に接続される。すなわちコンパレータCMP3,CMP
4ともに抵抗R6を介して正帰還がかかっている、後述す
るD/A分圧器25の出力はコンパレータCMP3の反転入力
に、電流センサ28の出力はCMP4の反転入力に加わってい
る。

コンパレータCMP3,CMP4はオープン・コレクターの出
力であり、それぞれ接続されてワイヤードオアを構成し
ており、どちらか一方のコンパレータの出力がＬレベル
であった場合そのＬレベルが優先される。即ちコンパレ
ータCMP3,CMP4の反転入力のうち高い方に設定された電
圧よりか入力が低い場合、Ｌレベルを出力する。すな
わち前述したPWMコンパレータ24の入力は可変振幅三
角波発生回路23の出力であり、信号，に加わる電圧
よりさらにその電圧が高かった場合にのみ出力がＨレベ
ルとなる。尚、抵抗R6は正帰還用の抵抗であり、この抵
抗によって比較における出力にヒステリシスを発生して
いる。このヒステリシスは電流センサ28の出力に雑音が
加わった時の雑音除去用である。

一方、デューティ比を指示する信号（DUTY指令）がCP
U21からD/A分圧器25に加わり、このD/A分圧器25のよっ
てD/A変換器22の出力は特定電圧に分圧され、PWMコンパ
レータ24を構成するコンパレータCMP3の反転入力に加わ
っている。例えば、電流センサの電圧が低く、さらにD/
A分圧器25の分圧器が例えば0.5であった場合、PWMコン
パレータ24は50％のデューティのパルスを発生する。ま
た、モータ電流が多く高い電圧が加わった場合にはモー
タ電流に依存したパルス幅となる。

モータの加速度は電流に比例し、回転数は電圧に比例
することから考えると、発進時などのモータ加速時は、
定電流制御を行って加速度を調整し、加速が完了して定
速で走行する時は、定電圧（duty）制御を行って速度を
調整すると制御性が良くなる。本回路ではduty指令と電
流指令をうまく設定することにより、加速時から定速走
行時までの制御を自然にムリなく行うことが出来る、つ
まり加速時（モータ電流が印加電流に比して多く流れる
時）はduty指令値よりも電流センサの電圧の方が大きく
なるので電流制御が加わり、定速走行時（モータ電流が
印加電圧に比して少なくなる時）はduty指令値が電流セ
ンサの電圧より大きいので定duty制御となるのである。
この制御回路を乗用車などのモータ制御系へ適用した場
合、フィーリングは、電流制御または電圧（dutyf制御
のみと行った場合に比べ格段向上する。

PWMコンパレータ24の出力はアンドゲート、AND1の一
方のゲートに加わり、アンドゲートAND1の他方のゲート
にはCPU21からのモータ強制停止信号が加わる。本発明
の実施例においてはロジックは正論理を用いておりアン
ドゲートAND1はモータ強制停止信号がＨレベルであった
場合、PWMコンパレータ24の出力を出力する。また、強
制停止信号がＬレベルであった場合はPMMコンパレータ2
4の出力に依存せずＬレベルを出力する。アンドゲートA
ND1の出力アンドゲートAND2の一方の入力に加わってい
る。アンドゲートAND2の他方に入力には過電流検出回路
（OCL）26の出力が加わっている。過電流検出回路26は
モータ27に流れる電流をセンスせる電流センサ28で得ら
れた電圧が特定電圧値以上であるかを判別する回路で
あり、特定値電圧以上であった場合強制的にモータへの
電圧の印加を一時的に停止させる。

モータの加速度は電流に比例し、回転数は電圧に比例
することから考えると、発進時等のモータ加速時は、定
電流制御を行って加速度を調整し、加速が完了して定速
で走行する時は、定電圧（duty）制御を行って調整する
と制御性が良くなる。本回路ではduty指令と電流指令を
うまく設定することにより、加速時から定速走行時まで
の制御を自然に、ムリなく行うことが出来る。つまり加
速時（モータ電流が印加電圧に比して多く流れる時）は
duty指令値よりの電流センサの電圧の方が大きくなるの
で電流制御が動作し、定速走行時（モータ電流が印加電
圧に比して少ない時）はduty指令値が電流センサの電圧
より大きいので電圧制御となるのである。この制御回路
を乗用車などのモータ制御系へ適用した場合、フィーリ
ングは、電流制御または電圧制御のみと行った場合に比
べ格段に向上する。

第８図は過電流検出回路26の詳細な回路図である。電
流センサ28の出力はコンパレータCMP5の反転入力に加
わる。一方、ボリュームVRの一端を抵抗R7で電源に接続
し他端を抵抗R8で接地しており、コンパレータCMP5の非
反転入力にはボリュームVRの中間点が接続している。こ
の中間点は基準電圧値に調整されている。すなわち電源
を分圧した基準電圧がボリュームVRからコンパレータCM
P5に加わっている。なお、コンパレータCMP5の出力と非
反転入力とは抵抗R9によって接続されている。この抵抗
R9によって正帰還がかかっておりヒステリシスを有する
コンパレータとなっている。このヒステリシスは電流セ
ンサ28から出力されるセンス電圧に雑音等がのり、コ
ンパレータCMP5の出力がその雑音に応答しないようにす
る為のものである。

コンパレータCMP5の出力はインバータINV2に加わり、
インバータINV2の出力はダイオードD1のアノードに、ま
た抵抗R10の一端に加わっている。ダイオードD1と抵抗R
10は並列接続されており、ダイオードD1のカソードはコ
ンデンサーC2を介して接地され、またインバータINV3に
加わる。そしてインバータINV3の出力はアンドゲートAN
D2に加わる。例えば、電流センサ28によって基準電圧以
上に電圧が発生した場合、すなわちモータ27に流れる電
流が特定値以上であった場合、過電流検出回路26はその
電圧値を検出する。電流センサ28に流れる電流いわゆる
モータ27に流れる電流が特定値以上であった場合、基準
電圧に対し、高い電圧がコンパレータCMP5に加わるので
コンパレータCMP5はＬレベルとなる。このＬレベルによ
り、インバータINV2はＨレベルを出力しコンデンサーC2
にダイオードD1を介して急速に充電する。即ち基準電圧
以上であった場合、直ちにコンデンサーC2に充電され、
インバータINV3の出力電圧はＬレベルとなる。これによ
りアンドゲートAND2にＬレベルが加わるのでその出力も
Ｌレベルとなりモータ駆動回路28のモータ駆動を停止す
る。この場合、前述した例えばPWMコンパレータ24か
ら、パルス幅に対応してモータ駆動回路28を駆動しよう
とする信号が発生していたとしても過電流検出回路26で
過電流であることを検出するのでそれ以上の駆動をこの
過電流検出回路26で停止する。

一方、電流が低下し過電流以下となった場合、電流セ
ンサ28の出力は基準電圧以下となる。これによってコン
パレータの出力はＨレベルとなり、その出力が加わるイ
ンバータINV2の出力はＬレベルとなる。Ｌレベルになる
ことによってコンデンサーC2に蓄えられたチャージは抵
抗R10を介して放電されることとなる。前述した立ち上
がり時においては過電流が発生した場合には直ちに駆動
を停止するようダイオードD1を介してコンデンサーC2に
チャージしているが、過電流以下となった場合には抵抗
R10を介して放電するので一定時間経ってから再度モー
タ駆動がかかる。第９図は過電流検出回路26の入出力信
号の説明図である。図中において点線の如く電流センサ
28の出力電圧が変化した場合、基準電圧VB以上となる
とその出力はＨレベルからＬレベルに変化する。そし
て基準電圧をVBより電流センサ28の電圧が低下すると
その低下した時点から特定時間（デットタイムTd）の間
Ｈレベルとなり、駆動禁止を解除する。すなわち過電流
検出回路26の出力がＨレベルであった場合駆動可となり
ローレベルとなった時に駆動を禁止する。尚、この過電
流検出回路はあくまでも電流が最大定確値を越えないよ
うにする為の回路である。

以上のような動作によりCPU21からの指令に対しモー
タ27が駆動される。第３図はCPU21の制御説明図であ
る。外部装置よりモータ27の駆動要求が加わると、要求
に対し、モータ27の電流指示やDuty指示データを求める
とともに、現在の回転している時のモータ27の電流値
（電流センサ28の出力ＤをA/D変換30して得られる）か
ら電流値の補償などを求め、電流指令Duty指令を出力す
る。電流指令とは三角波発生回路で発生すべき電圧値の
指示値であり、換言するならばモータ駆動回路における
電流値である。この電流値は例えば電流センサや各種の
各回路のドリフトによって、変化するものであり、前述
の電流値の補償はこれらを補償するものである。デュー
ティ指令は例えば回転の要求に対して、ゆっくりと変化
させる場合に、目的以上の電流を流さないようにするた
めの指令であり、このデューティ指令以上の電流が流れ
るのを防止している。

従来においては逐次例えば100μｓに１回の割合で電
流を監視し、電流制御を行わなくてはならなかったが、
本発明によれば、過電流の検出さらにはパルス幅によっ
てモータ駆動の時間を変化、さらには目標とする電流値
の指示を与えているので、このCPU21における監視はゆ
っくりで良く従来のような構造での監視制御を必要とせ
ず、その結果としてCPU21の処理時間の余裕ができ、他
の高機能の処理を行わせることができる。また、これら
の各回路はCPU21の処理時間に依存しないので、パルス
駆動の高周波化を行うこともできる。

第10図は他の実施例の構成図である。

第２図における本発明の実施例のシステムにおいて
は、PWMコンパレータ24には電流センサ28の出力Ｄが直
接加わっているが、それに対し抵抗、コンデンサーより
なる積分回路をPID補償器として加え、電流センサ28の
出力Ｄを積分して、より安定したモータ駆動を行うこと
ができる。

第11図はVCAO23の他の詳細な回路図である。第４図の
VCAOの回路のインバータINVIをナンドゲートNANDとし、
一方にノアゲートNOR1の出力を、他方の入力に過電流検
出回路26の出力を加えている（第２図制御）。過電流
を検出している時には第４図の動作と同様に動作し、周
期が変化せず、振幅のみが変化する三角波を発生する。
過電流を検出しその出力がＬレベルとなると、ナンドゲ
ートNANDの出力は、Ｈレベルとなる。ナンドゲートNAND
の出力はオープンコレクタ等の回路によって構成されて
いるので、抵抗R₄のナンドゲートNANDに接続されている
端子はオープン状態となる。この時RSフリップフロップ
を構成するノアケードNOR1の出力レベルがＨレベルとな
り、ナンドゲートNANDにＨレベルが加わっても、その他
方の入力にはＬレベルが加わっているので、ナンドゲー
トNANDの出力は変化せず、抵抗R₄のナンドゲートに接続
されている端子はオープン状態のままとなる。すなわ
ち、第12図に示すごとく過電流検出回路26が過電流を検
出し、その出力がＬレベルとなった以後は、VCAO23の出
力はたとえばOVまで降下する。（尚、過電流検出回路26
の出力（Ｌレベル）が短時間であった時にはOVまで降下
しない）。そして過電流検出回路26の出力がＨレベルと
なってから、VCAO23の出力は立上る。この立上りは、た
とえば通常発振している電圧よりも低いので特定時間T_X
（正常信号範囲の間）にわたってPWMコンパレータ24の
出力はＬレベルを出力する。換言するならば、RSフリッ
プフロップの出力を過電流検出信号Ｆにより止め、図に
示すようにVCAO23の発振を停止する。この停止によって
VCAO23の出力電圧はａ・Va以下に落ちる。過電流検出回
路26の出力がＨレベルとなると、VCAO23の動作はａ・Va
以下の点から始めるので、チョッパ信号が検出されるに
は、過電流検出回路26がＨレベルを検出してから特定の
時間T_Xを有する。この様に過電流検出時にVCAO23の発振
を止め、この特定の時間T_Xを設けることによってVCAO2
3、PWMコンパレータ24が同時に作用（干渉）して検出パ
ルスが乱れないようにしている。

以上述べたように本発明においてはPWMコンパレータ2
4によってモータの電流を監視し、駆動回路29の駆動時
間を制御している。またデューティ指令によってPWMコ
ンパレータ24がスムーズにモータを回転する制御を行う
ことができる。また電流センサをA/D変換し、デジタル
データによってCPU21が取り込み、そのデジタルデータ
によって電流指令を発生し、再度モータを起動するよう
にしている。以上にように二重制御ループすなわち、電
流センサ28からPWMコンパレータ24を介したモータ駆動
からの制御さらには電流センサ28からA/D変換器30さら
にはCPU21,A/D変換器22,三角波発生回路23,PWMコンパレ
ータ24を介したモータ駆動回路29の制御の二つのループ
を有し一方のループによって逐次変化するモータ27の電
流に対する変動を制御し、さらにCPU21でゆっくりした
監視を行っている。

〔発明の効果〕

以上述べたように本発明によればハード回路によって
逐次モータ27の電流監視を行い、ゆっくりした監視によ
ってそれらの制御を監視できるので、そのCPUの制御処
理に余裕を有し他の高機能の処理をCPUが行うことがで
きる、 また、高周波制御が容易であるとともに、Duty制御及
び電流制御の両方が容易に行え、さらには両制御の移行
をスムーズに行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のブロック図、 第２図は本発明の実施例のシステム構成図、 第３図はCPU部の制御説明図、 第４図はVCAOの詳細な回路図、 第５図は入出力信号の説明図、 第６図はコンパレータの詳細な回路図、 第７図はコンパレータの入出力波形の説明図、 第８図は過電流制限回路の詳細な回路図、 第９図は過電流検出回路の入出力信号の説明図、 第10図は他の実施例の構成図、 第11図はVCAO、過電流検出回路、PWMコンバータの波形
説明図、 第12図は従来方式のシステム構成図、 第13図はVCAOの他の詳細な回路図である。 １……三角波発生回路、 ２……PWMコンパレータ、 ３……CPU.

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】振幅制御信号に従って三角波の振幅が変化
   する三角波発生回路と、 該三角波発生回路の三角波と、モータの電流をセンスし
   たセンス信号と、電流制限信号とが加わり、該センス信
   号と該電流制限信号とのうち大きい方の選択信号を前記
   三角波と比較し、該選択信号が前記三角波より小さい時
   に駆動信号をパルス幅として出力するPWMコンパレータ
   と、 前記三角波発生回路に前記振幅制御信号を加え、前記PW
   Mコンパレータに前記電流制限信号を加え、モータ駆動
   回路へ加わる前記駆動信号のパルス幅を変化させて前記
   モータ駆動回路が駆動するモータの電流を制御するCPU
   とにより成ることを特徴とするDCモータの電流制御回
   路。