JP2945233B2 - サブバンド分割フィルタバンク及びサブバンド合成フィルタバンク - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】本発明は、サブバンド符号化を行うサブバ
ンド分割フィルタバンク及びサブバンド合成フィルタバ
ンクに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】映像、音声等の情報を、その特徴をよく
表す形に変換する変換符号化の１つとして、サブバンド
符号化がある。図１に、従来のフィルタを用いたサブバ
ンド符号化システムの概略構成図を示す。図１の符号化
システムは、入力端子１、３段の分割フィルタ２、マル
チプレクサ３、伝送線路４、デマルチプレクサ５、３段
の合成フィルタ６、及び出力端子７を具え、サブバンド
分割、合成に直接関係のない量子化器、エントロピー符
号化器等は省略している。分割フィルタ２はそれぞれ１
段につき、基本要素である低域通過フィルタ(LPF) ８と
高域通過フィルタ(HPF) ９との対からなり、これらを多
段階に渡って（図１の場合３段）繰り返し用い、入力信
号を多数のサブバンド成分に分割している。また、合成
フィルタ６も低域通過フィルタ８と高域通過フィルタ９
との対を基本要素として多段階に渡ってファンイン形に
配列して多数のサブバンド成分を合成するようにしてい
る。

【０００３】次にこの分割符号化システムの動作を説明
する。入力端子１に入力されたデータ信号をHPF 出力及
びLPF 出力に分割した後に２対１のサブサンプリングを
２対１サブサンプラ１０を用いて行う。これらの動作を
上記HPF 出力及びLPF 出力についても行い、さらに分割
されたHPF 出力及びLPF 出力についても更に分割及びサ
ブサンプリングを行う。上記さらに分割されたHPF 出力
及びLPF 出力は、マルチプレクサ３に伝送された後に一
本化され、伝送線４を経てデマルチプレクサ５に伝送さ
れる。一本化されたデータ信号は、デマルチプレクサ５
で複数のHPF 出力及びLPF 出力に再び分割され（この場
合HPF 出力もLPF 出力も４本）、高域通過フィルタ８又
は低域通過フィルタ９に伝送された後加算器１１により
上記HPF出力及びLPF 出力が合成される。合成を３段に
渡っておこなった後出力は出力端子７に伝送される。

【０００４】図１のLPF 及びHPF はディジィタルフィル
タであり、ディジタルフィルタの概略構成図を図２に示
す。このディジタルフィルタは、入力端子１２、Ｎ個の
１サンプル遅延素子１３、N+1 個の係数乗算器１４、加
算器１５及び出力端子１６を具える。離散信号系列を表
すのに適したＺ変換の形を用いると、LPF の伝達関数Ｈ
₀ （Ｚ）とHPF の伝達関数Ｈ₁ （Ｚ）は、４タップ（係
数が４種類）の場合には式（１）及び（２）の形で表す
ことができる。

【数１７】H₀(Z)=a₀₀Z⁰+a₀₁Z^-1+a₀₂Z ^-2+a₀₃Z ^-3 (1)

【数１８】H₁(Z)=a₁₀Z⁰+a₁₁Z^-1+a₁₂Z ^-2+a₁₃Z ^-3 (2) ここでa₀₀,a₀₁,a₀₂ 及びa₀₃ はLPF の各タップの係数で
あり、a₁₀,a₁₁,a₁₂ 及びa₁₃ はHPF の各タップの係数で
あって、図２のa₀,a₁,─,a_n に相当する。なお、タップ
とは図２において１サンプル遅延素子が多数接続されて
いる各つなぎ目からの取り出し口のことをいう。図２に
おいて係数a₀はZ ^-1を１個も経由していないので、乗算
出力はa₀Z⁰である。係数a₁はZ ^-1を１個経由しているの
で、乗算出力はa₁Z ^-1、係数a₂はZ ^-1を２個経由してい
るので、乗算出力はa₂Z ^-2となる。これらをすべて加算
したものが図２に示すディジィタルフィルタ出力であ
り、a₀Z⁰+a₁Z^-1+a₂Z^-2+ ─となる。

【０００５】図３に、従来のフィルタを用いた他のサブ
バンド符号化システムの概略構成図を示す。画像デー
タ、音声データ等を入力したとき、一般にLPF 出力の電
力に比べてHPF 出力の電力は小さいので、HPF 出力をさ
らに分割するようなことはせずにLPF 出力のみを分割す
るようにしている。その他の構成は、図１のサブバンド
符号化システムと同様であり、その動作も同様である。
図３に示すように、分割されたLPF 出力及びHPF 出力は
それぞれ２対１のサンプリングを行った後に伝送され、
受信側で合成フィルタを通過した後に復元される。２対
１のサンプリングを行う理由は、２種類のフィルタ出力
を同時に伝送するためそれぞれの出力の伝送頻度が1/2
でよいからである。ただしその場合には、合成フィルタ
及び分割フィルタは以下に示す条件を満たす必要があ
る。

【０００６】２対１のサブサンプリングを行った後の伝
達関数は、サンプリング位相が２種類あるので、１個の
フィルタ出力に対して２種類存在する。LPF の伝達関数
H₀(Z) に対してサンプリング後の伝達関数をH₀₀(Z)及び
H₀₁(Z)、HPF の伝達関数H₁(Z) に対してサンプリング後
の伝達関数をH₁₀(Z)及びH₁₁(Z)とすると、これらの伝達
関数は式(3) 〜(6) のようになる。

【数１９】H₀₀(Z)=a₀₀Z⁰+a₀₂Z ^-2 (3)

【数２０】H₀₁(Z)=a₀₁Z ^-1+a₀₃Z ^-3 (4)

【数２１】H₁₀(Z)=a₁₀Z⁰+a₁₂Z ^-2 (5)

【数２２】H₁₁(Z)=a₁₁Z ^-1+a₁₃Z ^-3 (6)

【０００７】さらに、合成LPF の伝達関数をG₀(Z) 、合
成HPF の伝達関数をG₁(Z) とすると、G₀(Z) 及びG₁(Z)
は式(7) 及び(8) で表される。

【数２３】G₀(Z)=d₀₀Z⁰+d₀₁Z^-1+d₀₂Z ^-2+d₀₃Z ^-3 (7)

【数２４】G₁(Z)=d₁₀Z⁰+d₁₁Z^-1+d₁₂Z ^-2+d₁₃Z ^-3 (8) このとき入力から復号出力までの全系の伝達関数は、２
種類のサブサンプリング位相に対応して式(9) 及び(10)
の左辺として表される。

【数２５】H₀₀(Z)G₀(Z)+H₁₀(Z)G₁(Z)=Z ^-N (9)

【数２６】H₀₁(Z)G₀(Z)+H₁₁(Z)G₁(Z)=Z ^-N (10) 入力が歪なしに復元されるためには、式(9) 及び(10)の
右辺がいずれもZ ^-Nと示されているように、入力に対し
て一定時間遅延の形となる必要がある。ただしＮはフィ
ルタのタップ数より１少ない整数であり、この場合N=3
である。式(3)〜(10)により、(11)〜(17)の関係式が導
かれる。

【数２７】 a₀₀d₀₀+a₁₀d₁₀=0 (11)

【数２８】 a₀₀d₀₁+a₁₀d₁₁=a₀₁d₀₀+a₁₁d₁₀=0 (12)

【数２９】 a₀₀d₀₂+a₀₂d₀₀+a₁₀d₁₂+a₁₂d₁₀=a₀₁d₀₁+a₁₁d₁₁=0 (13)

【数３０】 a₀₀d₀₃+a₀₂d₀₁+a₁₀d₁₃+a₁₂d₁₁=a₀₁d₀₂+a₀₃d₀₀+a₁₁d₁₂+a₁₃d₁₀=1 (14)

【数３１】 a₀₂d₀₂+a₁₂d₁₂=a₀₁d₀₃+a₀₃d₀₁+a₁₁d₁₃+a₁₃d₁₁=0 (15)

【数３２】 a₀₂d₀₃+a₁₂d₁₃=a₀₃d₀₂+a₁₃d₁₂=0 (16)

【数３３】 a₀₃d₀₃+a₁₃d₁₃=0 (17)

【０００８】式(11)〜(17)を解くと以下の結果が得られ
る。

【数３４】d₀₀=a₁₀ (18)

【数３５】d₀₁=-a₁₁ (19)

【数３６】d₀₂=a₁₂ (20)

【数３７】d₀₃=-a₁₃ (21)

【数３８】d₁₀=-a₀₀ (22)

【数３９】d₁₁=a₀₁ (23)

【数４０】d₁₂=-a₀₂ (24)

【数４１】d₁₃=a₀₃ (25)

【数４２】a₀₀a₁₁=a₀₁a₁₀ (26)

【数４３】-a₀₀a₁₃-a₀₂a₁₁+a₁₀a₀₃+a₁₂a₀₁=1 (27) 式(18)〜(25)を式(7) 及び(8) に代入すると、式(28)及
び(29)のようになる。

【数４４】 G₀(Z)=a₁₀Z⁰-a₁₁Z^-1+a₁₂Z ^-2-a₁₃Z ^-3=H₁(-Z) (28)

【数４５】 G₁(Z)=-a₀₀Z⁰+a₀₁Z ^-1-a₀₂Z ^-2+a₀₃Z ^-3=-H₀(-Z) (29)

【０００９】上述した式(1) 及び(2) に示す分割フィル
タは以下に示す条件を満たすことが望ましい。 係数列の対称性 係数列の値は、中心に関して線対称又は点対称であるこ
とが望ましい。線対称とは、例えば式(1) においてa₀₁=
a₀₂,a₀₀=a₀₃ であることをいう。点対称とは、例えば式
(2) において-a₁₁=a₁₂,-a₁₀=a₁₃ であることをいう。図
３に示すシステムにおいてデータ圧縮するときは、各分
割フィルタ出力値の丸めを行うことが必要となる。これ
を量子化という。量子化に伴う歪は、復号出力において
ノイズとなって現れる。分割フィルタの係数列の値が対
称でないときは復号後のノイズが偏って現れ、画像符号
化では主観画質が低下する。

【００１０】係数列間の直交性 ２種類のフィルタの係数列を積和演算した結果が０であ
るとき、これらの係数列は直交しているという。係数列
の積和演算とは２つの伝達関数の同じZ ^-mの係数同士の
積のすべての和の演算をいう。例えば、式(1) 及び(2)
においてa₀₀a₁₀+a₀₁a₁₁+a₀₂a₁₂+a₀₃a₁₃ の演算をいう。
２種類のフィルタの係数列が直交していないときには、
第１の係数列の値に比例したデータ列が入力に与えられ
た場合第２の係数列を持つフィルタの出力に０でない値
が現れ、分割効率が悪くなる。したがって各々のフィル
タの係数列間で直交性があることが望ましい。ここでH₀
(Z) 、H₁(Z) の一方が線対称で他方が点対称であれば、
H₀(Z) とH₁(Z) との間の直交性は確保される。このとき
式(1) 及び(2) は式(31)及び(32)のようになる。

【数４６】H₀(Z)=a₀₀Z⁰+a₀₁Z^-1+a₀₁Z ^-2+a₀₀Z ^-3 (30)

【数４７】H₁(Z)=a₁₀Z⁰+a₁₁Z^-1-a₁₁Z ^-2-a₁₀Z ^-3 (31) 式(30)及び(31)の係数列の積和演算は、

【数４８】a₀₀a₁₀+a₀₁a₁₁-a₀₁a₁₁-a₀₀a₁₀=0 となるのでH₀(Z) とH₁(Z) とは直交していることがわか
る。

【００１１】図３に示したとおり、２種類のフィルタ出
力はそれぞれ２対１のサブサンプリングを行うので、時
間的に直前の出力を与えるフィルタの伝達関数は、LPF
の伝達関数H₀(Z) に対してZ ^-2H₀(Z) 、HPF の伝達関数
H₁(Z) に対してZ ^-2H₁(Z) となる。H₀(Z) に対してZ ^-2
H₀(Z) となる理由は、２サンプル前に得られた出力を２
サンプル後の現在の値として表すには、２サンプル遅延
素子を通過させればよいからである。さらにその前の出
力を与えるフィルタの伝達関数は、Z ^-4H₀(Z) 及びZ ^-4
H₁(Z) となる。したがって４タップフィルタの場合に
は、これらの係数の内H₀(Z) 及びH₁(Z) と係数列がオー
バーラップしているものとしてZ ^-2H₀(Z) とZ ^-2H₁(Z)
とがある。ここでオーバーラップしている状態とは、２
種類の伝達関数において同一のZ ^-mの係数が双方とも０
でない状態をいう。これらの相互間が直交するための条
件は以下のようになる。H₀(Z) とZ ^-2H₁(Z) との間又は
Z ^-2H₀(Z) とH₁(Z) との間については、

【数４９】 a₀₁a₁₀+a₀₀a₁₁=0 (32) H₀(Z) とZ ^-2H₀(Z) との間については、

【数５０】 a₀₀a₀₁=0 (33) H₁(Z) とZ ^-2H₁(Z) との間については、

【数５１】 a₁₀a₁₁=0 (34) となる。ここで例えば、式(32)を求めるにはH₀(Z) とZ
^-2H₁(Z) =a₁₀Z ^-2+a₁₁Z ^-3-a₁₁Z ^-4-a₁₀Z ^-5との各係数
列の積和演算を行えばよいことになる。

【００１２】しかしながら、LPF 出力の分割を１段につ
き２分割する場合（図３参照）、式(33)及び(34)を満足
させるためにはa₀₀,a₀₁,a₁₀,a₁₁ のうちのいずれかが０
となるので、４タップフィルタが成立しなくなる。した
がって４タップフィルタでは、関連する係数列間の直交
性を完全に満たすことができない。この現象はタップ数
が４以上の場合にも同様に生じ、例えば６タップフィル
タの場合には、H₀(Z)とZ ^-4H₀(Z) との間及びH₁(Z) とZ
^-4H₁(Z) との間において直交性を満たすことができな
い。唯一直交性を満たすことができるのは、タップ数が
２つの場合だけである。しかしながら、タップ数が２つ
の場合には、H₀(Z) とZ ^-2H₀(Z) 及びH₁(Z) とZ ^-2H
₁(Z) のそれぞれの係数列がオーバーラップしていな
い。このようなオーバーラップしていない係数列を持っ
たフィルタ出力を量子化して復号した場合、サブサンプ
ルごと（ブロックごと）の量子化歪がそのまま復号出力
に現れ、画像の場合視覚的に目立つ歪となる。この歪
は、離散コサイン変換(DCT) において問題とされている
ブロック歪である。このブロック歪は、フィルタの各係
数列が時間的にオーバーラップしていれば平均化されて
視覚的に目立たないものとなる。本発明は、以上の問題
点を解決するものであり、データを圧縮し、伝達する際
に量子化歪が生じないサブバンド４分割フィルタバンク
及びサブバンド４合成フィルタバンクを提供することを
目的とするものである。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明のサブバンド分割
フィルタバンクは、入力信号を、低域通過フィルタ、第
１の帯域通過フィルタ、第２の帯域通過フィルタおよび
高域通過フィルタに並列的に供給して、帯域に応じて４
分割されたサブバンド成分を取り出すようにしたサブバ
ンド分割フィルタバンクにおいて、前記低域通過フィル
タは、８タップの遅延素子を具え、前記低域通過フィル
タのＺ変換により表された伝達関数を、

【数５２】 H₀(Z)=-a₀b₀Z⁰+b₀Z ^-1+a₀Z^-2+Z^-3+Z^-4+a₀Z^-5+b₀Z ^-6-a₀b₀Z ^-7 と設定し、前記第１の帯域通過フィルタは、８タップの
遅延素子を具え、前記第１の帯域通過フィルタのＺ変換
により表された伝達関数を、

【数５３】 H₁(Z)=-b₁Z⁰+a₁b₁Z ^-1+Z^-2+a₁Z^-3-a₁Z^-4-Z ^-5-a₁b₁Z ^-6+b₁Z ^-7 と設定し、前記第２の帯域通過フィルタは、８タップの
遅延素子を具え、前記第２の帯域通過フィルタのＺ変換
により表された伝達関数を、

【数５４】 H₂(Z)=b₁Z⁰+a₁b₁Z ^-1-Z ^-2+a₁Z ^-3+a₁Z ^-4-Z ^-5+a₁b₁Z ^-6+b₁Z ^-7 とし、前記高域通過フィルタは、８タップの遅延素子を
具え、前記高域通過フィルタのＺ変換により表された伝
達関数を、

【数５５】 H₃(Z)=a₀b₀Z⁰+b₀Z ^-1-a₀Z ^-2+Z^-3-Z^-4+a₀Z^-5-b₀Z ^-6-a₀b₀Z ^-7 と設定し、a₀,b₀,a₁及びb₁を０以外の任意の係数とした
ことを特徴とするものである。

【００１４】本発明の他のサブバンド分割フィルタバン
クは、ファンアウト形に配列されたＮ段のフィルタ段を
具え、各フィルタ段は、低域通過フィルタ、第１の帯域
通過フィルタ、第２の帯域通過フィルタおよび高域通過
フィルタを具え、入力信号を、１段目のフィルタ段の低
域通過フィルタ、第１の帯域通過フィルタ、第２の帯域
通過フィルタおよび高域通過フィルタに並列的に供給
し、Ｎ段目のフィルタ段以外のフィルタ段の低域通過フ
ィルタの出力を、そのフィルタ段に後続するフィルタ段
の低域通過フィルタ、第１の帯域通過フィルタ、第２の
帯域通過フィルタおよび高域通過フィルタに並列的に供
給して、Ｎ段目のフィルタ段から、帯域に応じて３Ｎ＋
１分割されたサブバンド成分を取り出すようにしたサブ
バンド分割フィルタバンクにおいて、前記低域通過フィ
ルタは、８タップの遅延素子を具え、前記低域通過フィ
ルタのＺ変換により表された伝達関数を、

【数５６】 H₀(Z)=-a₀b₀Z⁰+b₀Z ^-1+a₀Z^-2+Z^-3+Z^-4+a₀Z^-5+b₀Z ^-6-a₀b₀Z ^-7 と設定し、前記第１の帯域通過フィルタは、８タップの
遅延素子を具え、前記第１の帯域通過フィルタのＺ変換
により表された伝達関数を、

【数５７】 H₁(Z)=-b₁Z⁰+a₁b₁Z ^-1+Z^-2+a₁Z^-3-a₁Z^-4-Z ^-5-a₁b₁Z ^-6+b₁Z ^-7 と設定し、前記第２の帯域通過フィルタは、８タップの
遅延素子を具え、前記第２の帯域通過フィルタのＺ変換
により表された伝達関数を、

【数５８】 H₂(Z)=b₁Z⁰+a₁b₁Z ^-1-Z ^-2+a₁Z ^-3+a₁Z ^-4-Z ^-5+a₁b₁Z ^-6+b₁Z ^-7 とし、前記高域通過フィルタは、８タップの遅延素子を
具え、前記高域通過フィルタのＺ変換により表された伝
達関数を、

【数５９】 H₃(Z)=a₀b₀Z⁰+b₀Z ^-1-a₀Z ^-2+Z^-3-Z^-4+a₀Z^-5-b₀Z ^-6-a₀b₀Z ^-7 と設定し、Ｎを２以上の整数とし、a₀,b₀,a₁及びb₁を０
以外の任意の係数としたことを特徴とするものである。

【００１５】また、本発明のサブバンド合成フィルタバ
ンクは、帯域に応じて４分割された入力サブバンド成分
がそれぞれ供給される低域通過フィルタ、第１の帯域通
過フィルタ、第２の帯域通過フィルタおよび高域通過フ
ィルタと、これらフィルタの出力を合成する加算器とを
具えるサブバンド合成フィルタバンクにおいて、前記低
域通過フィルタは、８タップの遅延素子を具え、前記低
域通過フィルタのＺ変換により表された伝達関数を、

【数６０】 G₀(Z)=-a₀b₀Z⁰+b₀Z ^-1+a₀Z^-2+Z^-3+Z^-4+a₀Z^-5+b₀Z ^-6-a₀b₀Z ^-7 と設定し、前記第１の帯域通過フィルタは、８タップの
遅延素子を具え、前記第１の帯域通過フィルタのＺ変換
により表された伝達関数を、

【数６１】 G₁(Z)=b₁Z⁰-a₁b₁Z ^-1-Z ^-2-a₁Z^-3+a₁Z^-4+Z ^-5+a₁b₁Z ^-6-b₁Z ^-7 と設定し、前記第１の帯域通過フィルタは、８タップの
遅延素子を具え、前記第２の帯域通過フィルタのＺ変換
により表された伝達関数を、

【数６２】 G₂(Z)=b₁Z⁰+a₁b₁Z ^-1-Z ^-2+a₁Z ^-3+a₁Z ^-4-Z ^-5+a₁b₁Z ^-6+b₁Z ^-7 と設定し、前記高域通過フィルタは、８タップの遅延素
子を具え、前記高域通過フィルタのＺ変換により表され
た伝達関数を、

【数６３】 G₃(Z)=-a₀b₀Z⁰-b₀Z ^-1+a₀Z ^-2-Z ^-3+Z^-4-a₀Z^-5+b₀Z ^-6+a₀b₀Z ^-7 と設定し、a₀,b₀,a₁及びb₁を０以外の任意の係数とした
ことを特徴とするものである。

【００１６】さらに、本発明による他のサブバンド合成
フィルタバンクは、ファンイン形に配列されたＮ段（Ｎ
は２以上の整数）のフィルタ段を具え、各フィルタ段
は、低域通過フィルタ、第１の帯域通過フィルタ、第２
の帯域通過フィルタおよび高域通過フィルタと、これら
フィルタの出力を合成する加算器とを具え、Ｎ段目のフ
ィルタ段以外のフィルタ段の加算器の出力をそのフィル
タ段に後続するフィルタ段の低域通過フィルタへ供給す
るように構成するとともに、帯域に応じて３Ｎ＋１分割
された入力サブバンド成分が１段目のフィルタ段の４つ
のフィルタに供給されるとともに２段目以降のフィルタ
段の第１の帯域通過フィルタ、第２の帯域通過フィルタ
および高域通過フィルタに供給されるように構成された
サブバンド合成フィルタにおいて、前記低域通過フィル
タは、８タップの遅延素子を具え、前記低域通過フィル
タのＺ変換により表された伝達関数を、

【数６４】 G₀(Z)=-a₀b₀Z⁰+b₀Z ^-1+a₀Z^-2+Z^-3+Z^-4+a₀Z^-5+b₀Z ^-6-a₀b₀Z ^-7 と設定し、前記第１の帯域通過フィルタは、８タップの
遅延素子を具え、前記第１の帯域通過フィルタのＺ変換
により表された伝達関数を、

【数６５】 G₁(Z)=b₁Z⁰-a₁b₁Z ^-1-Z ^-2-a₁Z^-3+a₁Z^-4+Z ^-5+a₁b₁Z ^-6-b₁Z ^-7 と設定し、前記第１の帯域通過フィルタは、８タップの
遅延素子を具え、前記第２の帯域通過フィルタのＺ変換
により表された伝達関数を、

【数６６】 G₂(Z)=b₁Z⁰+a₁b₁Z ^-1-Z ^-2+a₁Z ^-3+a₁Z ^-4-Z ^-5+a₁b₁Z ^-6+b₁Z ^-7 と設定し、前記高域通過フィルタは、８タップの遅延素
子を具え、前記高域通過フィルタのＺ変換により表され
た伝達関数を、

【数６７】 G₃(Z)=-a₀b₀Z⁰-b₀Z ^-1+a₀Z ^-2-Z ^-3+Z^-4-a₀Z^-5+b₀Z ^-6+a₀b₀Z ^-7 と設定し、Ｎを２以上の整数とし、a₀,b₀,a₁及びb₁を０
以外の任意の係数としたことを特徴とするものである。

【００１７】

【作用】本発明のサブバンド分割フィルタバンクでは、
その基本構成を、低域通過フィルタ(LPF) 、第１の帯域
通過フィルタ(BPF1)、第２の帯域通過フィルタ(BPF2)、
高域通過フィルタ(HPF) の４つのフィルタを以て構成し
ている。これらLPF,BPF1,BPF2 及びHPF の伝達関数をそ
れぞれH₀(Z),H₁(Z),H₂(Z),H₃(Z) とすると、８タップの
場合式(35)〜(38)のように表される。なお、係数列の対
称性は確保されている。

【数６８】 H₀(Z)=a₀₀Z⁰+a₀₁Z ^-1+a₀₂Z ^-2+Z^-3+Z^-4+a₀₂Z ^-5+a₀₁Z ^-6+a₀₀Z ^-7 (35)

【数６９】 H₁(Z)=a₁₀Z⁰+a₁₁Z ^-1+a₁₂Z ^-2+Z^-3-Z^-4-a₁₂Z ^-5-a₁₁Z ^-6-a₁₀Z ^-7 (36)

【数７０】 H₂(Z)=a₂₀Z⁰+a₂₁Z ^-1+a₂₂Z ^-2+Z^-3+Z^-4+a₂₂Z ^-5+a₂₁Z ^-6+a₂₀Z ^-7 (37)

【数７１】 H₃(Z)=a₃₀Z⁰+a₃₁Z ^-1+a₃₂Z ^-2+Z^-3-Z^-4-a₃₂Z ^-5-a₃₁Z ^-6-a₃₀Z ^-7 (38) これらのフィルタのフィルタ出力はそれぞれ４対１のサ
ブサンプリングを行うので、時間的に直前の出力を与え
るフィルタの伝達関数はH₀(Z) に対してZ ^-4H₀(Z) 、H₁
(Z) に対してZ ^-4H₁(Z) 、H₂(Z) に対してZ ^-4H₂(Z) 、
H₃(Z) に対してZ ^-4H₃(Z) となる。８タップフィルタの
場合、H₀(Z),H₁(Z),H₂(Z),H₃(Z) とオーバーラップして
いる係数列は以上の４種だけである。これらの相互間の
うち、LPF とHPF に関する係数列が直交するための条件
は、H₀(Z) とZ ^-4H₀(Z) との間については、

【数７２】 a₀₀=-a₀₁a₀₂ (39) H₃(Z) とZ ^-4H₃(Z) との間については、

【数７３】 a₃₀=-a₃₁a₃₂ (40) H₀(Z) とZ ^-4H₃(Z) との間又はZ ^-4H₀(Z) とH₃(Z) との
間については、

【数７４】 a₃₀+a₀₂a₃₁+a₀₁a₃₂+a₀₀=0 (41) となる。式(41)に式(39)及び(40)を代入すると、

【数７５】 (a₀₁-a₃₁)(a₀₂-a₃₂)=0 (42) となる。

【００１８】次に、入力データのサンプリング周期をＴ
としたとき、LPF の周波数特性F₀(ωT)とHPF の周波数
特性F₃ (ωT)はナイキスト周波数の1/2 であるωT=π/2
に関して対称であることが望ましい。ここでまず、F₀
(ωT)及びF₃ (ωT)は式(43)及び(44)で表される。

【数７６】 F₀ (ωT)=cosωT/2+a₀₂cos3 ωT/2+a₀₁cos5 ωT/2-a₀₁a₀₂cos7ωT/2 (43)

【数７７】 F₃ (ωT)=sinωT/2+a₃₂sin3 ωT/2+a₃₁sin5 ωT/2-a₃₁a₃₂sin7ωT/2 (44) F₀ (ωT)とF₃ (ωT)の特性を対称とするためには、F
₀(0)=F₃ (π) 及びF₀ (π/2)=F₃ (π/2) であることが
必要である。これらの関係を式(43)及び(44)に代入する
と式(45)及び(46)が得られる。

【数７８】 1+a₀₂+a₀₁-a₀₁a₀₂=1-a₃₂+a₃₁+a₃₁a₃₂ (45)

【数７９】 1-a₀₂-a₀₁-a₀₁a₀₂=1+a₃₂-a₃₁+a₃₁a₃₂ (46) ここで(45)+(46) より、

【数８０】 a₀₁a₀₂=-a₃₁a₃₂ (47) (45)-(46) より、

【数８１】 a₀₂+a₀₁=-a₃₂+a₃₁ (48) となる。さらに式(42)より、

【数８２】 a₀₁=a₃₁ (49) または、

【数８３】 a₀₂=a₃₂ (50) となるので、このうちまず式(49)が成立する場合を考え
る。このとき式(47)及び(48)により、

【数８４】 a₀₂=-a₃₂ (51) となる。一方、式(50)が成立する場合は、式(47)及び(4
8)により、

【数８５】 a₃₁=a₃₂=a₀₂=-a₀₁ (52) となる。式(52)が成立する場合は、F₀(0)=√2F₀(π/2)
及びF₃ (π)=√2F₃(π/2) となり、LPF 及びHPF の周波
数特性が良くならないので採用しない。以上に示した計
算から、係数間に式(39),(40),(49)及び(51)が成立す
る。ここで改めて

【数８６】 a₀=a₀₂ (53)

【数８７】 b₀=a₀₁ (54) とおく。このとき、a₀₀=-a₀b₀,a₃₂=-a₀,a₃₁=b₀,a₃₀=a₀b
₀ となる。

【００１９】次に、BPF1とBPF2に関する係数列間が直交
するための条件より、LPF とHPF の場合と同様にして式
(55),(56) 及び(57)が成立する。

【数８８】 a₁₀=-a₁₁a₁₂ (55)

【数８９】 a₂₀=-a₂₁a₂₂ (56)

【数９０】 (a₁₁-a₂₁)(a₁₂-a₂₂)=0 (57) 同様にBPF1の周波数特性F₁ (ωT)とBPF2の周波数特性F₂
(ωT)もωT=π/2に関して対称であることが望ましい。
F₁ (ωT)及びF₂ (ωT)は式(58)及び(59)で表される。

【数９１】 F₁ (ωT)=sinωT/2+a₁₂sin3 ωT/2+a₁₁sin5 ωT/2-a₁₁a₁₂sin7ωT/2 (58)

【数９２】 F₂ (ωT)=-cos ωT/2-a₂₂cos3 ωT/2-a₂₁cos5 ωT/2+a₂₁a₂₂cos7ωT/2 (59)

【数９３】F₀ (ωT)とF₃ (ωT)の場合と同様にF₁ (ωT)
とF₂ (ωT)の特性を対称とするためには、F₂(0)=F₁
(π) 及びF₂ (π/2)=F₁ (π/2) であることが必要であ
る。これらの関係を式(58)及び(59)に代入すると式(60)
及び(61)が得られる。

【数９４】 1+a₂₂+a₂₁-a₂₁a₂₂=1-a₁₂+a₁₁+a₁₁a₁₂ (60)

【数９５】 1-a₂₂-a₂₁-a₂₁a₂₂=1+a₁₂-a₁₁+a₁₁a₁₂ (61) ここで(60)+(61) より、

【数９６】 a₂₁a₂₂=-a₁₁a₁₂ (62) (60)-(61) より、

【数９７】 a₂₂+a₂₁=-a₁₂+a₁₁ (63) となる。以後、上述したLPF とHPF の場合と同様の理由
により、式(57)から得られる２つの関係式のうち

【数９８】 a₁₁=a₂₁ (64) を採用する。式(62)及び(63)により、

【数９９】 a₁₂=-a₂₂ (65) が得られる。以上により、係数間に式(55),(56),(64)及
び(65)が成立する。

【００２０】次に式(59)からF₂ (ωT)の微分値を求める
と、

【数１００】 dF₂(ωT)/dωT=1/2 〔sin ωT/2+3a₂₂sin3ωT/2 +5a₂₁sin5 ωT/2-7a₂₁a₂₂sin7 ωT/2 〕(66) ωT=π/2におけるF₂ (ωT)の微分値に対して以下に示す
条件をつける。

【数１０１】 この条件は、F₂ (ωT)とF₁ (ωT)の周波数特性の分離度
をよくするために与える。式(59),(66),(67),(64) 及び
(65)から、

【数１０２】 2+a₁₂<1/a₁₁ (68) となる。さらにF₂ (ωT)とF₃ (ωT)の周波数特性の分離
度をよくするために以下に示す条件を与える。

【数１０３】 式(59),(66),(69),(64) 及び(65)から、

【数１０４】 1/a₁₁<-3.8281/a₁₂+6.8276 (70) となる。式(68)及び(70)より1/a₁₁ を消去すると、

【数１０５】 (a₁₂-3.8274)(a₁₂-1.0002)<0 (71) となり、式(71)により、

【数１０６】 3.8274>a₁₂>1.0002 (72) となる。

【００２１】式(67)及び(69)に示す条件を与えたとき、
式(72)のようになることがわかったので、ここで改めて
H₁(Z) 及びH₂(Z) の全ての係数にa₁=1/a₁₂を掛ける。ま
たb₁=a₁₁とする。このとき、1 →a₁,a₁₂→1,a₁₁ →a
₁b₁,a₁₁a₁₂ →b₁となる。

【００２２】以上で説明したように、 (1) H₀(Z),H₁(Z),H₂(Z) 及びH₃(Z) の各係数の対称性 (2) H₀(Z),Z ^-4H₀(Z),H₃(Z) 及びZ ^-4H₃(Z) の４種の相
互間の直交性 (3) H₁(Z),Z ^-4H₁(Z),H₂(Z) 及びZ ^-4H₂(Z) の４種の相
互間の直交性 (4) F₀ (ωT)とF₃ (ωT)の特性の対称性 (5) F₁ (ωT)とF₂ (ωT)の特性の対称性 とを満たす４種類のフィルタの係数は式(73)〜(76)によ
り示される。

【数１０７】 H₀(Z)=-a₀b₀Z⁰+b₀Z ^-1+a₀Z^-2+Z^-3+Z^-4+a₀Z^-5+b₀Z ^-6-a₀b₀Z ^-7 (73)

【数１０８】 H₁(Z)=-b₁Z⁰+a₁b₁Z ^-1+Z^-2+a₁Z^-3-a₁Z^-4-Z ^-5-a₁b₁Z ^-6+b₁Z ^-7 (74)

【数１０９】 H₂(Z)=b₁Z⁰+a₁b₁Z ^-1-Z ^-2+a₁Z ^-3+a₁Z ^-4-Z ^-5+a₁b₁Z ^-6+b₁Z ^-7 (75)

【数１１０】 H₃(Z)=a₀b₀Z⁰+b₀Z ^-1-a₀Z ^-2+Z^-3-Z^-4+a₀Z^-5-b₀Z ^-6-a₀b₀Z ^-7 (76)

【００２３】本発明のサブバンド分割フィルタバンク
は、式(73)〜(76)に示す伝達関数を有する４種類の分割
フィルタを具える。式(73)〜(76)において４個の未定係
数値が存在するので、さらに４種の条件を与えることが
できる。以下、重要と思われる条件を列挙する。まず、
H₀(Z) とH₂(Z) との間又はH₁(Z) とH₃(Z) との間で直交
性を満たす必要がある。このとき、いずれの場合にも式
(77)を満足する必要がある。

【数１１１】 (a₀-a₁)(1+b₀b₁)=0 (77) 通常、式(77)より式(78)を満足する必要がある。

【数１１２】 a₀=a₁ (78)

【００２４】BPF2のゼロ周波数におけるレスポンスをゼ
ロとする必要がある。このとき式(59)により、式(79)を
満たすことが必要である。

【数１１３】 a₁-1+a₁b₁+b₁=0 (79)

【００２５】H₀(Z) とZ ^-4H₁(Z) との間又はH₀(Z) とZ
^-4H₂(Z) との間の直交性及びH₃(Z)とZ ^-4H₁(Z) との間
又はH₃(Z) とZ ^-4H₂(Z) のとの間の直交性を満たす必要
がある。即ち式(80)及び(81)を満たす必要がある。

【数１１４】 (b₀-b₁)(1-a₀a₁)=0 (80)

【数１１５】 (b₀-b₁)(1+a₀a₁)=0 (81) 式(80)及び(81)から共通の条件として、

【数１１６】 b₀=b₁ (82) が成立する必要がある。

【００２６】各フィルタの周波数特性を良くするため
に、指定する周波数においてF₀ (ωT)＝０又はF₂ (ωT)
=0である必要がある。以上に示したいくつかの条件の中
から重要度に応じて４種類を選択することにより、未定
係数値を決定することができる。

【００２７】上述した各フィルタ係数列の対称性及び直
交性の他に、サブバンドフィルタに必要な性質としては
完全再構成性がある。この性質は、サブバンド分割した
各成分データを合成フィルタを通して復元したときに符
号器に入力したデータが完全に再現され、その前後のサ
ンプル時間にスプリアス成分を生じないというものであ
る。だだし、復元したデータに処理時間の遅れを伴うこ
とは差し支えない。完全再構成性は、分割フィルタの伝
達関数と合成フィルタの伝達関数の双方により決定され
る。４種類の分割フィルタに対応する４種類の合成フィ
ルタの伝達関数をそれぞれ、G₀(Z),G₁(Z),G₂(Z),G₃(Z)
とし、フィルタのタップ数をＮ＋１とするとき、

【数１１７】 において、A _N 以外のA _n がすべてゼロであるとき、完
全再構成である、という。フィルタ係数列が対称である
とき、

【数１１８】 G₀(Z)=-H₃(-Z)=H₀(Z) (84)

【数１１９】 G₁(Z)=H₂(-Z)=-H₁(Z) (85)

【数１２０】 G₂(Z)=-H₁(-Z)=H₂(Z) (86)

【数１２１】 G₃(Z)=H₀(-Z)=-H₃(Z) (87) となるので、式(83)に式(73)〜(76)及び式(84)〜(87)を
代入すれば、式(88)のようになる。

【数１２２】 H₀ ²(Z)-H₁ ²(Z)+H₂ ²(Z)-H₃ ²(Z)=4(2+a₀ ²+a₁ ²+b₀ ²+b₁ ²+a₀ ²b₀ ²+a₁ ²b₁ ²)Z ^-7 +4(a₀-a₁+b₀-b₁-a₀ ²b₀+a₁ ²b₁)(Z^-5+Z^-9) +4(a₁b₁ ²-a₀b₀ ²)(Z ^-1+Z ^-13) (88) 式(88)において右辺第１項が時間遅れを伴った入力デー
タであり、第２項と第３項がスプリアス成分である。上
述した未定係数を決定する条件の内、式(78)及び(82)が
成立する場合には、式(88)により、完全再構成性が自動
的に満たされる。また、そうでない場合でも係数列間の
直交性を良くするため、式(78)及び(82)の関係を大きく
外れた値にすることはないので、式(88)におけるスプリ
アス成分はかなり小さい値となる。したがって本発明の
サブバンド分割フィルタバンク及び合成フィルタバンク
では、完全再構成性が満たされるので、サブバンド分割
フィルタバンクによって分割されたデータを完全に再現
できる。

【００２８】以下、本発明のサブバンド分割フィルタバ
ンク及びサブバンド合成フィルタの実施例を、図面を参
照して詳細に説明する。図４に、本発明のサブバンド分
割フィルタバンク及びサブバンド合成フィルタバンクを
用いたサブバンドフィルタの概略構成図を、図５に、本
発明のサブバンド分割フィルタバンク及びサブバンド合
成フィルタバンクを用いたサブバンド符号化システムの
ブロックダイヤグラムをそれぞれ示す。

【００２９】図５の符号化システムは、入力端子６１
（図４の入力端子４１に相当）、A/D変換器６２、分割
フィルタバンク６３（図４の３段の分割フィルタ４２に
相当）、量子化器６４、マルチプレクサ６５（図４のマ
ルチプレクサ４３に相当）、エントロピー符号器６６、
チェックデータ生成及び付加回路６７、ディジタル変調
回路６８、伝送線６９（図４の伝送線４４に相当）、デ
ィジタル復調回路７０、誤り訂正回路７１、エントロピ
ー復号器７２、デマルチプレクサ７３（図４のデマルチ
プレクサ４３に相当）、逆量子化器７４、合成フィルタ
バンク７５（図４の３段の合成フィルタ４６に相当）、
D/A 変換器７６及び出力端子７７（図４の出力端子４７
に相当）を具える。図１及び図３と同様に、図４におい
てサブバンド分割、合成に直接関係のない量子化器、エ
ントロピー符号化器等は省略している。分割フィルタ４
２はそれぞれ１段につき、基本要素である高域通過フィ
ルタ(HPF) ４８、第１帯域通過フィルタ（BPF1) ５０、
第２帯域通過フィルタ（BPF2) ４９、低域通過フィルタ
(LPF) ５１とからなり、これらを多段階に渡って（この
場合３段）繰り返してファンアウト形に配列している。
すなわち、各段の低域通過フィルタの出力を次段の高域
通過フィルタ４８、第１及び第２の帯域通過フィルタ５
０及び４９、低域通過フィルタ５１に並列に供給するよ
うに構成する。一方、サブバンド合成フィルタ４６の各
段は、高域通過フィルタ４８、第１及び第２の帯域通過
フィルタ５０及び４９、低域通過フィルタ５１及びこれ
らのフィルタの出力を合成する加算器５３を以て構成
し、複数の段をファンイン形に配列する。また、各段の
加算器の出力を次段の低域通過フィルタ５１に供給する
ように構成するとともに多数の入力サブバンド成分を、
第１段の４つのフィルタ４８〜５１及び２段以降の高域
通過フィルタ４８、第１及び第２の帯域通過フィルタ５
０及び４９に供給するように構成する。

【００３０】図５の符号化システムの動作を説明する。
まず、入力端子６１に映像信号を入力する。この映像信
号はA/D 変換器６２に伝送され、ここでディジタルデー
タに変換される。このディジタルデータは分割フィルタ
バンク６３に伝送され、ここで多数のサブバンド成分に
分割される。これらのサブバンド成分はフィルタ出力と
して量子化器６４に伝送される。量子化器６４では、上
記フィルタ出力の丸め即ちデータの精度（桁数）を必要
最小限まで減らす処理を行う。量子化器６４での量子化
はデータを圧縮するために行われる。なお量子化器６４
は、分割フィルタ４２（図４）ごとに挿入し、精度をサ
ブバンドごとに設定できるようにする。

【００３１】量子化された各段の上記フィルタ出力は、
マルチプレクサ６５に伝送されてから一本化され、時間
的に直列に並べられる。上記フィルタ出力の配列につい
ては、以下詳細に説明する。上記フィルタ出力は、マル
チプレクサ６５からエントロピー符号器６６に伝送され
てからエントロピー符号化を行う。エントロピー符号化
とは、入力データ値の発生確率に応じて出力符号の長さ
を変化させる符号化のことをいう。即ちエントロピー符
号器６６では、発生確率の高いデータには短い符号を割
り当て、発生確率の低いデータには長い符号を割り当て
ることによって統計的にデータ量の削減を行っている。
したがってエントロピー符号器６６では、各データ値の
発生確率を測定し、それに基づいて変換表を作製してい
る。

【００３２】エントロピー符号器６６に伝送された上記
フィルタ出力は、チェックデータ生成及び付加回路６７
に伝送される。ここでは、伝送線路６９で発生する誤り
が主としてランダム誤りであるか、又はバースト誤りで
あるかによって、上記フィルタ出力をそれぞれに適した
誤り訂正を行う。上記フィルタ出力は、さらにディジタ
ル変調回路６８に伝送される。ここでは、上記フィルタ
出力の直流分に近い低周波域及び高周波域の周波数領域
の成分が少ない形に符号を変換する。このような変換を
行うのは、記録システムも含めて通常の伝送線路は伝送
周波数帯域の両端、即ち直流分に近い低周波域と高周波
域の伝送特性がよくないからである。

【００３３】上記フィルタ出力は、さらに伝送線路６９
を経てディジタル復調回路７０に伝送され、ここで変調
された上記フィルタ出力を復調する。復調された上記フ
ィルタ出力は、誤り訂正回路７１に伝送され、ここで伝
送回路６９を通過したことにより発生した誤りを検出し
た後訂正する。その後上記フィルタ出力はエントロピト
ー復号器７２に伝送される。ここでは、エントロピー符
号器６６で符号化された上記フィルタ出力の復号を行
う。復号された上記フィルタ出力は、デマルチプレクサ
７３に伝送され、マルチプレクサ６５で一本化された上
記フィルタ出力の直列データを並列にして複数本に分配
する。分配された上記フィルタ出力は、逆量子化器７４
に伝送され、量子化器６４によって減らしたデータの桁
数を元に戻す。さらに上記フィルタ出力は合成フィルタ
バンク７５に伝送されて合成された後D/A 変換器７６に
伝送され、ここでアナログデータに変換して出力端子７
７に伝送する。出力端子７７では、上記フィルタ出力の
復号出力を得る。

【００３４】図６に、本発明のサブバンド分割フィルタ
バンク及びサブバンド合成フィルタバンクを用いたサブ
バンド符号化システムのマルチプレクサの出力における
データ配列順序の一例を示す。上記実施例で説明したよ
うに、量子化された各段のフィルタ出力はマルチプレク
サ６５によって一本化され、時間的に直列に並べられ
る。上記実施例のように分割フィルタが３段である場合
には、３段目の出力が１回得られるごとに２段目の出力
は４回、１段目の出力は１６回得られる。したがってこ
れらのデータを直列に並べる方法の一つとして以下の操
作を行う。まず、１つの段で同時に得られる３個の出力
（ただし最終段のみ４個の出力）を帯域が低い順に並べ
る。次に１つの段の中では時間的な順序通りに並べる。
さらに各段の順序はデータの生成順とは逆に最終段から
初段へ向かう順序に並べる。図６には、以上のようにし
て並べたデータ配列順序の一例を示している。各フィル
タ名の直後の数字はフィルタ段の番号、２番目の数字は
１つの段の中でのデータ順の番号、３番目の数字はBPF
の区別を示す番号である。各段の順序をデータの生成順
と逆にする理由は、後段の方がデータの総量がはるかに
少なく、より低周波域のデータであること、また、電力
が大きく、より重要度が高いからである。

【００３５】図７に、本発明のサブバンド分割フィルタ
バンクの空間周波数─レスポンスの特性図を示す。式(7
3)〜(76)の４種の未定係数値の一例として、H₀(Z) とH₂
(Z)の直交性を満足させる他に空間周波数 ωＴの上でH
₀(Z) のωT=π/2,H₂(Z)のωT=0 とωT=π/3(Tはサンプ
リング周期) の三点でレスポンスをゼロとした。この結
果各係数は、

【数１２３】a₀=a₁=1/2,b₀=b₁=1/3 となり、図７のようなフィルタ特性図が得られる。な
お、図７においてF0はLPFのレスポンス、F1,F2 は第
１、第２のBPF のレスポンス、F3はHPF のレスポンスを
それぞれ示している。このとき、関連するすべての係数
列間の直交性が満たされ、さらに完全再構成性も満足す
る。

【００３６】本実施例では、分割フィルタ段数が３の場
合について説明したが、段数は任意である。また本実施
例では、映像信号の入出力について説明したが、音声信
号の入出力についても同様に実施できる。なお、映像信
号の入出力を行う場合には伝送線の代わりに記録システ
ム（例えばVTR ）を用いてもよい。

【００３７】

【発明の効果】本発明のサブバンド分割フィルタバンク
及びサブバンド合成フィルタバンクによれば、低域通過
フィルタの伝達関数H₀(Z) の係数列と、第１の帯域通過
フィルタの伝達関数H₁(Z) の係数列と、第２の帯域通過
フィルタの伝達関数H₂(Z) の係数列と、高域通過フィル
タの伝達関数H₃(Z) の係数列とがすべて直交しているの
で、分割効率がよいという効果を有するとともに、完全
再構成性が満たされるので、サブバンド分割フィルタバ
ンクによって分割されたデータを完全に再現できるとい
う効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のフィルタを用いたサブバンド符号化シス
テムの概略構成図を示す。

【図２】ディジタルフィルタの概略構成図を示す。

【図３】従来のフィルタを用いた他のサブバンド符号化
システムの概略構成図を示す。

【図４】本発明のサブバンド分割フィルタバンク及びサ
ブバンド合成フィルタバンクの概略構成図を示す。

【図５】本発明のサブバンド分割フィルタバンク及びサ
ブバンド合成フィルタバンクを用いたサブバンド符号化
システムのブロックダイヤグラムを示す。

【図６】本発明のサブバンド分割フィルタバンク及びサ
ブバンド合成フィルタバンクを用いたサブバンド符号化
システムのマルチプレクサの出力におけるデータ配列順
序の一例を示す。

【図７】本発明のサブバンド分割フィルタバンクの空間
周波数─レスポンス特性図を示す。

【符号の説明】

１，１２，２１，４１，６１ 入力端子 ２，２２，４２ 分割フィルタ ３，２３，４３，６５ マルチプレクサ ４，２４，４４，６９ 伝送線 ５，２５，４５，７３ デマルチプレクサ ６，２６，４６ 合成フィルタ ７，１６，２７，４７，７７ 出力端子 ８，２８，４８ 高域通過フィルタ ９，２９，５１ 低域通過フィルタ １０，３０ ２対１サブサンプラ １１，１５，３１，５３ 加算器 １３ １サンプル遅延素子 １４ 係数乗算器 ４９ 第２帯域通過フィルタ ５０ 第１帯域通過フィルタ ５２ ４対１サブサンプラ ６２ A/D 変換器 ６３ 分割フィルタバンク ６４ 量子化器 ６６ エントロピー符号器 ６７ チェックデータ生成及び付加回路 ６８ ディジタル変調回路 ７０ ディジタル復調回路 ７１ 誤り訂正回路 ７２ エントロピー復号器 ７４ 逆量子化器 ７５ 合成フィルタバンク ７６ D/A 変換器

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H03H 17/00 - 17/08 H04B 14/00 - 14/08

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号を、低域通過フィルタ、第１の
   帯域通過フィルタ、第２の帯域通過フィルタおよび高域
   通過フィルタに並列的に供給して、帯域に応じて４分割
   されたサブバンド成分を取り出すようにしたサブバンド
   分割フィルタバンクにおいて、 前記低域通過フィルタは、８タップの遅延素子を具え、
   前記低域通過フィルタのＺ変換により表された伝達関数
   を、 【数１】 H₀(Z)=-a₀b₀Z⁰+b₀Z ^-1+a₀Z^-2+Z^-3+Z^-4+a₀Z^-5+b₀Z ^-6-a₀b₀Z ^-7 と設定し、 前記第１の帯域通過フィルタは、８タップの遅延素子を
   具え、前記第１の帯域通過フィルタのＺ変換により表さ
   れた伝達関数を、 【数２】 H₁(Z)=-b₁Z⁰+a₁b₁Z ^-1+Z^-2+a₁Z^-3-a₁Z^-4-Z ^-5-a₁b₁Z ^-6+b₁Z ^-7 と設定し、 前記第２の帯域通過フィルタは、８タップの遅延素子を
   具え、前記第２の帯域通過フィルタのＺ変換により表さ
   れた伝達関数を、 【数３】 H₂(Z)=b₁Z⁰+a₁b₁Z ^-1-Z ^-2+a₁Z ^-3+a₁Z ^-4-Z ^-5+a₁b₁Z ^-6+b₁Z ^-7 とし、 前記高域通過フィルタは、８タップの遅延素子を具え、
   前記高域通過フィルタのＺ変換により表された伝達関数
   を、 【数４】 H₃(Z)=a₀b₀Z⁰+b₀Z ^-1-a₀Z ^-2+Z^-3-Z^-4+a₀Z^-5-b₀Z ^-6-a₀b₀Z ^-7 と設定し、 a₀,b₀,a₁及びb₁を０以外の任意の係数としたことを特徴
   とするサブバンド分割フィルタバンク。
2. 【請求項２】 ファンアウト形に配列されたＮ段のフィ
   ルタ段を具え、 各フィルタ段は、低域通過フィルタ、第１の帯域通過フ
   ィルタ、第２の帯域通過フィルタおよび高域通過フィル
   タを具え、 入力信号を、１段目のフィルタ段の低域通過フィルタ、
   第１の帯域通過フィルタ、第２の帯域通過フィルタおよ
   び高域通過フィルタに並列的に供給し、Ｎ段目のフィル
   タ段以外のフィルタ段の低域通過フィルタの出力を、そ
   のフィルタ段に後続するフィルタ段の低域通過フィル
   タ、第１の帯域通過フィルタ、第２の帯域通過フィルタ
   および高域通過フィルタに並列的に供給して、Ｎ段目の
   フィルタ段から、帯域に応じて３Ｎ＋１分割されたサブ
   バンド成分を取り出すようにしたサブバンド分割フィル
   タバンクにおいて、 前記低域通過フィルタは、８タップの遅延素子を具え、
   前記低域通過フィルタのＺ変換により表された伝達関数
   を、 【数５】 H₀(Z)=-a₀b₀Z⁰+b₀Z ^-1+a₀Z^-2+Z^-3+Z^-4+a₀Z^-5+b₀Z ^-6-a₀b₀Z ^-7 と設定し、前記第１の帯域通過フィルタは、８タップの
   遅延素子を具え、前記第１の帯域通過フィルタのＺ変換
   により表された伝達関数を、 【数６】 H₁(Z)=-b₁Z⁰+a₁b₁Z ^-1+Z^-2+a₁Z^-3-a₁Z^-4-Z ^-5-a₁b₁Z ^-6+b₁Z ^-7 と設定し、前記第２の帯域通過フィルタは、８タップの
   遅延素子を具え、前記第２の帯域通過フィルタのＺ変換
   により表された伝達関数を、 【数７】 H₂(Z)=b₁Z⁰+a₁b₁Z ^-1-Z ^-2+a₁Z ^-3+a₁Z ^-4-Z ^-5+a₁b₁Z ^-6+b₁Z ^-7 とし、前記高域通過フィルタは、８タップの遅延素子を
   具え、前記高域通過フィルタのＺ変換により表された伝
   達関数を、 【数８】 H₃(Z)=a₀b₀Z⁰+b₀Z ^-1-a₀Z ^-2+Z^-3-Z^-4+a₀Z^-5-b₀Z ^-6-a₀b₀Z ^-7 と設定し、 Ｎを２以上の整数とし、a₀,b₀,a₁及びb₁を０以外の任意
   の係数としたことを特徴とするサブバンド分割フィルタ
   バンク。
3. 【請求項３】 帯域に応じて４分割された入力サブバン
   ド成分がそれぞれ供給される低域通過フィルタ、第１の
   帯域通過フィルタ、第２の帯域通過フィルタおよび高域
   通過フィルタと、これらフィルタの出力を合成する加算
   器とを具えるサブバンド合成フィルタバンクにおいて、 前記低域通過フィルタは、８タップの遅延素子を具え、
   前記低域通過フィルタのＺ変換により表された伝達関数
   を、 【数９】 G₀(Z)=-a₀b₀Z⁰+b₀Z ^-1+a₀Z^-2+Z^-3+Z^-4+a₀Z^-5+b₀Z ^-6-a₀b₀Z ^-7 と設定し、 前記第１の帯域通過フィルタは、８タップの遅延素子を
   具え、前記第１の帯域通過フィルタのＺ変換により表さ
   れた伝達関数を、 【数１０】 G₁(Z)=b₁Z⁰-a₁b₁Z ^-1-Z ^-2-a₁Z^-3+a₁Z^-4+Z ^-5+a₁b₁Z ^-6-b₁Z ^-7 と設定し、 前記第１の帯域通過フィルタは、８タップの遅延素子を
   具え、前記第２の帯域通過フィルタのＺ変換により表さ
   れた伝達関数を、 【数１１】 G₂(Z)=b₁Z⁰+a₁b₁Z ^-1-Z ^-2+a₁Z ^-3+a₁Z ^-4-Z ^-5+a₁b₁Z ^-6+b₁Z ^-7 と設定し、 前記高域通過フィルタは、８タップの遅延素子を具え、
   前記高域通過フィルタのＺ変換により表された伝達関数
   を、 【数１２】 G₃(Z)=-a₀b₀Z⁰-b₀Z ^-1+a₀Z ^-2-Z ^-3+Z^-4-a₀Z^-5+b₀Z ^-6+a₀b₀Z ^-7 と設定し、 a₀,b₀,a₁及びb₁を０以外の任意の係数としたことを特徴
   とするサブバンド合成フィルタバンク。
4. 【請求項４】 ファンイン形に配列されたＮ段のフィル
   タ段を具え、 各フィルタ段は、低域通過フィルタ、第１の帯域通過フ
   ィルタ、第２の帯域通過フィルタおよび高域通過フィル
   タと、これらフィルタの出力を合成する加算器とを具
   え、 Ｎ段目のフィルタ段以外のフィルタ段の加算器の出力を
   そのフィルタ段に後続するフィルタ段の低域通過フィル
   タへ供給するように構成するとともに、帯域に応じて３
   Ｎ＋１分割された入力サブバンド成分が１段目のフィル
   タ段の４つのフィルタに供給されるとともに２段目以降
   のフィルタ段の第１の帯域通過フィルタ、第２の帯域通
   過フィルタおよび高域通過フィルタに供給されるように
   構成されたサブバンド合成フィルタにおいて、 前記低域通過フィルタは、８タップの遅延素子を具え、
   前記低域通過フィルタのＺ変換により表された伝達関数
   を、 【数１３】 G₀(Z)=-a₀b₀Z⁰+b₀Z ^-1+a₀Z^-2+Z^-3+Z^-4+a₀Z^-5+b₀Z ^-6-a₀b₀Z ^-7 と設定し、 前記第１の帯域通過フィルタは、８タップの遅延素子を
   具え、前記第１の帯域通過フィルタのＺ変換により表さ
   れた伝達関数を、 【数１４】 G₁(Z)=b₁Z⁰-a₁b₁Z ^-1-Z ^-2-a₁Z^-3+a₁Z^-4+Z ^-5+a₁b₁Z ^-6-b₁Z ^-7 と設定し、 前記第１の帯域通過フィルタは、８タップの遅延素子を
   具え、前記第２の帯域通過フィルタのＺ変換により表さ
   れた伝達関数を、 【数１５】 G₂(Z)=b₁Z⁰+a₁b₁Z ^-1-Z ^-2+a₁Z ^-3+a₁Z ^-4-Z ^-5+a₁b₁Z ^-6+b₁Z ^-7 と設定し、 前記高域通過フィルタは、８タップの遅延素子を具え、
   前記高域通過フィルタのＺ変換により表された伝達関数
   を、 【数１６】 G₃(Z)=-a₀b₀Z⁰-b₀Z ^-1+a₀Z ^-2-Z ^-3+Z^-4-a₀Z^-5+b₀Z ^-6+a₀b₀Z ^-7 と設定し、 Ｎを２以上の整数とし、a₀,b₀,a₁及びb₁を０以外の任意
   の係数としたことを特徴とするサブバンド合成フィルタ
   バンク。