JP2778324B2 - サブバンド分割方式 - Google Patents
サブバンド分割方式Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はオーディオ信号や画像信
号などの１次元や２次元信号を原信号とするディジタル
信号処理に関する。
号などの１次元や２次元信号を原信号とするディジタル
信号処理に関する。
【０００２】
【従来の技術】１次元や２次元信号を帯域分割して扱う
サブバンド分割は極めて有用な技術であり、オーディオ
信号や画像信号の圧縮符号化などに用いられている。こ
の技術に関しては例えば、エヌ・エス・ジャイアントと
ピーター・ノル（Ｎ．Ｓ．Ｊａｙａｎｔ ａｎｄ Ｐｅ
ｔｅｒ Ｎｏｌｌ）による米国プレンティスホール社
（ＰＲＥＮＴＩＣＥ−ＨＡＬＬ Ｉｎｃ，ＵＳＡ）、西
暦１９８４年発行「ディジタル・コーディング・オブ・
ウェーブフォーム」（“Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｄｉｎｇ
ｏｆ Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ”）の第１１章に詳しく記
述されている。
サブバンド分割は極めて有用な技術であり、オーディオ
信号や画像信号の圧縮符号化などに用いられている。こ
の技術に関しては例えば、エヌ・エス・ジャイアントと
ピーター・ノル（Ｎ．Ｓ．Ｊａｙａｎｔ ａｎｄ Ｐｅ
ｔｅｒ Ｎｏｌｌ）による米国プレンティスホール社
（ＰＲＥＮＴＩＣＥ−ＨＡＬＬ Ｉｎｃ，ＵＳＡ）、西
暦１９８４年発行「ディジタル・コーディング・オブ・
ウェーブフォーム」（“Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｄｉｎｇ
ｏｆ Ｗａｖｅｆｏｒｍｓ”）の第１１章に詳しく記
述されている。
【０００３】この技術で最も簡単な構成は２分割フィル
タバンクである。図１１に示すように原信号は、２分割
フィルタバンク５０の低域通過フィルタ１０と高域通過
フィルタ１１にそれぞれ入力されて２つの信号に分割さ
れる。これらの２分割された信号には間引き回路２０，
２１により２：１の間引きが行われ、全体のサンプル数
は変わらないように調節される。これらの分割された信
号上で処理部４０により様々の処理が行われる。これら
の分割された信号は、やはり図１１に示すように合成フ
ィルタバンク６０の補間回路２２，２３により１：２に
補間処理（１サンプル毎にゼロ信号が挿入される）が行
われ、それぞれ低域通過フィルタ１２と高域通過フィル
タ１３を通された後、加算器３０で加え合わされ、原信
号が再現される。
タバンクである。図１１に示すように原信号は、２分割
フィルタバンク５０の低域通過フィルタ１０と高域通過
フィルタ１１にそれぞれ入力されて２つの信号に分割さ
れる。これらの２分割された信号には間引き回路２０，
２１により２：１の間引きが行われ、全体のサンプル数
は変わらないように調節される。これらの分割された信
号上で処理部４０により様々の処理が行われる。これら
の分割された信号は、やはり図１１に示すように合成フ
ィルタバンク６０の補間回路２２，２３により１：２に
補間処理（１サンプル毎にゼロ信号が挿入される）が行
われ、それぞれ低域通過フィルタ１２と高域通過フィル
タ１３を通された後、加算器３０で加え合わされ、原信
号が再現される。
【０００４】更に２分割以上のサブバンド分割を行うた
めには、一般的にこの２分割フィルタバンク５０を階層
的に繰り返して使用することが多い。例えば、図１２に
示すように全ての分割信号を２分割フィルタバンク５０
−１，５０−２，５０−３，５０−４，５０−５，５０
−６，５０−７で再帰的に分割していったり、図１３の
ように低域側の信号のみ２分割フィルタバンク５０−
１，５０−２，５０−３で再帰的に分割していく方法が
よく知られている。
めには、一般的にこの２分割フィルタバンク５０を階層
的に繰り返して使用することが多い。例えば、図１２に
示すように全ての分割信号を２分割フィルタバンク５０
−１，５０−２，５０−３，５０−４，５０−５，５０
−６，５０−７で再帰的に分割していったり、図１３の
ように低域側の信号のみ２分割フィルタバンク５０−
１，５０−２，５０−３で再帰的に分割していく方法が
よく知られている。
【０００５】この手法は２次元信号にも拡張できる。図
１４に分割側だけを示すが、この場合は垂直方向の低域
通過フィルタ７０と高域通過フィルタ７１と水平方向の
低域通過フィルタ７２，７４と高域通過フィルタ７３，
７５と２：１間引き回路８０，８１，８２，８３，８
４，８５による４分割フィルタバンク９０をひとつの単
位として、図１５に示すように４分割フィルタバンク９
０−１，９０−２，９０−３でやはり階層的に分割を行
うことができる。
１４に分割側だけを示すが、この場合は垂直方向の低域
通過フィルタ７０と高域通過フィルタ７１と水平方向の
低域通過フィルタ７２，７４と高域通過フィルタ７３，
７５と２：１間引き回路８０，８１，８２，８３，８
４，８５による４分割フィルタバンク９０をひとつの単
位として、図１５に示すように４分割フィルタバンク９
０−１，９０−２，９０−３でやはり階層的に分割を行
うことができる。
【０００６】原信号の完全な再現を保証するためには、
２分割フィルタバンクで用いられる４つのフィルタ、す
なわち分割側の低域通過フィルタと高域通過フィルタ
と、合成側の低域通過フィルタと高域通過フィルタが、
ある条件を満たさなくてはならない。その条件を満たす
フィルタは現在までにいくつか提案されており、例えば
キュー・エム・エフ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｍｉｒｒ
ｏｒ Ｆｉｌｔｅｒ，以下ＱＭＦと略称）、シー・キュ
ー・エフ（Ｃｏｎｊｕｇａｔｅｄ Ｑｕａｄｒａｔｕｒ
ｅ Ｆｉｌｔｅｒ，以下ＣＱＦと略称）、ウェーブレッ
トフィルタが提案されている。ＱＭＦについては前掲の
「ディジタル・コーディング・オブ・ウェーブフォー
ム」に詳しく、ＣＱＦについては例えばエム・ジェイ・
ティー・スミスとティー・ピー・バーンウェル（Ｍ．
Ｊ．Ｔ．Ｓｍｉｔｈ ａｎｄ Ｔ．Ｐ．Ｂａｒｎｗｅｌ
ｌ）による「エグザクト・リコンストラクション・フォ
ー・ツリーストタクチャド・サブバンド・コーダー
ス」、アイ・イー・イー・イー、トランズアクション・
オン・アコースティック・スピーチ・アンド・シグナル
・プロセッシング、西暦１９８６年６月、第３４巻、４
３４頁から４４１頁（Ｅｘａｃｔ ｒｅｃｏｎｓｔｒｕ
ｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ｔｒｅｅ−ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｄ
ｓｕｂｂａｎｄ ｃｏｄｅｒｓ，“ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ
ｓ．ｏｎ Ａｃｏｕｔ．，Ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ Ｓｉ
ｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．ＡＳＳＰ−
３４，ｐｐ．４３４−４４１，Ｊｕｎｅ １９８６．）
に詳しくウェーブレットフィルタに関しては例えばイン
グリッド・ドビッシー「オーソノーマル・ベーシス・オ
ブ・コンパクトリー・サポーテッド・ウェーブレッツ」
コミュニケーション・オン・ピュア・アンド・アプライ
ド・マスマティックス、西暦１９８８年、第４１巻、９
０９頁から９９６頁（Ｉ．Ｄａｕｂｅｃｈｉｅｓ，“Ｏ
ｒｔｈｏｎｏｒｍａｌ Ｂａｓｅｓ ｏｆ Ｃｏｍｐａ
ｃｔｌｙ ｓｕｐｏｒｔｅｄ Ｗａｖｅｌｅｔｓ，“Ｃ
ｏｍｍｕｎ．ｏｎ Ｐｕｒｅ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｅｄ
Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ，ｖｏｌ．ＸＬＩ，９０９−
９９６，１９８８．）に詳しい。
２分割フィルタバンクで用いられる４つのフィルタ、す
なわち分割側の低域通過フィルタと高域通過フィルタ
と、合成側の低域通過フィルタと高域通過フィルタが、
ある条件を満たさなくてはならない。その条件を満たす
フィルタは現在までにいくつか提案されており、例えば
キュー・エム・エフ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｍｉｒｒ
ｏｒ Ｆｉｌｔｅｒ，以下ＱＭＦと略称）、シー・キュ
ー・エフ（Ｃｏｎｊｕｇａｔｅｄ Ｑｕａｄｒａｔｕｒ
ｅ Ｆｉｌｔｅｒ，以下ＣＱＦと略称）、ウェーブレッ
トフィルタが提案されている。ＱＭＦについては前掲の
「ディジタル・コーディング・オブ・ウェーブフォー
ム」に詳しく、ＣＱＦについては例えばエム・ジェイ・
ティー・スミスとティー・ピー・バーンウェル（Ｍ．
Ｊ．Ｔ．Ｓｍｉｔｈ ａｎｄ Ｔ．Ｐ．Ｂａｒｎｗｅｌ
ｌ）による「エグザクト・リコンストラクション・フォ
ー・ツリーストタクチャド・サブバンド・コーダー
ス」、アイ・イー・イー・イー、トランズアクション・
オン・アコースティック・スピーチ・アンド・シグナル
・プロセッシング、西暦１９８６年６月、第３４巻、４
３４頁から４４１頁（Ｅｘａｃｔ ｒｅｃｏｎｓｔｒｕ
ｃｔｉｏｎ ｆｏｒ ｔｒｅｅ−ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｄ
ｓｕｂｂａｎｄ ｃｏｄｅｒｓ，“ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ
ｓ．ｏｎ Ａｃｏｕｔ．，Ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ Ｓｉ
ｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｖｏｌ．ＡＳＳＰ−
３４，ｐｐ．４３４−４４１，Ｊｕｎｅ １９８６．）
に詳しくウェーブレットフィルタに関しては例えばイン
グリッド・ドビッシー「オーソノーマル・ベーシス・オ
ブ・コンパクトリー・サポーテッド・ウェーブレッツ」
コミュニケーション・オン・ピュア・アンド・アプライ
ド・マスマティックス、西暦１９８８年、第４１巻、９
０９頁から９９６頁（Ｉ．Ｄａｕｂｅｃｈｉｅｓ，“Ｏ
ｒｔｈｏｎｏｒｍａｌ Ｂａｓｅｓ ｏｆ Ｃｏｍｐａ
ｃｔｌｙ ｓｕｐｏｒｔｅｄ Ｗａｖｅｌｅｔｓ，“Ｃ
ｏｍｍｕｎ．ｏｎ Ｐｕｒｅ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｅｄ
Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ，ｖｏｌ．ＸＬＩ，９０９−
９９６，１９８８．）に詳しい。
【０００７】ＱＭＦは対称フィルタ、つまり線形位相フ
ィルタであるが近似計算で求められているために精度を
要求すると大変長いタップ数のフィルタになってしま
う。ＣＱＦは対称性の条件を外して、つまり非線形位相
フィルタとして、高い精度で完全再構成を保証するフィ
ルタであり、更に前掲のイングリッド・ドビッシーによ
るウェーブレットフィルタはこれを更に進めた４タップ
や６タップの短いタップ数のフィルタである。
ィルタであるが近似計算で求められているために精度を
要求すると大変長いタップ数のフィルタになってしま
う。ＣＱＦは対称性の条件を外して、つまり非線形位相
フィルタとして、高い精度で完全再構成を保証するフィ
ルタであり、更に前掲のイングリッド・ドビッシーによ
るウェーブレットフィルタはこれを更に進めた４タップ
や６タップの短いタップ数のフィルタである。
【０００８】サブバンド分割の応用分野においては、完
全再構成の保証と共に短いフィルタという条件は大変に
望ましい。従って前掲のイングリッド・ドビッシーによ
るウェーブレットフィルタなどは大変有効なフィルタで
ある。しかしながら、その非線形性が障害になることが
ある。
全再構成の保証と共に短いフィルタという条件は大変に
望ましい。従って前掲のイングリッド・ドビッシーによ
るウェーブレットフィルタなどは大変有効なフィルタで
ある。しかしながら、その非線形性が障害になることが
ある。
【０００９】特に、このフィルタバンクを階層的に用い
た場合、この非線形フィルタを何回もかけるために、最
終的な非線形特性はかなり強くなる。階層数を４として
前掲のイングリッド・ドビッシーによって設計された４
タップのフィルタバンクを用いた場合の最終的なインパ
ルス応答を図１６に示す。図中ＦＦＦＦの表記で指示さ
れた曲線が最低周波サブバンドのインパルス応答であ
る。この図によって、インパルス応答の非対称性が明ら
かである。例えば符号化の応用分野では、サブバンド上
での量子化雑音がこのインパルス応答の形で出てくるこ
とを意味しており、この非対称性は好ましい性質のもの
ではない。
た場合、この非線形フィルタを何回もかけるために、最
終的な非線形特性はかなり強くなる。階層数を４として
前掲のイングリッド・ドビッシーによって設計された４
タップのフィルタバンクを用いた場合の最終的なインパ
ルス応答を図１６に示す。図中ＦＦＦＦの表記で指示さ
れた曲線が最低周波サブバンドのインパルス応答であ
る。この図によって、インパルス応答の非対称性が明ら
かである。例えば符号化の応用分野では、サブバンド上
での量子化雑音がこのインパルス応答の形で出てくるこ
とを意味しており、この非対称性は好ましい性質のもの
ではない。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、まず
非線形フィルタを用いた場合にサブバンド・フィルタバ
ンクを階層化したときのインパルス応答の非線形性を軽
減することにある。
非線形フィルタを用いた場合にサブバンド・フィルタバ
ンクを階層化したときのインパルス応答の非線形性を軽
減することにある。
【００１１】本発明の他の目的は、一般的にサブバンド
・フィルタバンクを階層化した時のインパルス応答の長
さを抑えることにある。
・フィルタバンクを階層化した時のインパルス応答の長
さを抑えることにある。
【００１２】本発明のさらに他の目的は、原信号として
１次元信号と２次元信号の２つの信号に対応するサブバ
ンド分割方式を提供することにある。
１次元信号と２次元信号の２つの信号に対応するサブバ
ンド分割方式を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】第１の発明の構成によれ
ば、１次元信号の階層的サブバンド分割フィルタバンク
において、各階層のフィルタバンクで用いられるフィル
タは同じだが、その向きが階層によっては逆になる。
ば、１次元信号の階層的サブバンド分割フィルタバンク
において、各階層のフィルタバンクで用いられるフィル
タは同じだが、その向きが階層によっては逆になる。
【００１４】また第２の発明の構成によれば、１次元信
号の階層的サブバンド分割フィルタバンクにおいて、順
序が後になる階層のフィルタほどタップ数が短くなる。
号の階層的サブバンド分割フィルタバンクにおいて、順
序が後になる階層のフィルタほどタップ数が短くなる。
【００１５】また第３の発明の構成によれば、２次元信
号の階層的サブバンド分割フィルタバンクにおいて、各
階層のフィルタバンクで用いられる水平方向と垂直方向
のフィルタは同じだが、そのフィルタ係数の順序が階層
によっては逆になる。
号の階層的サブバンド分割フィルタバンクにおいて、各
階層のフィルタバンクで用いられる水平方向と垂直方向
のフィルタは同じだが、そのフィルタ係数の順序が階層
によっては逆になる。
【００１６】また第４の発明の構成によれば、２次元信
号の階層的サブバンド分割フィルタバンクにおいて、順
序が後になる階層の水平方向と垂直方向のフィルタほど
タップ数が短くなる。
号の階層的サブバンド分割フィルタバンクにおいて、順
序が後になる階層の水平方向と垂直方向のフィルタほど
タップ数が短くなる。
【００１７】
【作用】本発明の作用を説明する。まず、第１の発明で
は各階層で同じフィルタを用いながら、フィルタの向き
を、ある階層内では逆にするというものである。
は各階層で同じフィルタを用いながら、フィルタの向き
を、ある階層内では逆にするというものである。
【００１８】ある非線形フィルタをかけた後に、フィル
タ係数を逆にしたフィルタをかければ、位相の非線形性
は相殺される。サブバンド・フィルタバンクの場合は、
フィルタの後に間引きが行われるために非線形性の完全
な相殺は期待できないが、それでも階層間でフィルタ係
数の順序を逆にすれば非線形性の抑制効果は期待でき
る。
タ係数を逆にしたフィルタをかければ、位相の非線形性
は相殺される。サブバンド・フィルタバンクの場合は、
フィルタの後に間引きが行われるために非線形性の完全
な相殺は期待できないが、それでも階層間でフィルタ係
数の順序を逆にすれば非線形性の抑制効果は期待でき
る。
【００１９】図１６に実例を示す。これは従来技術の項
でも説明したが４タップ・ウェーブレットフィルタを用
いて４階層のサブバンド分割を行った時の最低周波数帯
域のサブバンドのインパルス応答を示した図である。こ
こでは８種類のインパルス応答が描かれており、「Ｆ」
と「Ｒ」からなる４文字の組合わせで区別されている。
各文字が各階層でのフィルタ係数の向きを示しておりＦ
とＲは逆向きのフィルタである。例えばＦＦＲＦは２番
目の階層のフィルタ係数が逆向きとなることを示してい
る。この図１６から、全ての階層で同じ向きのフィルタ
を用いたＦＦＦＦよりも例えばＦＲＲＦ等のフィルタの
インパルス応答の方が高い対称性を持つことが、すなわ
ち、より線形性が高いことが明らかである。すなわち、
階層によってはフィルタ係数の順序を逆にすることで最
終的なインパルス応答の非線形性をかなり抑えることが
できる。
でも説明したが４タップ・ウェーブレットフィルタを用
いて４階層のサブバンド分割を行った時の最低周波数帯
域のサブバンドのインパルス応答を示した図である。こ
こでは８種類のインパルス応答が描かれており、「Ｆ」
と「Ｒ」からなる４文字の組合わせで区別されている。
各文字が各階層でのフィルタ係数の向きを示しておりＦ
とＲは逆向きのフィルタである。例えばＦＦＲＦは２番
目の階層のフィルタ係数が逆向きとなることを示してい
る。この図１６から、全ての階層で同じ向きのフィルタ
を用いたＦＦＦＦよりも例えばＦＲＲＦ等のフィルタの
インパルス応答の方が高い対称性を持つことが、すなわ
ち、より線形性が高いことが明らかである。すなわち、
階層によってはフィルタ係数の順序を逆にすることで最
終的なインパルス応答の非線形性をかなり抑えることが
できる。
【００２０】第２の発明の構成は、順序が後の階層程、
短いフィルタを用いるというものである。もし、全ての
階層でＫタップのフィルタを用いたとしたら、２階層で
インパルス応答は３Ｋ−２となり、３階層で７Ｋ−６と
なり、４階層で１５Ｋ−１４となる。もし、Ｋ＝４の比
較的短いフィルタを用いたとしても４階層の場合インパ
ルス応答が４６となることになる。こうした長いインパ
ルス応答は、例えば符号化などに応用した場合、雑音が
この長さだけ広がることを意味しており、好ましくない
場合がある。
短いフィルタを用いるというものである。もし、全ての
階層でＫタップのフィルタを用いたとしたら、２階層で
インパルス応答は３Ｋ−２となり、３階層で７Ｋ−６と
なり、４階層で１５Ｋ−１４となる。もし、Ｋ＝４の比
較的短いフィルタを用いたとしても４階層の場合インパ
ルス応答が４６となることになる。こうした長いインパ
ルス応答は、例えば符号化などに応用した場合、雑音が
この長さだけ広がることを意味しており、好ましくない
場合がある。
【００２１】そこで、ある階層のみフィルタの長さを抑
えるという方法が考えられる。この場合どの階層のフィ
ルタ長を短くするかであるが、先のインパルス応答長を
決定する式を、階層毎に異なるタップ数のフィルタを用
いる場合に拡張する。４階層の場合インパルス応答は８
Ｋ1 ＋４Ｋ2 ＋２Ｋ3 ＋４K −１４である。ここでＫ1
は（分割側で）順序的に最後の階層のフィルタタップ数
で、Ｋ4 が最初の階層のフィルタタップ数である。明ら
かに階層が後になるほどフィルタの長さが最終的なイン
パルス応答に大きく影響する。従って、フィルタの長さ
を抑えるのは、後の階層ほど効果的ということになる。
えるという方法が考えられる。この場合どの階層のフィ
ルタ長を短くするかであるが、先のインパルス応答長を
決定する式を、階層毎に異なるタップ数のフィルタを用
いる場合に拡張する。４階層の場合インパルス応答は８
Ｋ1 ＋４Ｋ2 ＋２Ｋ3 ＋４K −１４である。ここでＫ1
は（分割側で）順序的に最後の階層のフィルタタップ数
で、Ｋ4 が最初の階層のフィルタタップ数である。明ら
かに階層が後になるほどフィルタの長さが最終的なイン
パルス応答に大きく影響する。従って、フィルタの長さ
を抑えるのは、後の階層ほど効果的ということになる。
【００２２】図１７に、この発明の効果を示す実例を示
す。これは図１６同様、４階層のサブバンド分割を行っ
た時の最低周波数帯域のサブバンドのインパルス応答を
示した図である。最後の階層のみ２タップのフィルタを
用い、その他の階層は４タップのフィルタを用いた。こ
こでは４種類のインパルス応答が描かれており、「２」
と「Ｆ」と「Ｒ」からなる４文字の組合わせで区別され
ている。「２」は２タップフィルタを表し、「Ｆ」，
「Ｒ」は４タップフィルタを表すが、ＦとＲは逆向きの
フィルタである。例えば２ＦＲＦは最後の階層を除いて
４タップフィルタを用いるが、２番目の階層のフィルタ
係数が逆向きとなることを示している。この図１７と図
１６を比較すると、最後の階層のフィルタを４タップか
ら２タップへ替えることで最終的なインパルス応答が２
／３以下になったことが解る。
す。これは図１６同様、４階層のサブバンド分割を行っ
た時の最低周波数帯域のサブバンドのインパルス応答を
示した図である。最後の階層のみ２タップのフィルタを
用い、その他の階層は４タップのフィルタを用いた。こ
こでは４種類のインパルス応答が描かれており、「２」
と「Ｆ」と「Ｒ」からなる４文字の組合わせで区別され
ている。「２」は２タップフィルタを表し、「Ｆ」，
「Ｒ」は４タップフィルタを表すが、ＦとＲは逆向きの
フィルタである。例えば２ＦＲＦは最後の階層を除いて
４タップフィルタを用いるが、２番目の階層のフィルタ
係数が逆向きとなることを示している。この図１７と図
１６を比較すると、最後の階層のフィルタを４タップか
ら２タップへ替えることで最終的なインパルス応答が２
／３以下になったことが解る。
【００２３】第３の発明の構成は、第１の発明の構成を
２次元信号へ拡張したものである。すなわち、水平方向
と垂直方向のフィルタそれぞれに関して階層毎にそのフ
ィルタ係数の順序を逆にするものである。
２次元信号へ拡張したものである。すなわち、水平方向
と垂直方向のフィルタそれぞれに関して階層毎にそのフ
ィルタ係数の順序を逆にするものである。
【００２４】第４の発明の構成は、第２の発明の構成を
２次元信号へ拡張したものである。すなわち、水平方向
と垂直方向のフィルタそれぞれに関して、階層を追うに
従いフィルタ長を短くすることで、水平方向と垂直方向
のインパルス応答を短くするのである。
２次元信号へ拡張したものである。すなわち、水平方向
と垂直方向のフィルタそれぞれに関して、階層を追うに
従いフィルタ長を短くすることで、水平方向と垂直方向
のインパルス応答を短くするのである。
【００２５】
【実施例】第１の発明の実施例を図１に、第２の発明の
実施例を図２に示す。これらサブバンド分割方式は、図
１３で示した従来のサブバンド分割方式同様、２分割フ
ィルタバンク５０−ａ，５０−ｂ，５０−ｃを階層的に
配置したものであるが、各フィルタが異なり、その組合
わせに特徴がある。フィルタ５０−ａ，５０−ｂ，５０
−ｃを図３，図４，図５に示す。
実施例を図２に示す。これらサブバンド分割方式は、図
１３で示した従来のサブバンド分割方式同様、２分割フ
ィルタバンク５０−ａ，５０−ｂ，５０−ｃを階層的に
配置したものであるが、各フィルタが異なり、その組合
わせに特徴がある。フィルタ５０−ａ，５０−ｂ，５０
−ｃを図３，図４，図５に示す。
【００２６】図３，図４，図５において、１，２，３は
１サンプル遅延器であり、４，５，６，７，１４，１
５，１６，１７は乗算器、８，１８は加算器、２０，２
１は２：１間引き回路である。フィルタ５０−ａ，５０
−ｂは共に、４タップのＦＩＲフィルタを低域側と高域
側に備えているが、フィルタ係数（ｇ０，ｇ１，ｇ２，
ｇ３，ｈ０，ｈ１，ｈ２，ｈ３）の順序が逆になってい
る。フィルタ５０−ｃは２タップのＦＩＲフィルタを低
域側と高域側に備えている。図１の構成では、第２段目
のフィルタのみ５０−ｂとして、他を５０−ａとしてい
る。図２の構成では、最終段のフィルタのみ５０−ｃと
して、他を５０−ａとしている。
１サンプル遅延器であり、４，５，６，７，１４，１
５，１６，１７は乗算器、８，１８は加算器、２０，２
１は２：１間引き回路である。フィルタ５０−ａ，５０
−ｂは共に、４タップのＦＩＲフィルタを低域側と高域
側に備えているが、フィルタ係数（ｇ０，ｇ１，ｇ２，
ｇ３，ｈ０，ｈ１，ｈ２，ｈ３）の順序が逆になってい
る。フィルタ５０−ｃは２タップのＦＩＲフィルタを低
域側と高域側に備えている。図１の構成では、第２段目
のフィルタのみ５０−ｂとして、他を５０−ａとしてい
る。図２の構成では、最終段のフィルタのみ５０−ｃと
して、他を５０−ａとしている。
【００２７】第３の発明の実施例を図６に、第４の発明
の実施例を図７に示す。これらサブバンド分割方式は、
図１５で示した従来のサブバンド分割方式同様、４分割
フィルタバンク９０−ａ，９０−ｂ，９０−ｃを階層的
に配置したものであるが、各フィルタが異なりその組合
わせに特徴がある。フィルタ９０−ａ，９０−ｂ，９０
−ｃを図８，図９，図１０に示す。
の実施例を図７に示す。これらサブバンド分割方式は、
図１５で示した従来のサブバンド分割方式同様、４分割
フィルタバンク９０−ａ，９０−ｂ，９０−ｃを階層的
に配置したものであるが、各フィルタが異なりその組合
わせに特徴がある。フィルタ９０−ａ，９０−ｂ，９０
−ｃを図８，図９，図１０に示す。
【００２８】図８，図９，図１０において、２４，２
５，２６は１サンプル遅延器であり、４１，４２，４
３，４４，４５，４６は１ライン遅延器、２７，２８，
９１，９２，９３，９４は加算器、３１，３２，３３，
３４，３５，３６，３７，３８，５１，５２，５３，５
４，５５，５６，５７，５８，６１，６２，６３，６
４，６５，６６，６７，６８は乗算器、８２，８３，８
４，８５は水平方向の２：１間引き回路である。
５，２６は１サンプル遅延器であり、４１，４２，４
３，４４，４５，４６は１ライン遅延器、２７，２８，
９１，９２，９３，９４は加算器、３１，３２，３３，
３４，３５，３６，３７，３８，５１，５２，５３，５
４，５５，５６，５７，５８，６１，６２，６３，６
４，６５，６６，６７，６８は乗算器、８２，８３，８
４，８５は水平方向の２：１間引き回路である。
【００２９】このフィルタにより、まず水平方向のフィ
ルタが計算され、それから垂直方向のフィルタが計算さ
れる。フィルタ９０−ａ，９０−ｂは共に４タップのＦ
ＩＲフィルタを低域側と高域側に備え水平方向と垂直方
向のそれぞれに処理を行うが、フィルタ係数（ｇ０，ｇ
１，ｇ２，ｇ３，ｈ０，ｈ１，ｈ２，ｈ３）の順序が逆
になっている。フィルタ９０−ｃは２タップのＦＩＲフ
ィルタを低域側と高域側に備えている。図６の構成で
は、第２段目のフィルタのみ９０−ｂとして、他を９０
−ａとしている。図７の構成では、最終段のフィルタの
み９０−ｃとして、他を９０−ａとしている。
ルタが計算され、それから垂直方向のフィルタが計算さ
れる。フィルタ９０−ａ，９０−ｂは共に４タップのＦ
ＩＲフィルタを低域側と高域側に備え水平方向と垂直方
向のそれぞれに処理を行うが、フィルタ係数（ｇ０，ｇ
１，ｇ２，ｇ３，ｈ０，ｈ１，ｈ２，ｈ３）の順序が逆
になっている。フィルタ９０−ｃは２タップのＦＩＲフ
ィルタを低域側と高域側に備えている。図６の構成で
は、第２段目のフィルタのみ９０−ｂとして、他を９０
−ａとしている。図７の構成では、最終段のフィルタの
み９０−ｃとして、他を９０−ａとしている。
【００３０】
【発明の効果】第１，第３の発明に従えば、２分割以上
のサブバンド・フィルタバンクに関して各要素フィルタ
に非線形フィルタを用いても最終的なインパルス応答の
非線形性を抑えることができる。また第２，第４の発明
に従えば、一部のフィルタ長を抑えることでインパルス
応答長を大幅に抑えることができる。
のサブバンド・フィルタバンクに関して各要素フィルタ
に非線形フィルタを用いても最終的なインパルス応答の
非線形性を抑えることができる。また第２，第４の発明
に従えば、一部のフィルタ長を抑えることでインパルス
応答長を大幅に抑えることができる。
【図１】第１の発明の実施例を示す図である。
【図２】第２の発明の実施例を示す図である。
【図３】第１および第２の発明に用いたフィルタを示す
図である。
図である。
【図４】第１および第２の発明に用いたフィルタを示す
図である。
図である。
【図５】第１および第２の発明に用いたフィルタを示す
図である。
図である。
【図６】第３の発明の実施例を示す図である。
【図７】第４の発明の実施例を示す図である。
【図８】第３および第４の発明に用いた２次元フィルタ
を示す図である。
を示す図である。
【図９】第３および第４の発明に用いた２次元フィルタ
を示す図である。
を示す図である。
【図１０】第３および第４の発明に用いた２次元フィル
タを示す図である。
タを示す図である。
【図１１】２分割サブバンド・フィルタバンクを示す図
である。
である。
【図１２】２分割以上のサブバンド分割例を示す図であ
る。
る。
【図１３】２分割以上のサブバンド分割例を示す図であ
る。
る。
【図１４】２次元４分割サブバンド・フィルタバンクを
示す図である。
示す図である。
【図１５】２次元の４分割以上のサブバンド・フィルタ
バンク例を示す図である。
バンク例を示す図である。
【図１６】従来技術を用いた場合の最終的なインパルス
応答を示す図である。
応答を示す図である。
【図１７】本発明を用いた場合の最終的なインパルス応
答を示す図である。
答を示す図である。
１０，１２ 低域通過フィルタ ７０ 垂直方向の低域通過フィルタ ７２，７４ 水平方向の低域通過フィルタ ７１ 水平方向の高域通過フィルタ ７３，７５ 水平方向の高域通過フィルタ １１，１３ 高域通過フィルタ ２０，２１ ２：１間引き回路 ８０，８１ 垂直方向の２：１間引き回路 ８２，８３，８４，８５ 水平方向の２：１間引き回路 ２２，２３ １：２補間回路 ４０ 処理部 ５０，５０−１，５０−２，５０−３，５０−４，５０
−５，５０−６，５０−７，５０−ａ，５０−ｂ，５０
−ｃ ２分割フィルタバンク ６０ ２分割された信号を合成するフィルタバンク ９０，９０−１，９０−２，９０−３，９０−ａ，９０
−ｂ，９０−ｃ ２次元４分割フィルタバンク １，２，３，２４，２５，２６ １サンプル遅延器 ４１，４２，４３，４４，４５，４６ １ライン遅延器 ４，５，６，７，１４，１５，１６，１７，３１，３
２，３３，３４，３５，３６，３７，３８，５１，５
２，５３，５４，５５，５６，５７，５８，６１，６
２，６３，６４，６５，６６，６７，６８ 乗算器 ８，１８，９１，９２，９３，９４ 加算器
−５，５０−６，５０−７，５０−ａ，５０−ｂ，５０
−ｃ ２分割フィルタバンク ６０ ２分割された信号を合成するフィルタバンク ９０，９０−１，９０−２，９０−３，９０−ａ，９０
−ｂ，９０−ｃ ２次元４分割フィルタバンク １，２，３，２４，２５，２６ １サンプル遅延器 ４１，４２，４３，４４，４５，４６ １ライン遅延器 ４，５，６，７，１４，１５，１６，１７，３１，３
２，３３，３４，３５，３６，３７，３８，５１，５
２，５３，５４，５５，５６，５７，５８，６１，６
２，６３，６４，６５，６６，６７，６８ 乗算器 ８，１８，９１，９２，９３，９４ 加算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04J 1/00 H03M 7/30
Claims (4)
- 【請求項１】低域通過フィルタと高域通過フィルタとを
用いて信号を２つの信号に分割する手段と、それら分割
された２つの信号をそれぞれ２：１に間引く手段とを有
する２分割フィルタバンクを備え、その２分割フィルタ
バンクを繰り返し階層的に用いて２分割以上のサブバン
ド分割を行う方式において、全ての低域通過フィルタと
高域通過フィルタはＦＩＲフィルタで構成され、それら
のＦＩＲ係数は階層毎に同じであるが、隣接階層間では
係数の順序が反転していることを特徴とするサブバンド
分割方式。 - 【請求項２】低域通過フィルタと高域通過フィルタとを
用いて信号を２つの信号に分割する手段と、それら分割
された２つの信号をそれぞれ２：１に間引く手段とを有
する２分割フィルタバンクを備え、その２分割フィルタ
バンクを繰り返し階層的に用いて２分割以上のサブバン
ド分割を行う方式において、順序的に後の階層のフィル
タほど、短いタップ数のフィルタを用いることを特徴と
するサブバンド分割方式。 - 【請求項３】２次元画像を分割の対象とし、水平方向の
低域通過フィルタと高域通過フィルタとを用いて信号を
２つの信号に分割する手段と、それら分割された２つの
信号をそれぞれ２：１に間引く手段と、更にその間引か
れた信号に対して垂直方向の低域通過フィルタと高域通
過フィルタとを用いて信号をそれぞれ２つの信号に分割
する手段と、それら分割された計４つの信号をそれぞれ
２：１に間引く手段とを有する４分割フィルタバンクを
備え、その４分割フィルタバンクを繰り返し階層的に用
いて４分割以上のサブバンド分割を行う方式において、
全ての低域通過フィルタと高域通過フィルタはＦＩＲフ
ィルタで構成され、それらのＦＩＲ係数は階層毎に同じ
であるが、隣接階層間では係数の順序が反転しているこ
とを特徴とするサブバンド分割方式。 - 【請求項４】２次元画像を分割の対象とし、水平方向の
低域通過フィルタと高域通過フィル タとを用いて信号を
２つの信号に分割する手段と、それら分割された２つの
信号をそれぞれ２：１に間引く手段と、更にその間引か
れた信号に対して垂直方向の低域通過フィルタと高域通
過フィルタとを用いて信号をそれぞれ２つの信号に分割
する手段と、それら分割された計４つの信号をそれぞれ
２：１に間引く手段とを有する４分割フィルタバンクを
備え、その４分割フィルタバンクを繰り返し階層的に用
いて４分割以上のサブバンド分割を行う方式において、
順序的に後の階層のフィルタほど、短いタップ数のフィ
ルタを用いることを特徴とするサブバンド分割方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4010429A JP2778324B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | サブバンド分割方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4010429A JP2778324B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | サブバンド分割方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05206963A JPH05206963A (ja) | 1993-08-13 |
| JP2778324B2 true JP2778324B2 (ja) | 1998-07-23 |
Family
ID=11749914
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4010429A Expired - Fee Related JP2778324B2 (ja) | 1992-01-24 | 1992-01-24 | サブバンド分割方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2778324B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2945233B2 (ja) * | 1993-03-12 | 1999-09-06 | 池上通信機株式会社 | サブバンド分割フィルタバンク及びサブバンド合成フィルタバンク |
| JP2945239B2 (ja) * | 1993-04-15 | 1999-09-06 | 池上通信機株式会社 | サブバンド分割フィルタバンク及びサブバンド合成フィルタバンク |
| JP3299952B2 (ja) * | 1999-03-04 | 2002-07-08 | 日本電信電話株式会社 | ディジタル信号分波装置、ディジタル信号合波装置、ディジタル信号伝送装置 |
| KR101106026B1 (ko) | 2003-10-30 | 2012-01-17 | 돌비 인터네셔널 에이비 | 오디오 신호 인코딩 또는 디코딩 |
| KR100621582B1 (ko) * | 2004-07-14 | 2006-09-08 | 삼성전자주식회사 | 스케일러블 비디오 코딩 및 디코딩 방법, 이를 위한 장치 |
-
1992
- 1992-01-24 JP JP4010429A patent/JP2778324B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05206963A (ja) | 1993-08-13 |
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