JP2915440B2 - 線形化差動増幅器 - Google Patents
線形化差動増幅器Info
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、広い範囲にわたって一定のトランスコンダ
クタンスを得ることができる線形化差動増幅器に関す
る。
クタンスを得ることができる線形化差動増幅器に関す
る。
（従来の技術） 差動増幅器の構成要素である差動増幅ペアは、演算増
幅器の初段の増幅器として用いられるなど増幅器の基本
的な構成単位として広く用いられている。
幅器の初段の増幅器として用いられるなど増幅器の基本
的な構成単位として広く用いられている。
第11図は通常のエミッタ結合対、すなわち差動増幅ペ
アを説明するための図である。図において、1,2は入力
端子、3,4は出力端子、5,6はそれぞれ差動増幅ペアを構
成する第１及び第２のバイポーラトランジスタである。
また、7,8はそれぞれ第１および第２のオフセット電圧
を与えるための直流電圧源、９は差動増幅ペアの動作電
流を決める直流電流源、10は正の電源ライン、11は負の
電源ライン、12,13は負荷電流源、14は負荷抵抗をそれ
ぞれ表している。負荷15を除く差動増幅ペア全体を16と
する。
アを説明するための図である。図において、1,2は入力
端子、3,4は出力端子、5,6はそれぞれ差動増幅ペアを構
成する第１及び第２のバイポーラトランジスタである。
また、7,8はそれぞれ第１および第２のオフセット電圧
を与えるための直流電圧源、９は差動増幅ペアの動作電
流を決める直流電流源、10は正の電源ライン、11は負の
電源ライン、12,13は負荷電流源、14は負荷抵抗をそれ
ぞれ表している。負荷15を除く差動増幅ペア全体を16と
する。
第11図において、電流源９の電流値をIEE、オフセッ
トを与えるための電圧源7,8の電圧値をゼロ、負荷電流
源22,23の電流値をそれぞれIEE/2、入力端子1,2の間に
印加される入力電圧をVdとし、αＦをトランジスタ5,6
の順方向ベース接地電流増幅率、VTを熱電圧とすると、
負荷抵抗14を流れる電流Idは次式で表される［たとえば
文献（Paul R.Gray and Robert G.Meyer:“Analysis an
d Design of Analog Integrated Circuits"second edit
ion,pp.194−197,John Wiley ＆ Sons,Inc.,New York,1
984）］。
トを与えるための電圧源7,8の電圧値をゼロ、負荷電流
源22,23の電流値をそれぞれIEE/2、入力端子1,2の間に
印加される入力電圧をVdとし、αＦをトランジスタ5,6
の順方向ベース接地電流増幅率、VTを熱電圧とすると、
負荷抵抗14を流れる電流Idは次式で表される［たとえば
文献（Paul R.Gray and Robert G.Meyer:“Analysis an
d Design of Analog Integrated Circuits"second edit
ion,pp.194−197,John Wiley ＆ Sons,Inc.,New York,1
984）］。
Id＝αＦ・tanh（−Vd/2VT） ……（１） 入力電圧Vdと出力電流Idの関係は第12図（ａ）に示す
ように、Vdの絶対値が小さい場合はIdがVdに比例して直
線的に変化するが、Vdの絶対値が大きくなるにしたがっ
てIdは直線的変化からはずれて±IEEに漸近するように
なる。
ように、Vdの絶対値が小さい場合はIdがVdに比例して直
線的に変化するが、Vdの絶対値が大きくなるにしたがっ
てIdは直線的変化からはずれて±IEEに漸近するように
なる。
どのくらい直線範囲があるかを見るには、このカーブ
を入力電圧Vdで微分したもの、すなわち次式で表される
トランスコンダクタンスGmのカーブを調べると都合が良
い。
を入力電圧Vdで微分したもの、すなわち次式で表される
トランスコンダクタンスGmのカーブを調べると都合が良
い。
Gm（Vd）＝（αＦ・IEE）/2VT ・［１−tanh2（−Vd/2VT）］ ……（２） このGmのカーブは第12図（ｂ）に示されるように、対
称的な釣鐘型を為している。
称的な釣鐘型を為している。
なお、以下の説明において、簡単のために、次のよう
な正規化を行う： ｘ＝−Vd/2VT ｙ＝Id/αFIEE ……（３） また式（１），（２）をそれぞれ次のように正規化し
て説明を進めることとする。
な正規化を行う： ｘ＝−Vd/2VT ｙ＝Id/αFIEE ……（３） また式（１），（２）をそれぞれ次のように正規化し
て説明を進めることとする。
ｙ＝tanh（ｘ） ……（４） Gm（ｘ）＝dy/dx＝１−tanh2（ｘ） ……（５） 一般に、演算増幅器は負帰還をかけて使われており、
２段目以降で大きな利得を持っているので、初段を構成
する差動増幅ペアの反転・非反転入力端子間はイマジナ
リショートになり、入力端子間にかかる電位差は例えば
数ミリボルト程度の非常に小さな値となる。従って、こ
の場合は差動増幅ペアの線形性は殆ど問題になることが
ない。
２段目以降で大きな利得を持っているので、初段を構成
する差動増幅ペアの反転・非反転入力端子間はイマジナ
リショートになり、入力端子間にかかる電位差は例えば
数ミリボルト程度の非常に小さな値となる。従って、こ
の場合は差動増幅ペアの線形性は殆ど問題になることが
ない。
一方、差動増幅ペアは、そのトランスコンダクタンス
Gmが動作電流に比例して変えられることを利用して、フ
ィルタ、乗算器、発振器などに用いられる。この場合は
差動増幅ペアの入力端子間にかかる電圧をS/N比などの
理由から線形動作範囲で大きな値にしたいことが普通に
起る。したがって、より大きな入力信号を取扱うために
は、より広い線形動作範囲が必要とされる。
Gmが動作電流に比例して変えられることを利用して、フ
ィルタ、乗算器、発振器などに用いられる。この場合は
差動増幅ペアの入力端子間にかかる電圧をS/N比などの
理由から線形動作範囲で大きな値にしたいことが普通に
起る。したがって、より大きな入力信号を取扱うために
は、より広い線形動作範囲が必要とされる。
しかし、第12図（ｂ）に示したように、従来の差動増
幅ペアでは、トランスコンダクタンスGmがVd＝０の付近
では、平坦部が非常に狭く、例えば、Gmの絶対値が最大
値から１％低下するVdの範囲は、常温で約10mV程度であ
る。
幅ペアでは、トランスコンダクタンスGmがVd＝０の付近
では、平坦部が非常に狭く、例えば、Gmの絶対値が最大
値から１％低下するVdの範囲は、常温で約10mV程度であ
る。
いわゆるエミッタデジェネレーションと呼ばれる方法
で、差動増幅ペアのエミッタ同士を直接接続せずに抵抗
を介して接続することにより局部負帰還を施して線形範
囲を拡大するものの例がある。この方法は簡単かつ有効
ではあるが、抵抗のために雑音が増加するだけでなく、
負帰還のためにトランスコンダクタンスを変化させるこ
とが困難であり、フィルタへの応用など用途によっては
これが欠点となる。
で、差動増幅ペアのエミッタ同士を直接接続せずに抵抗
を介して接続することにより局部負帰還を施して線形範
囲を拡大するものの例がある。この方法は簡単かつ有効
ではあるが、抵抗のために雑音が増加するだけでなく、
負帰還のためにトランスコンダクタンスを変化させるこ
とが困難であり、フィルタへの応用など用途によっては
これが欠点となる。
また、エミッタデジェネレーションを用いてかつトラ
ンスコンダンクタンスを変化させることができる方法と
して、ギルバートのゲインセル（Gilbert gain cell）
タイプの差動増幅器を用いる方法がある。
ンスコンダンクタンスを変化させることができる方法と
して、ギルバートのゲインセル（Gilbert gain cell）
タイプの差動増幅器を用いる方法がある。
ゲインセル自体については、たとえば前記文献のpp.5
90−600、または、A.Grebene著：「アナログ集積回路」
pp.234−244（中沢他訳、近代科学社、1975年）などに
詳細に説明されているのでここではあまり説明しない
が、要するに、この方法は、第１の差動増幅ペアをエミ
ッタデジェネレーション抵抗を有するものとし、その負
荷としてベースコレクタ間を短絡したトランジスタを設
け、その両端の電位差をエミッタデジェネレーション抵
抗をもたない第２の差動増幅ペアの入力とする。このよ
うにすると、第２の差動増幅ペアの共通エミッタの電流
を変化させることにより、第１の差動増幅ペアのベース
入力端子から第２の差動増幅ペアのコレクタ出力端子ま
でのトランスコンダクタンスを変化させることができ
る。
90−600、または、A.Grebene著：「アナログ集積回路」
pp.234−244（中沢他訳、近代科学社、1975年）などに
詳細に説明されているのでここではあまり説明しない
が、要するに、この方法は、第１の差動増幅ペアをエミ
ッタデジェネレーション抵抗を有するものとし、その負
荷としてベースコレクタ間を短絡したトランジスタを設
け、その両端の電位差をエミッタデジェネレーション抵
抗をもたない第２の差動増幅ペアの入力とする。このよ
うにすると、第２の差動増幅ペアの共通エミッタの電流
を変化させることにより、第１の差動増幅ペアのベース
入力端子から第２の差動増幅ペアのコレクタ出力端子ま
でのトランスコンダクタンスを変化させることができ
る。
また、このゲインセルを用いた差動増幅器は、１ボル
ト程度の線形入力範囲を容易に実現することができる。
このような線形化差動増幅器を用いてフィルタを構成し
た例として、特開昭58−161413「多目的フィルタ」があ
る。
ト程度の線形入力範囲を容易に実現することができる。
このような線形化差動増幅器を用いてフィルタを構成し
た例として、特開昭58−161413「多目的フィルタ」があ
る。
しかし、この方式の問題として、トランジスタの指数
関数特性を打ち消すために、信号電圧の圧縮伸長を行な
っているので、線形範囲は広いがS/N比は単純な差動増
幅ペアより悪化してしまうという欠点がある。
関数特性を打ち消すために、信号電圧の圧縮伸長を行な
っているので、線形範囲は広いがS/N比は単純な差動増
幅ペアより悪化してしまうという欠点がある。
この点を解決するために、エミッタデジェネレーショ
ンを用いずに差動増幅ペアを線形化しようとする提案が
文献（James C.Schmoock:“An Input Transconductance
Reduntion Technique for High−Slew Rate Operation
al Amplifiers,IEEE Journal of Solid＝State Circuit
s,SC−10,no.6,pp.407−411,December 1975）において
示されている。
ンを用いずに差動増幅ペアを線形化しようとする提案が
文献（James C.Schmoock:“An Input Transconductance
Reduntion Technique for High−Slew Rate Operation
al Amplifiers,IEEE Journal of Solid＝State Circuit
s,SC−10,no.6,pp.407−411,December 1975）において
示されている。
この提案は元来、エミッタ面積が非対称な差動増幅ペ
ア２組を用いてトランスコンダクタンスを低下させる方
法を主体にしてはいるが、エミッタ面積の比が約1:4の
とき線形動作範囲が最も広がることを述べている。
ア２組を用いてトランスコンダクタンスを低下させる方
法を主体にしてはいるが、エミッタ面積の比が約1:4の
とき線形動作範囲が最も広がることを述べている。
しかし、この方法では、従来の単なる差動増幅ペアを
用いる場合に比べて約４倍の線形範囲拡大ができるとは
いえ、また十分とはいえない。しかし、入力端子が直接
トランジスタのベースであるため入力インピーダンスは
大きい。
用いる場合に比べて約４倍の線形範囲拡大ができるとは
いえ、また十分とはいえない。しかし、入力端子が直接
トランジスタのベースであるため入力インピーダンスは
大きい。
さらに、広い線形動作範囲を得るために、エミッタデ
ジェネレーションを用いずに差動増幅ペアを線形化しよ
うとする提案が特開昭62−200808「トランスコンダクタ
ンス増幅器」においてなされている。この方法はゲイン
セルを用いて線形化差動増幅器に匹敵するほどの非常に
広い線形範囲を得ることができ、S/N比も良好な優れた
特性を有する。
ジェネレーションを用いずに差動増幅ペアを線形化しよ
うとする提案が特開昭62−200808「トランスコンダクタ
ンス増幅器」においてなされている。この方法はゲイン
セルを用いて線形化差動増幅器に匹敵するほどの非常に
広い線形範囲を得ることができ、S/N比も良好な優れた
特性を有する。
この方式の原理は、簡単に言うと、差動増幅ペアをAB
級動作させることにあり、そのためには入力電圧に応じ
た動作電流を与える。これを実現するために、入力電圧
を抵抗で分圧して複数のトランジスタのベースに印加し
ているが、これらの抵抗はベースに直列に挿入されるの
で、雑音の点と周波数特性の点から、あまり大きな値に
することは好ましくない。したがって、この回路の特徴
を活かそうとすれば入力抵抗は低くならざるを得ず、こ
れが問題になる。例えば、このトランスコンダクタンス
増幅器の出力端子にキャパシタを接続して積分器を構成
することができるから、その積分器を複数個相互に接続
することによって、フィルタが構成できる。しかし、こ
れは、ある積分器の出力端子に他の積分器の入力端子が
接続されるということであるから、ある積分器の出力端
子には他の積分器の低い入力抵抗が負荷され、フィルタ
のＱ値が著しく低下してしまうという問題を生ずる。
級動作させることにあり、そのためには入力電圧に応じ
た動作電流を与える。これを実現するために、入力電圧
を抵抗で分圧して複数のトランジスタのベースに印加し
ているが、これらの抵抗はベースに直列に挿入されるの
で、雑音の点と周波数特性の点から、あまり大きな値に
することは好ましくない。したがって、この回路の特徴
を活かそうとすれば入力抵抗は低くならざるを得ず、こ
れが問題になる。例えば、このトランスコンダクタンス
増幅器の出力端子にキャパシタを接続して積分器を構成
することができるから、その積分器を複数個相互に接続
することによって、フィルタが構成できる。しかし、こ
れは、ある積分器の出力端子に他の積分器の入力端子が
接続されるということであるから、ある積分器の出力端
子には他の積分器の低い入力抵抗が負荷され、フィルタ
のＱ値が著しく低下してしまうという問題を生ずる。
（発明が解決しようとする課題） 上記の状況をまとめると、次ののようになる。
広い線形動作範囲を有し、かつ、そのトランスコン
ダクタンスが可変であるような差動増幅器が、フィル
タ、乗算器、発振器などにおいて必要とされているが、
従来のエミッタデジェネレーションを用いるゲインセル
タイプの差動増幅回路では線形動作範囲は広いがS/N比
が悪い。
ダクタンスが可変であるような差動増幅器が、フィル
タ、乗算器、発振器などにおいて必要とされているが、
従来のエミッタデジェネレーションを用いるゲインセル
タイプの差動増幅回路では線形動作範囲は広いがS/N比
が悪い。
また、エミッタデジェネレーションを用いないAB級
差動増幅回路では線形範囲が広いS/N比も良好であるが
入力インピーダンスが低い。
差動増幅回路では線形範囲が広いS/N比も良好であるが
入力インピーダンスが低い。
本発明は、これらの点に鑑みて、広い線形動作範囲を
有し、かつ入力インピーダンスが高い線形化差動増幅器
を提供することを目的とする。
有し、かつ入力インピーダンスが高い線形化差動増幅器
を提供することを目的とする。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 上記の目的を達成するため、本発明の線形化差動増幅
器では、バイポーラトランジスタを用いてエミッタ同士
が直接接続された差動増幅ペアの入力端子同士と出力端
子同士をそれぞれ並列的に接続して成る差動増幅器にお
いて、３組の差動増幅ペアを並列配置し、各差動増幅ペ
アに等価的なオフセット電圧を与える手段と、これらの
出力電流を重み付けする手段と、これらの出力電流を加
算する手段とを具備することを特徴とする線形化差動増
幅器。
器では、バイポーラトランジスタを用いてエミッタ同士
が直接接続された差動増幅ペアの入力端子同士と出力端
子同士をそれぞれ並列的に接続して成る差動増幅器にお
いて、３組の差動増幅ペアを並列配置し、各差動増幅ペ
アに等価的なオフセット電圧を与える手段と、これらの
出力電流を重み付けする手段と、これらの出力電流を加
算する手段とを具備することを特徴とする線形化差動増
幅器。
（作用） ３組の差動増幅ペアのそれぞれに相異なる適切なオフ
セット電圧を与えると、各々の差動増幅ペアのトランス
コンダクタンスの絶対値は前記オフセット電圧に等しい
入力電圧に対して最大値を生じ、その入力電圧を中心と
して対称的な値を取り、それより大きい電圧に対して
も、また小さい電圧に対しても単調にその値を減ずる。
セット電圧を与えると、各々の差動増幅ペアのトランス
コンダクタンスの絶対値は前記オフセット電圧に等しい
入力電圧に対して最大値を生じ、その入力電圧を中心と
して対称的な値を取り、それより大きい電圧に対して
も、また小さい電圧に対しても単調にその値を減ずる。
その様子は、式（２）において、Vdをオフセット電圧
VOSとVdの和と置くことによって数値的に計算すること
ができ、式（２）で示す第12図（ｂ）のグラフをVOSだ
け右に平行移動したものとなる。
VOSとVdの和と置くことによって数値的に計算すること
ができ、式（２）で示す第12図（ｂ）のグラフをVOSだ
け右に平行移動したものとなる。
このように、一つの差動増幅ペアのトランスコンダク
タンスは入力電圧に対して単峰性の特性を持つから、３
組の差動増幅ペアのそれぞれに同一の入力電圧と適当な
オフセット電圧の和の電圧を与えれば、３個の峰を作る
ことができる。
タンスは入力電圧に対して単峰性の特性を持つから、３
組の差動増幅ペアのそれぞれに同一の入力電圧と適当な
オフセット電圧の和の電圧を与えれば、３個の峰を作る
ことができる。
そこで、３個の差動増幅ペアの出力電流を重み付けし
て加算することにより、Ｎ個の高さの異なる峰から、平
坦な頂上を持つひとつの峰を合成し、線形動作範囲を拡
大することができる。拡大範囲は単なる差動増幅ペアと
比べて約2.9倍となり、十分実用的となる。
て加算することにより、Ｎ個の高さの異なる峰から、平
坦な頂上を持つひとつの峰を合成し、線形動作範囲を拡
大することができる。拡大範囲は単なる差動増幅ペアと
比べて約2.9倍となり、十分実用的となる。
（実施例） 以下、本発明の実施例を説明する。
まず、本発明における線形化の基本的な考え方は、第
１図に示すが如き回路により、第12図（ａ）においてト
ランスコンダクタンスGmをＸ軸方向に正負にオフセット
を与えて平行移動したものを３個用意し、それらを重み
付して加えるというものである。
１図に示すが如き回路により、第12図（ａ）においてト
ランスコンダクタンスGmをＸ軸方向に正負にオフセット
を与えて平行移動したものを３個用意し、それらを重み
付して加えるというものである。
すなわち、第１図に示す線形化差動増幅器では、第11
図で示した差動増幅ペア16を３個並列に備えて成り、各
ペア16には、オフセット電圧付与手段17（7,8）と、出
力電流を重み付けする手段18と、負荷15との間に加算手
段19が設けられている。
図で示した差動増幅ペア16を３個並列に備えて成り、各
ペア16には、オフセット電圧付与手段17（7,8）と、出
力電流を重み付けする手段18と、負荷15との間に加算手
段19が設けられている。
重み付け手段18は、各差動増幅ペアのコレクタ側に配
設することができるが、エミッタ側に設けることもでき
る。
設することができるが、エミッタ側に設けることもでき
る。
また加算手段19は、通常の電気的加算回路を用いるこ
とができるが、加算すべき各差動増幅ペアの出力電流が
高インピーダンスで供給される場合は単に各配線を接続
するだけの特別に簡単なワイヤード・オア回路で実現で
きて有利である。
とができるが、加算すべき各差動増幅ペアの出力電流が
高インピーダンスで供給される場合は単に各配線を接続
するだけの特別に簡単なワイヤード・オア回路で実現で
きて有利である。
第２図（ａ）（ｂ）（ｃ）に負荷回路の一例を示し
た。（ａ）図は抵抗負荷15Aの例、（ｂ）図はカレント
ミラー負荷15Bの例、（Ｃ）図はバイアス電圧端子20を
持つ電流源を備えた負荷15Cの例である。
た。（ａ）図は抵抗負荷15Aの例、（ｂ）図はカレント
ミラー負荷15Bの例、（Ｃ）図はバイアス電圧端子20を
持つ電流源を備えた負荷15Cの例である。
ここに、従来例で示した第12図（ｂ）から分かるよう
に、Gmのカーブはｙ−軸に関して対称だから、なるべく
広い線形動作範囲を得るためには、正負のオフセットも
ｙ−軸に関して対称に与えるべきである。同様に、各々
の差動増幅ペア16のGmに対する重み付けもｙ−軸に関し
て対称に与えるべきである。したがって、ひとつの差動
増幅ペアにはオフセットを与えず、残りの差動増幅ペア
は絶対値が等しく正負対称なオフセットとなるよう重み
付けをすることになる。しかし、全体をｙ軸に沿って平
行移動させる場合は前記の各オフセット値に更に一定の
オフセットを加えることとなる。
に、Gmのカーブはｙ−軸に関して対称だから、なるべく
広い線形動作範囲を得るためには、正負のオフセットも
ｙ−軸に関して対称に与えるべきである。同様に、各々
の差動増幅ペア16のGmに対する重み付けもｙ−軸に関し
て対称に与えるべきである。したがって、ひとつの差動
増幅ペアにはオフセットを与えず、残りの差動増幅ペア
は絶対値が等しく正負対称なオフセットとなるよう重み
付けをすることになる。しかし、全体をｙ軸に沿って平
行移動させる場合は前記の各オフセット値に更に一定の
オフセットを加えることとなる。
Ｇを最終的に得られる伝達コンダクタンス、α，βを
Gmに対する重み係数、ｄをオフセット値を表す記号とす
ると、 Ｇ（ｘ）＝α｛Gm（ｘ−ｄ） ＋Gm（ｘ＋ｄ）｝＋βGm（ｘ） ……（６） となる。
Gmに対する重み係数、ｄをオフセット値を表す記号とす
ると、 Ｇ（ｘ）＝α｛Gm（ｘ−ｄ） ＋Gm（ｘ＋ｄ）｝＋βGm（ｘ） ……（６） となる。
線形化に当っては、電流の一次導関数である伝達コン
ダクタンスＧをできるだけ広範囲のｘに対して一定値を
取るようにするのが望ましい。
ダクタンスＧをできるだけ広範囲のｘに対して一定値を
取るようにするのが望ましい。
そのためには、Ｇの各次数の導関数の値ができるだけ
広範囲にわたってゼロに近付くようにすればよい。一定
値を近似する関数近似法としてよく用いられる方法に、
最大平坦近似と、等リップル近似がある。
広範囲にわたってゼロに近付くようにすればよい。一定
値を近似する関数近似法としてよく用いられる方法に、
最大平坦近似と、等リップル近似がある。
最大平坦近似は、ｘ＝０におけるＧの導関数を、でき
るだけ高い次数までゼロにする近似方法である。ｎ次ま
での導関数がゼロの場合をｎ次の最大平坦特性と呼ぶ。
るだけ高い次数までゼロにする近似方法である。ｎ次ま
での導関数がゼロの場合をｎ次の最大平坦特性と呼ぶ。
等リップル近似では、伝達コンダクタンスの一定な部
分を、ある予め決められた許容幅をもって実現しようと
するものである。
分を、ある予め決められた許容幅をもって実現しようと
するものである。
以下の説明のため、Gmの各次数の導関数を計算した結
果を示しておく。ここで、Gmのｎ次の導関数をGm(n)と
表すことにする。
果を示しておく。ここで、Gmのｎ次の導関数をGm(n)と
表すことにする。
Gm(0)＝dy/dx＝１−tanh2（ｘ） ＝Gm ……（８） Gm(1)＝2tAnh3（ｘ） −2tanh（ｘ） ……（９） Gm(2)＝−6tanh4（ｘ） ＋8tanh2（ｘ）−２ ……（10） Gm(3)＝24tanh5（ｘ）−40tanh3（ｘ） ＋16tanh（ｘ） ……（11） Gm(4)＝−120tanh6（ｘ） ＋240tanh4（ｘ） −136tanh2（ｘ）＋16 ……（12） 次に、本発明の第１の実施例を説明する。
第３図は本発明の第１の実施例を説明するための回路
図である。同図で、15は負荷、16A,16B,16Cは第１〜第
３の差動増幅ペア、7A,7B,7Cはオフセット電圧付与手段
としての直流電圧源、9A,9B,9Cはそれぞれ第１〜第３の
差動増幅ペアの共通エミッタに接続された電流源、1,2
は入力端子、3,4は出力端子を表している。
図である。同図で、15は負荷、16A,16B,16Cは第１〜第
３の差動増幅ペア、7A,7B,7Cはオフセット電圧付与手段
としての直流電圧源、9A,9B,9Cはそれぞれ第１〜第３の
差動増幅ペアの共通エミッタに接続された電流源、1,2
は入力端子、3,4は出力端子を表している。
まず、電圧源7A,7B,7Cおよび電流源9A,9B,9Cの具体的
な値の決定法について説明する。
な値の決定法について説明する。
トランスコンダクタンスの式（６）では、自由に選べ
るパラメータはα，β,dの３個であるが、α＝１として
も一般性を失わない。したがって、α＝１かつβ≠０と
すると、式（６）は次式のように変形できる。
るパラメータはα，β,dの３個であるが、α＝１として
も一般性を失わない。したがって、α＝１かつβ≠０と
すると、式（６）は次式のように変形できる。
Ｇ（ｘ）＝Gm（ｘ−ｄ） ＋Gm（ｘ＋ｄ） ＋βGm（ｘ） ……（15） 上式はｘ＝０に関して対称であるから、Ｇ（ｘ）の奇
数次の導関数はｘ＝０においてゼロとなる。したがっ
て、広い範囲にわたって平坦なトランスコンダクタンス
特性を得るためには、できるだけ高次の偶数次導関数ま
でｘ＝０においてゼロとなるようにパラメータβ,dの値
を決定することが課題となる。
数次の導関数はｘ＝０においてゼロとなる。したがっ
て、広い範囲にわたって平坦なトランスコンダクタンス
特性を得るためには、できるだけ高次の偶数次導関数ま
でｘ＝０においてゼロとなるようにパラメータβ,dの値
を決定することが課題となる。
そこで、式（15）において、Ｇ″（０）＝０となるよ
うなβ,dを求める。ここで、ダッシュ符号（′）はｘに
関する微分を表す。まず、２次の微分係数がゼロになる
条件から吟味する。
うなβ,dを求める。ここで、ダッシュ符号（′）はｘに
関する微分を表す。まず、２次の微分係数がゼロになる
条件から吟味する。
Ｇ″（０）＝２（−6X2＋8X−２−β） ……（16） ここで、 Ｘ＝tanh2（ｄ） ……（17） と置き換えた。式（16）の根は２次方程式の根の公式よ
り、 （16）式をＹについて解くと： となるが、式（17）の条件から、Ｘが実数でかつ０と１
の間の値を取らねばならぬから、βの取り得る範囲は次
式のようになる。
り、 （16）式をＹについて解くと： となるが、式（17）の条件から、Ｘが実数でかつ０と１
の間の値を取らねばならぬから、βの取り得る範囲は次
式のようになる。
−２≦β≦2/3 ……（19） したがって上式を満足するβに対して、ｄは（18）式
より求まるＸに対して次式で決まる。
より求まるＸに対して次式で決まる。
（19）式の範囲の無数のβに対してＧ″（０）＝０と
できることが保証されたわけだから、次にＧ′（０）
＝０とすることを考える。
できることが保証されたわけだから、次にＧ′（０）
＝０とすることを考える。
Ｇ′（０）＝−15X3＋30X2−17X ＋２＋β ……（21） （21）式は３次方程式であるが、Ｘとβは（18）式の
関係で結ばれており、互いに独立でないので、式（21）
を数値的に評価して値を求めた。
関係で結ばれており、互いに独立でないので、式（21）
を数値的に評価して値を求めた。
数値計算の結果、Ｇ′（０）＝０となるβの値は、
−2.0000,＋0.0000,＋0.64000の３点であった。このう
ちβ＝−2.0000は、Ｇ（０）＝0.0000となるので増幅の
働きを持たず不適であり、β＝0.0000は２組の差動増幅
ペアを用いる従来の場合そのものなので、これも除く。
したがって、意味のある値は： β＝0.6400000000 ……（Ａ） である。式（Ａ）のβに対応するｄの値は、 ｄ＝1.031718534あるいは、 ＝1.279489489 ……（Ｂ） であり、これらはそれぞれ（20）式の復号の＋と−に対
応する。これらの値を用いて数値計算を行うと、いづれ
の場合もＸ＝０における３次までの導関数値はゼロであ
るが、４次についてはｄ＝1.03171だけがゼロとなる。
したがって、ｄ＝1.27949は３次の最大平坦特性である
のに対し、ｄ＝1.03171は５次の最大平坦特性になり、
より好ましい根である。以上をまとめると、３組の差動
増幅ペアを用いる本発明第一の実施例によれば５次の最
大平坦特性が実現でき、その条件は次のようになる。
−2.0000,＋0.0000,＋0.64000の３点であった。このう
ちβ＝−2.0000は、Ｇ（０）＝0.0000となるので増幅の
働きを持たず不適であり、β＝0.0000は２組の差動増幅
ペアを用いる従来の場合そのものなので、これも除く。
したがって、意味のある値は： β＝0.6400000000 ……（Ａ） である。式（Ａ）のβに対応するｄの値は、 ｄ＝1.031718534あるいは、 ＝1.279489489 ……（Ｂ） であり、これらはそれぞれ（20）式の復号の＋と−に対
応する。これらの値を用いて数値計算を行うと、いづれ
の場合もＸ＝０における３次までの導関数値はゼロであ
るが、４次についてはｄ＝1.03171だけがゼロとなる。
したがって、ｄ＝1.27949は３次の最大平坦特性である
のに対し、ｄ＝1.03171は５次の最大平坦特性になり、
より好ましい根である。以上をまとめると、３組の差動
増幅ペアを用いる本発明第一の実施例によれば５次の最
大平坦特性が実現でき、その条件は次のようになる。
α＝1.000000000 β＝0.6400000000 ｄ＝1.031718534 ただし、以上の計算の過程から明らかなように、ｄ
は、その絶対値に意味があるが、αとβはむしろその比
の値1:0.64に意味があり、この比を保ったまま絶対値を
変えるとトランスコンダクタンスの平坦な範囲を保った
ままトランスコンダクタンスの絶対値を変えることがで
きる。
は、その絶対値に意味があるが、αとβはむしろその比
の値1:0.64に意味があり、この比を保ったまま絶対値を
変えるとトランスコンダクタンスの平坦な範囲を保った
ままトランスコンダクタンスの絶対値を変えることがで
きる。
さて、つぎに以上の結果を実際の回数に適用する例を
示す。
示す。
式（３）で正規化を行なった変数x,yを元の変数に戻
せば、 Id＝ＹαF/IEE ……（22） Vd＝−X2VT ……（23） となる。したがって、ｄに対応するオフセット電圧をVd
とすると、 Vd＝−d2VT ……（24） である。このｄに対応するオフセット電圧Vdは式（24）
により、絶対温度Ｔ＝300Kのとき Vd＝−1.03171・2VT ＝−53.6mV ……（25） となる。
せば、 Id＝ＹαF/IEE ……（22） Vd＝−X2VT ……（23） となる。したがって、ｄに対応するオフセット電圧をVd
とすると、 Vd＝−d2VT ……（24） である。このｄに対応するオフセット電圧Vdは式（24）
により、絶対温度Ｔ＝300Kのとき Vd＝−1.03171・2VT ＝−53.6mV ……（25） となる。
ゆえに、第３図に示す３組の差動増幅ペアの入力端子
と出力端子同士をそれぞれ並列的に接続された回路構成
において、たとえばオフセット電圧を与える手段7Aと7C
としてそれぞれ−53.6mVおよび＋53.6mVの直流電圧源を
用い、7Bとして0Vの直流電圧源を用い、出力電流を重み
付けする手段としてたとえば各差動増幅ペアの共通エミ
ッタに接続されている電流源9A,9B,9Cを用いて、それら
の電流値をそれぞれ約1:0.64:1に設定することによっ
て、５次の最大平坦特性が実現できる。
と出力端子同士をそれぞれ並列的に接続された回路構成
において、たとえばオフセット電圧を与える手段7Aと7C
としてそれぞれ−53.6mVおよび＋53.6mVの直流電圧源を
用い、7Bとして0Vの直流電圧源を用い、出力電流を重み
付けする手段としてたとえば各差動増幅ペアの共通エミ
ッタに接続されている電流源9A,9B,9Cを用いて、それら
の電流値をそれぞれ約1:0.64:1に設定することによっ
て、５次の最大平坦特性が実現できる。
ここで負荷15の電流源22,23は回数の直流動作点を決
めるためのものであって、それぞれほぼ電流源9A,9B,9C
の電流値の和の２分の１づつに設定する。
めるためのものであって、それぞれほぼ電流源9A,9B,9C
の電流値の和の２分の１づつに設定する。
このように決定した場合の回路の動作をより直観的に
説明するため、第３図の各差動増幅ペア16A,16B,16Cの
差動入力電圧に対する差動出力電流の依存性を第４図
（ａ）のグラフ25,27,26でそれぞれ示す。
説明するため、第３図の各差動増幅ペア16A,16B,16Cの
差動入力電圧に対する差動出力電流の依存性を第４図
（ａ）のグラフ25,27,26でそれぞれ示す。
各差動増幅ペアの出力端子は並列接続されているの
で、負荷抵抗24を流れる差動出力電流は、それぞれの電
流の和になるから、第４図（ａ）に示す25,27,26のカー
ブの和になり、同図に28で示すカーブとなる。
で、負荷抵抗24を流れる差動出力電流は、それぞれの電
流の和になるから、第４図（ａ）に示す25,27,26のカー
ブの和になり、同図に28で示すカーブとなる。
同図から明らかなように、カーブ28は25〜27のどれよ
りも広い直線範囲を示している。
りも広い直線範囲を示している。
このことをより明確にするため、カーブ25〜28を微分
したカーブ、すなわちトランスコンダクタンスのカーブ
をそれぞれの番号に′を付けて第４図（ｂ）に示した。
同図から、本例の線形化差動増幅器のトランスコンダク
タンスのカーブ28′は通常の差動増幅ペアのそれを横軸
方向へ平行移動したものである26′に比べて６倍以上の
広い線形動作範囲を提供することがわかる。
したカーブ、すなわちトランスコンダクタンスのカーブ
をそれぞれの番号に′を付けて第４図（ｂ）に示した。
同図から、本例の線形化差動増幅器のトランスコンダク
タンスのカーブ28′は通常の差動増幅ペアのそれを横軸
方向へ平行移動したものである26′に比べて６倍以上の
広い線形動作範囲を提供することがわかる。
第３図に示した回路では、逆極性で大きさの等しいオ
フセット電圧付与手段7A,7Cが、差動増幅ペア16A,16Cを
構成するトランスジスタ5A,5Cにそれぞれ加えられてい
るが、差動増幅ペアの特性を利用して、たとえば、第５
図に示すように、7Aを短絡除去し、代わりにトランジス
タ6Aのベース端子と入力端子２の間に大きさが7Aと等し
い電圧源を入力端子２の側が正になるように挿入しても
全く同様の効果が得られる。
フセット電圧付与手段7A,7Cが、差動増幅ペア16A,16Cを
構成するトランスジスタ5A,5Cにそれぞれ加えられてい
るが、差動増幅ペアの特性を利用して、たとえば、第５
図に示すように、7Aを短絡除去し、代わりにトランジス
タ6Aのベース端子と入力端子２の間に大きさが7Aと等し
い電圧源を入力端子２の側が正になるように挿入しても
全く同様の効果が得られる。
さらに、オフセット電圧付与手段として別の方法を用
いた例を第６図を用いて説明する。この方法は差動増幅
ペアを構成する２個のトランジスタのエミッタ面積を故
意に異ならせることにより、オフセットを持った差動増
幅ペアを得るものである。
いた例を第６図を用いて説明する。この方法は差動増幅
ペアを構成する２個のトランジスタのエミッタ面積を故
意に異ならせることにより、オフセットを持った差動増
幅ペアを得るものである。
すなわち、トランジスタのベース・エミッタ間電圧を
Vbe、コレクタ電流をICとすると、 Vbe＝VTloge［IC/IS］ ……（27） なる関係が成り立つ。ここで、VT,ISは前述の熱電圧、
逆方向飽和電流である。ISはエミッタ面積に比例するの
で、差動増幅ペアの一方のトランジスタのエミッタ面積
を他方のＭ倍にすると、コレクタ電流が同じだと、その
トランジスタのベース・エミッタ間電圧Vbeは、 Vbe＝VTloge［IC/MIS］ ……（28） となるので、両トランジスタのベース・エミッタ間電圧
の差を△Vbeとすると △Vbe＝VTloge［IC/IS］ −VTloge［IC/MIS］ ＝VTloge（Ｍ） ……（29） となる。
Vbe、コレクタ電流をICとすると、 Vbe＝VTloge［IC/IS］ ……（27） なる関係が成り立つ。ここで、VT,ISは前述の熱電圧、
逆方向飽和電流である。ISはエミッタ面積に比例するの
で、差動増幅ペアの一方のトランジスタのエミッタ面積
を他方のＭ倍にすると、コレクタ電流が同じだと、その
トランジスタのベース・エミッタ間電圧Vbeは、 Vbe＝VTloge［IC/MIS］ ……（28） となるので、両トランジスタのベース・エミッタ間電圧
の差を△Vbeとすると △Vbe＝VTloge［IC/IS］ −VTloge［IC/MIS］ ＝VTloge（Ｍ） ……（29） となる。
したがって、この非対称な差動増幅ペアは、見掛上VT
loge（Ｍ）のオフセット電圧を持つ対称な差動増幅ペア
と等価になる。本実施例の場合は VTloge（Ｍ）＝ｄ・2VT ……（30） となるようにＭを定めればよいから、 Ｍ＝e2d＝7.872983 ……（31） となる。
loge（Ｍ）のオフセット電圧を持つ対称な差動増幅ペア
と等価になる。本実施例の場合は VTloge（Ｍ）＝ｄ・2VT ……（30） となるようにＭを定めればよいから、 Ｍ＝e2d＝7.872983 ……（31） となる。
すなわち、差動増幅ペアを構成するトランジスタのエ
ミッタ面積の比を1:7.872983にすればよい。
ミッタ面積の比を1:7.872983にすればよい。
このオフセット電圧付与手段は、第３図及び第５図に
示した実施例とくらべて、温度補償をする必要のない点
が優れている。すなわち、オフセット電圧付与手段とし
て直流電圧源を用いるならば、その値は式（24）で与え
られる通り、VTに比例する必要がある。しかるに、エミ
ッタ面積の違いを利用したオフセット電圧手段は式（3
0）から分かるようにVTが打ち消し合うから、自動的に
その温度に応じた適切なオフセット電圧を発生すること
ができる。
示した実施例とくらべて、温度補償をする必要のない点
が優れている。すなわち、オフセット電圧付与手段とし
て直流電圧源を用いるならば、その値は式（24）で与え
られる通り、VTに比例する必要がある。しかるに、エミ
ッタ面積の違いを利用したオフセット電圧手段は式（3
0）から分かるようにVTが打ち消し合うから、自動的に
その温度に応じた適切なオフセット電圧を発生すること
ができる。
第６図は第２実施例の具体的な回路例である。図にお
いて、第３図及び第５図と異なるところは、オフセット
電圧付与手段が電圧源ではなく、差動増幅ペアのエミッ
タ面積の違いで実現されているところである。
いて、第３図及び第５図と異なるところは、オフセット
電圧付与手段が電圧源ではなく、差動増幅ペアのエミッ
タ面積の違いで実現されているところである。
第６図において、オフセット電圧付与手段はトランジ
スタ5A,6Cのエミッタ面積が他のトランジスタのエミッ
タ面積の約7.873倍に設定してあることで実現されてい
る。勿論、差動増幅ペア16Bはオフセットを必要としな
いので、従来どおりの差動増幅ペアを用いる。
スタ5A,6Cのエミッタ面積が他のトランジスタのエミッ
タ面積の約7.873倍に設定してあることで実現されてい
る。勿論、差動増幅ペア16Bはオフセットを必要としな
いので、従来どおりの差動増幅ペアを用いる。
さらに別の変形例を説明する。第７図（ａ）はオフセ
ット電圧Vdを発生するための回路であるが、オフセット
電圧はエミッタフォロワを構成するトランジスタ30,31
のエミッタ面積の違いによって変化させることができる
点に着目する。
ット電圧Vdを発生するための回路であるが、オフセット
電圧はエミッタフォロワを構成するトランジスタ30,31
のエミッタ面積の違いによって変化させることができる
点に着目する。
すなわち、式（30）のＭ値を、トランジスタ30,31の
エミッタ面積比としても、所望のオフセットを得ること
ができる。この場合はトランジスタ30,31に等しい電流
を流すためにトランジスタ33,34による電流源が配設さ
れている。すなわちトランジスタ33,34はいずれも同じ
エミッタ面積のトランジスタであり、それらのベースに
端子37を介して等しい電圧が与えられている。この条件
は、前記式（29）を導いた場合と同じであるから、トラ
ンジスタ30と31のエミッタ面積比Ｍを約1:7.873とする
ことにより入力端子36に加えられた電圧は出力端子38と
39の間で式（24）の値だけ電位差を持つようになる。
エミッタ面積比としても、所望のオフセットを得ること
ができる。この場合はトランジスタ30,31に等しい電流
を流すためにトランジスタ33,34による電流源が配設さ
れている。すなわちトランジスタ33,34はいずれも同じ
エミッタ面積のトランジスタであり、それらのベースに
端子37を介して等しい電圧が与えられている。この条件
は、前記式（29）を導いた場合と同じであるから、トラ
ンジスタ30と31のエミッタ面積比Ｍを約1:7.873とする
ことにより入力端子36に加えられた電圧は出力端子38と
39の間で式（24）の値だけ電位差を持つようになる。
このようにすることにより、絶対温度が300Kのとき出
力端子38を基準にして、出力端子39に約53.6mVの電位差
を発生することができ、第３図の回路と同様の効果が得
られる。
力端子38を基準にして、出力端子39に約53.6mVの電位差
を発生することができ、第３図の回路と同様の効果が得
られる。
さらに、第７図（ａ）に示すオフセット電圧を発生す
る回路を用いて構成される差動増幅器の各差動増幅ペア
はすべて同じエミッタ面積比のトランジスタを用いて構
成することができるので、エミッタ面積の大きいトラン
ジスタを含む第６図の回路よりも高周波特性の優れた５
次の最大平坦特性を得ることができる。
る回路を用いて構成される差動増幅器の各差動増幅ペア
はすべて同じエミッタ面積比のトランジスタを用いて構
成することができるので、エミッタ面積の大きいトラン
ジスタを含む第６図の回路よりも高周波特性の優れた５
次の最大平坦特性を得ることができる。
つぎに、さらに別の変形例を説明する。すでに説明し
たように、第７図（ａ）はオフセットを発生するための
回路であるが、オフセット電圧はトランジスタ30,31の
エミッタ面積の違いだけでなく、これらの動作電流によ
っても変化させることができる。
たように、第７図（ａ）はオフセットを発生するための
回路であるが、オフセット電圧はトランジスタ30,31の
エミッタ面積の違いだけでなく、これらの動作電流によ
っても変化させることができる。
すなわち、式（30）のＭ値を、トランジスタ30,31の
エミッタ面積比でなく動作電流の比としても、所望のオ
フセットを得ることができる。
エミッタ面積比でなく動作電流の比としても、所望のオ
フセットを得ることができる。
この場合はトランジスタ30,31を等しいエミッタ面積
とし、それぞれにM:1の電流を流すためにトランジスタ3
3,34による電流源を配設すればよい。すなわち、この場
合はトランジスタ33,34はエミッタ面積比をM:1としたト
ランジスタであり、それらのベースには端子37を介して
等しい電圧が与えられている。この条件は、前記式（2
9）を導いた場合と同じであるから、入力端子36に加え
られた電圧は出力端子38と39の間で式（24）の値だけ電
位差を持つようになる。
とし、それぞれにM:1の電流を流すためにトランジスタ3
3,34による電流源を配設すればよい。すなわち、この場
合はトランジスタ33,34はエミッタ面積比をM:1としたト
ランジスタであり、それらのベースには端子37を介して
等しい電圧が与えられている。この条件は、前記式（2
9）を導いた場合と同じであるから、入力端子36に加え
られた電圧は出力端子38と39の間で式（24）の値だけ電
位差を持つようになる。
したがって、第７図（ａ）の回路を用いて構成される
第８図の回路構成において、トランジスタ33,34のエミ
ッタ面積を等しく設定し、トランジスタ30,31のエミッ
タ面積比を1:7.873とすることにより、第３図の回路と
同様の効果が得られる。
第８図の回路構成において、トランジスタ33,34のエミ
ッタ面積を等しく設定し、トランジスタ30,31のエミッ
タ面積比を1:7.873とすることにより、第３図の回路と
同様の効果が得られる。
上述のエミッタフォロワを用いたオフセット電圧付与
手段では周波数特性が向上するという利点があるもの
の、差動増幅ペア自体のエミッタ面積を変える第６図に
示した実施例に比べて、回路を構成するトランジスタの
占める総面積が大きくなってしまうという問題が残る。
この点を緩和するため、エミッタフォロワを用いるオフ
セット電圧手段のトランジスタが占める面積を低減する
方法をつぎに示す。
手段では周波数特性が向上するという利点があるもの
の、差動増幅ペア自体のエミッタ面積を変える第６図に
示した実施例に比べて、回路を構成するトランジスタの
占める総面積が大きくなってしまうという問題が残る。
この点を緩和するため、エミッタフォロワを用いるオフ
セット電圧手段のトランジスタが占める面積を低減する
方法をつぎに示す。
オフセット電圧Vdを発生するための第７図（ａ）の回
路において、オフセット電圧はトランジスタのエミッタ
面積の違いだけでなく、これらの動作電流によっても変
化させることができる点に着目する。すなわち、式（2
8）のＭ値を、トランジスタ30,31のエミッタ面積比だけ
でなく動作電流の比も利用して実現することにより、所
望のオフセットを得ることができる。そこで、面積比だ
け、あるいは電流比だけを利用するのではなく、この両
方を利用して占有面積も電流値も適当な値にできる。
路において、オフセット電圧はトランジスタのエミッタ
面積の違いだけでなく、これらの動作電流によっても変
化させることができる点に着目する。すなわち、式（2
8）のＭ値を、トランジスタ30,31のエミッタ面積比だけ
でなく動作電流の比も利用して実現することにより、所
望のオフセットを得ることができる。そこで、面積比だ
け、あるいは電流比だけを利用するのではなく、この両
方を利用して占有面積も電流値も適当な値にできる。
この回路でトランジスタの占有面積を減らすため、ト
ランジスタのエミッタ電流を異ならせた例を第７図
（ｂ）に示す。
ランジスタのエミッタ電流を異ならせた例を第７図
（ｂ）に示す。
第７図（ｂ）では第７図（ａ）に比べてトランジスタ
の占有面積を削減するために、トランジスタ41,42およ
び44,45のエミッタ面積を すなわち約1:2.806:2.806:1に設定する。このようにす
ることにより、絶対温度が300Kのとき出力端子38を基準
にして、出力端子39に約56.3mVの電位差を発生すること
ができ、第３図の回路よりも良好な高周波特性を得るこ
とができる。この場合の全体の回路構成を第９図に示
す。
の占有面積を削減するために、トランジスタ41,42およ
び44,45のエミッタ面積を すなわち約1:2.806:2.806:1に設定する。このようにす
ることにより、絶対温度が300Kのとき出力端子38を基準
にして、出力端子39に約56.3mVの電位差を発生すること
ができ、第３図の回路よりも良好な高周波特性を得るこ
とができる。この場合の全体の回路構成を第９図に示
す。
この方法による面積低減の効果を比較してみると、最
も小さいトランジスタのエミッタ面積を１として、第６
図の回路では２・（7.87＋１＋１＋１＋１＋7.87＝19.7
5となり、第９図の差動増幅器に第７図（ａ）のオフセ
ット電圧付与手段を適用した場合は２・（３＋7.87＋
６）＝33.74となり、また第９図に第７図（ｂ）のオフ
セット電圧付与手段を適用した場合は２・（２＋２×2.
81＋６）＝27.24となり、第７図（ｂ）に示した面積低
減法を適用すると、より少ない面積で、第６図より高性
能の回路が実現できることが分かる。
も小さいトランジスタのエミッタ面積を１として、第６
図の回路では２・（7.87＋１＋１＋１＋１＋7.87＝19.7
5となり、第９図の差動増幅器に第７図（ａ）のオフセ
ット電圧付与手段を適用した場合は２・（３＋7.87＋
６）＝33.74となり、また第９図に第７図（ｂ）のオフ
セット電圧付与手段を適用した場合は２・（２＋２×2.
81＋６）＝27.24となり、第７図（ｂ）に示した面積低
減法を適用すると、より少ない面積で、第６図より高性
能の回路が実現できることが分かる。
ここで、本発明に係る線形範囲拡大の効果をより明確
に示すため、従来の差動増幅ペア２組を用いる増幅器
と、本発明に係る３組の差動増幅ペアを用いる増幅器
を、正規化した入出力特性のグラフで比較してみる。第
10図はトランスコンダクタンス特性のグラフであるが、
横軸が差動入力電圧であり、縦軸が世紀化したトランス
コンダクタンスである。
に示すため、従来の差動増幅ペア２組を用いる増幅器
と、本発明に係る３組の差動増幅ペアを用いる増幅器
を、正規化した入出力特性のグラフで比較してみる。第
10図はトランスコンダクタンス特性のグラフであるが、
横軸が差動入力電圧であり、縦軸が世紀化したトランス
コンダクタンスである。
同図中でＩは３組の差動増幅ペアを用いた本案の場合
のトランスコンダクタンスを、IIは従来の２組の差動増
幅ペアを用いた場合のトランスコンダクタンス特性をそ
れぞれ表している。同図から明らかなように、本発明に
より線形動作範囲を大幅に拡大できることが分かる。
のトランスコンダクタンスを、IIは従来の２組の差動増
幅ペアを用いた場合のトランスコンダクタンス特性をそ
れぞれ表している。同図から明らかなように、本発明に
より線形動作範囲を大幅に拡大できることが分かる。
定量的に線形範囲の広さを比較するため、最大値で正
規化したトランスコンダクタンスＧ（Vd）が最大値から
１％低下するまでのVdの幅（尖−尖頭値）を調べた結果
を表１に示す。
規化したトランスコンダクタンスＧ（Vd）が最大値から
１％低下するまでのVdの幅（尖−尖頭値）を調べた結果
を表１に示す。
上記表から、Ｇ（Vd）が最大値から１％以下するまで
のVdの幅で比較すると、本実施例では、単なる差動ペア
に比べて約6.8倍、従来の２組の差動ペアを用いる線形
化差動ペアに比べて約1.7倍に線形範囲が拡大されてい
る。
のVdの幅で比較すると、本実施例では、単なる差動ペア
に比べて約6.8倍、従来の２組の差動ペアを用いる線形
化差動ペアに比べて約1.7倍に線形範囲が拡大されてい
る。
これまではトランスコンダクタンスができるだけ水平
な線に近似するよう、最大平坦特性を実現する条件につ
いて述べたが、他の近似法として、一定の波打ちを許容
する等リップル近似があり、波打ちを許すことにより最
大平均近似よりも広い線形範囲が得られる。そこで、つ
ぎに、本発明に係る線形化差動増幅器において等リップ
ル近似を実現する実施例について説明する。
な線に近似するよう、最大平坦特性を実現する条件につ
いて述べたが、他の近似法として、一定の波打ちを許容
する等リップル近似があり、波打ちを許すことにより最
大平均近似よりも広い線形範囲が得られる。そこで、つ
ぎに、本発明に係る線形化差動増幅器において等リップ
ル近似を実現する実施例について説明する。
等リップル特性を実現するために必要なパラメータに
関する解析的な条件を導くことはできるが、非線形の連
立方程式となり、それを解くのは困難であるため、ここ
では計算機を用いて数値的にパラメータの近似値を求め
た。その一例として、 α＝1, β＝0.7593, ｄ＝1.300 とすると、トランスコンダクタンスは最大値の約1.1％
の波打ちをもった等リップル特性にできる。
関する解析的な条件を導くことはできるが、非線形の連
立方程式となり、それを解くのは困難であるため、ここ
では計算機を用いて数値的にパラメータの近似値を求め
た。その一例として、 α＝1, β＝0.7593, ｄ＝1.300 とすると、トランスコンダクタンスは最大値の約1.1％
の波打ちをもった等リップル特性にできる。
上記のパラメータを回路的に実現するには、これまで
に説明した本発明の実施例の回路が全て利用できること
は当然である。この実施例の効果を他の場合と比較する
ため、第10図の中に符号IIIを付けて等リップル近似の
実施例を示した。同図（ａ）から明らかなように最大平
坦近似の場合よりも平坦な範囲が広がっている。ただ
し、同図（ｂ）に示す部分拡大図から見える通り、細か
く見ると波打ちが観察される。
に説明した本発明の実施例の回路が全て利用できること
は当然である。この実施例の効果を他の場合と比較する
ため、第10図の中に符号IIIを付けて等リップル近似の
実施例を示した。同図（ａ）から明らかなように最大平
坦近似の場合よりも平坦な範囲が広がっている。ただ
し、同図（ｂ）に示す部分拡大図から見える通り、細か
く見ると波打ちが観察される。
たとえば、負荷回路として同図（ｂ）のカレントミラ
ーを用いれば、出力端子４に接続された別の負荷に対し
て入力端子1,2の間に印加された差動入力電圧のトラン
スコンダクタンス倍の電流を、別の負荷に流すことがで
きる。
ーを用いれば、出力端子４に接続された別の負荷に対し
て入力端子1,2の間に印加された差動入力電圧のトラン
スコンダクタンス倍の電流を、別の負荷に流すことがで
きる。
本発明はまた、第５図（ｂ）に示した各差動増幅ペア
のトランスコンダクタンスの合成の仕方から容易に考え
付くように、オフセット電圧値と出力電流の重み付け係
数を、最大平坦特性を与える値から適当に変化させるこ
とにより、全体のトランスコンダクタンスの平坦性をあ
る程度低下させて、トランスコンダクタンスが一定と見
做せる範囲をより拡大することができるのも明らかであ
る。
のトランスコンダクタンスの合成の仕方から容易に考え
付くように、オフセット電圧値と出力電流の重み付け係
数を、最大平坦特性を与える値から適当に変化させるこ
とにより、全体のトランスコンダクタンスの平坦性をあ
る程度低下させて、トランスコンダクタンスが一定と見
做せる範囲をより拡大することができるのも明らかであ
る。
さらに、実施例は差動増幅ペアを構成するトランジス
タとして全てNPNトランジスタを用いて説明したが、こ
れはPNPトランジスタであっても同様の効果を得ること
ができる。また、ここで用いたバイポーラトランジスタ
としては、ゲルマニウム、シリコン、ガリウム砒素な
ど、どれでも同様の効果を得ることができる。勿論ヘテ
ロバイポーラトランジスタを用いることもできる。
タとして全てNPNトランジスタを用いて説明したが、こ
れはPNPトランジスタであっても同様の効果を得ること
ができる。また、ここで用いたバイポーラトランジスタ
としては、ゲルマニウム、シリコン、ガリウム砒素な
ど、どれでも同様の効果を得ることができる。勿論ヘテ
ロバイポーラトランジスタを用いることもできる。
また、実施例は単に増幅器としての応用のみを示した
が、増幅器以外にもフィルタ、リミッタ、ミクサ回路等
に使用して好適なことは言うまでもない。
が、増幅器以外にもフィルタ、リミッタ、ミクサ回路等
に使用して好適なことは言うまでもない。
［発明の効果］ 以上の通り、本願発明によれば、エミッタ同士が直接
接続された３組の差動増幅ペアに等価的なオフセット電
圧を与え、各々から出力される電流を重み付けした後
に、個々の出力電流を加算するようにしたので、これに
よりトランスコンダクタンス値が可変である状態で、ト
ランスコンダクタ値の平坦部を拡大するので、広い線形
動作範囲を有し、かつ入力インピーダンスを高くするこ
とができる。
接続された３組の差動増幅ペアに等価的なオフセット電
圧を与え、各々から出力される電流を重み付けした後
に、個々の出力電流を加算するようにしたので、これに
よりトランスコンダクタンス値が可変である状態で、ト
ランスコンダクタ値の平坦部を拡大するので、広い線形
動作範囲を有し、かつ入力インピーダンスを高くするこ
とができる。
第１図は本発明の全体概要を示す説明図、第２図は本発
明に利用される負荷の一例を示す説明図、第３図は本発
明の一実施例を示す回路図、第４図は上記実施例の作用
を示す説明図、第５図は上記実施例の変形例を示す回路
図、第６図は上記実施例の他の変形例を示す回路図、第
７図（ａ）（ｂ）はいずれも本発明の他の実施例に用い
るオフセット電圧付与手段の構成例を示す回路図、第８
図は第７図（ａ）に示す回路を用いた差動増幅器の回路
図、第９図は第７図（ｂ）の回路を用いた差動増幅器の
回路図、第10図は本発明の作用を従来例との比較で示す
説明図、第11図は一般的な差動増幅ペアの説明図、第12
図はその作用を示す説明図である。
明に利用される負荷の一例を示す説明図、第３図は本発
明の一実施例を示す回路図、第４図は上記実施例の作用
を示す説明図、第５図は上記実施例の変形例を示す回路
図、第６図は上記実施例の他の変形例を示す回路図、第
７図（ａ）（ｂ）はいずれも本発明の他の実施例に用い
るオフセット電圧付与手段の構成例を示す回路図、第８
図は第７図（ａ）に示す回路を用いた差動増幅器の回路
図、第９図は第７図（ｂ）の回路を用いた差動増幅器の
回路図、第10図は本発明の作用を従来例との比較で示す
説明図、第11図は一般的な差動増幅ペアの説明図、第12
図はその作用を示す説明図である。
Claims (10)
- 【請求項１】バイポーラトランジスタを用いてエミッタ
同士が直接接続された差動増幅ペアの入力端子同士と出
力端子同士をそれぞれ並列的に接続して成る差動増幅器
において、３組の差動増幅ペアを並列配置し、各差動増
幅ペアに等価的なオフセット電圧を与える手段と、これ
らの出力電流を重み付けする手段と、これらの出力電流
を加算する手段と、を具備することを特徴とする線形化
差動増幅器。 - 【請求項２】請求項１に記載の線形化差動増幅器におい
て、前記オフセット電圧を与える手段及び前記重み付け
する手段は、差動入力電圧の変化分に対する差動出力電
流の変化分が平坦になるような等価的オフセット電圧と
出力電流の重み付けを行うことを特徴とする線形化差動
増幅器。 - 【請求項３】請求項１に記載の線形化差動増幅器におい
て、前記オフセット電圧を与える手段及び前記重み付け
する手段は、差動入力電圧の変化分に対する差動出力電
流の変化分が等リップル特性となるような等価的オフセ
ット電圧と出力電流の重み付けを行うことを特徴とする
線形化差動増幅器。 - 【請求項４】請求項２に記載の線形化差動増幅器におい
て、前記重み付けする手段が重み付けする電流は、前記
差動増幅ペアの共通接続されたエミッタに接続された電
流源の電流値であることを特徴とする線形化差動増幅
器。 - 【請求項５】請求項３に記載の線形化差動増幅器におい
て、前記重み付けする手段が重み付けする電流は、前記
差動増幅ペアの共通接続されたエミッタに接続された電
流源の電流値であることを特徴とする線形化差動増幅
器。 - 【請求項６】請求項４に記載の線形化差動増幅器におい
て、該３組の差動増幅ペアに与える等価的オフセット電
圧がそれぞれ、第１の差動増幅ペアに対しては1.03・２
・VT、第２の差動増幅ペアに対してはゼロ、第３の差動
増幅ペアに対しては−1.03・２・VT（ただしVTは熱電圧
で、VT＝KT/q、K:ボルツマン定数、T:絶対温度、q:電子
の電荷）付近であり、該３組の差動増幅ペアの出力電流
の重み付けのわりあいが、前記第１および第３の差動増
幅ペアの出力電流に対して他の第２の差動増幅ペアの出
力電流が0.64倍付近であるように構成したことを特徴と
する線形化差動増幅器。 - 【請求項７】請求項１に記載の線形化差動増幅器におい
て、前オフセット電圧を与える手段を、各差動増幅ペア
の構成要素であるトランジスタのエミッタ面積を変化さ
せることで構成することを特徴とする線形化差動増幅
器。 - 【請求項８】請求項１に記載の線形化差動増幅器におい
て、前記差動増幅ペアの出力電流を加算する手段が、前
記差動増幅ペアの出力端子同士を接続するワイヤード・
オアで構成されることを特徴とする線形化差動増幅器。 - 【請求項９】請求項１に記載の線形化差動増幅器におい
て、前記電流を重み付けする手段は、全ての差動増幅ペ
アの動作電流を比例させて変化させることにより、トラ
ンスコンダクタンスを可変としたものであることを特徴
とする線形化差動増幅器。 - 【請求項１０】請求項１に記載の線形化差動増幅器にお
いて、差動増幅ペアを構成するバイポーラトランジスタ
が、シリコントランジスタ、またはシリコンヘテロバイ
ポーラトランジスタ、またはガリウム砒素ヘテロバイポ
ーラトランジスタであることを特徴とする線形化差動増
幅器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23461589A JP2915440B2 (ja) | 1989-09-12 | 1989-09-12 | 線形化差動増幅器 |
| DE69028803T DE69028803T2 (de) | 1989-05-31 | 1990-05-31 | Linearisierter Differenzverstärker |
| EP90110372A EP0400650B1 (en) | 1989-05-31 | 1990-05-31 | Linearized differential amplifier |
| US07/531,798 US5079515A (en) | 1989-05-31 | 1990-05-31 | Linearized differential amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23461589A JP2915440B2 (ja) | 1989-09-12 | 1989-09-12 | 線形化差動増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0398304A JPH0398304A (ja) | 1991-04-23 |
| JP2915440B2 true JP2915440B2 (ja) | 1999-07-05 |
Family
ID=16973823
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23461589A Expired - Fee Related JP2915440B2 (ja) | 1989-05-31 | 1989-09-12 | 線形化差動増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2915440B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9590576B2 (en) | 2014-09-10 | 2017-03-07 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Differential amplifier |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06162229A (ja) * | 1992-11-18 | 1994-06-10 | Nec Corp | マルチプライヤ |
| US6107858A (en) * | 1997-09-26 | 2000-08-22 | Nec Corporation | OTA squarer and hyperbolic sine/cosine circuits using floating transistors |
| US6819184B2 (en) * | 2002-11-06 | 2004-11-16 | Cree Microwave, Inc. | RF transistor amplifier linearity using suppressed third order transconductance |
| JP4723394B2 (ja) * | 2006-02-13 | 2011-07-13 | 新日本無線株式会社 | 演算増幅器 |
| JP2008072590A (ja) | 2006-09-15 | 2008-03-27 | Toshiba Corp | 増幅回路及び通信装置 |
| JP5469134B2 (ja) * | 2010-08-04 | 2014-04-09 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 加算器埋め込み型ダイナミックプリアンプ |
| JP2015104062A (ja) * | 2013-11-27 | 2015-06-04 | 三菱電機株式会社 | 高効率増幅器 |
-
1989
- 1989-09-12 JP JP23461589A patent/JP2915440B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9590576B2 (en) | 2014-09-10 | 2017-03-07 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Differential amplifier |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0398304A (ja) | 1991-04-23 |
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| JPH057126A (ja) | 積分回路 |
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|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |