JP2909520B2 - 静的コンバータへのエネルギ伝達用磁気制御方法 - Google Patents
静的コンバータへのエネルギ伝達用磁気制御方法Info
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、静的コンバータへのエ
ネルギ伝達用磁気制御方法に関するものである。
ネルギ伝達用磁気制御方法に関するものである。
【0002】
【従来の技術】例えば、アメリカ合衆国特許第4,34
2,075号において、変圧器の漏洩流または飽和に作
用することにより静的コンバータの2次巻線により供給
されるパワーをどのように駆動するかが知られている。
1次および2次巻線からなる主磁気回路の流れを、制御
巻線により、付加することを許容する補助磁気回路を使
用し、その結果透磁率が変化して1次および2次巻線間
のエネルギ伝達の調整を許容する。
2,075号において、変圧器の漏洩流または飽和に作
用することにより静的コンバータの2次巻線により供給
されるパワーをどのように駆動するかが知られている。
1次および2次巻線からなる主磁気回路の流れを、制御
巻線により、付加することを許容する補助磁気回路を使
用し、その結果透磁率が変化して1次および2次巻線間
のエネルギ伝達の調整を許容する。
【0003】
【発明が解決すべき課題】しかしながら、上記従来技術
においては、変圧器の磁気回路の変更およびエネルギの
流れに作用する指令または制御装置により供給される制
御巻線の使用を伴う。
においては、変圧器の磁気回路の変更およびエネルギの
流れに作用する指令または制御装置により供給される制
御巻線の使用を伴う。
【0004】本発明の目的は、静的コンバータのコスト
が通常の変圧器を使用することにより減じられるように
指令巻線もまた補助磁気回路も使用しない静的コンバー
タへのエネルギ伝達用磁気制御方法を実施することにあ
る。
が通常の変圧器を使用することにより減じられるように
指令巻線もまた補助磁気回路も使用しない静的コンバー
タへのエネルギ伝達用磁気制御方法を実施することにあ
る。
【0005】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、この課
題は、磁心に巻回された1次および2次巻線を有する少
なくとも1つの変圧器からなり、入力および出力を有す
る静的コンバータにエネルギを伝達するための静的コン
バータへのエネルギ伝達用磁気制御方法において、変圧
器の磁心の飽和を利用し、制御回路により、前記変圧器
の磁心の磁化状態を調整し、前記変圧器の磁心の制御さ
れた磁化状態を利用することにより、前記静的コンバー
タの入力から出力へのエネルギ伝達を制御して、前記変
圧器の磁心が前記制御回路によって飽和状態に調節され
ていない場合にはエネルギを前記静的コンバータの前記
出力へと伝達し、また、前記変圧器の磁心が制御回路に
よって飽和状態に調節されている場合にはエネルギを前
記静的コンバータの前記出力へと伝達しないようにする
ことにより達成される。
題は、磁心に巻回された1次および2次巻線を有する少
なくとも1つの変圧器からなり、入力および出力を有す
る静的コンバータにエネルギを伝達するための静的コン
バータへのエネルギ伝達用磁気制御方法において、変圧
器の磁心の飽和を利用し、制御回路により、前記変圧器
の磁心の磁化状態を調整し、前記変圧器の磁心の制御さ
れた磁化状態を利用することにより、前記静的コンバー
タの入力から出力へのエネルギ伝達を制御して、前記変
圧器の磁心が前記制御回路によって飽和状態に調節され
ていない場合にはエネルギを前記静的コンバータの前記
出力へと伝達し、また、前記変圧器の磁心が制御回路に
よって飽和状態に調節されている場合にはエネルギを前
記静的コンバータの前記出力へと伝達しないようにする
ことにより達成される。
【0006】以下に、本発明による方法の原理およびそ
れを実施するための2つの方法を例として説明する。
れを実施するための2つの方法を例として説明する。
【0007】
【実施例】図1は本発明にしたがつてエネルギを伝達す
るための磁気制御方法の主要構造を示す。
るための磁気制御方法の主要構造を示す。
【0008】Eは回路を給電する電圧源を示す。該電圧
源は交流電源を整流および濾過することによりまたは連
続するエネルギ供給から得られることができる。
源は交流電源を整流および濾過することによりまたは連
続するエネルギ供給から得られることができる。
【0009】ISQはほぼ正弦波の電流発生器である。
以下の例において、ISQは直列狂信単一スイツチ構造
に基礎を置いている。この電流発生器IQSは飽和可能
な電流変圧器を給電する。
以下の例において、ISQは直列狂信単一スイツチ構造
に基礎を置いている。この電流発生器IQSは飽和可能
な電流変圧器を給電する。
【0010】Rは単一または2重の交互の整流器であ
る。
る。
【0011】Cは飽和可能な電流変圧器T.P.の磁気
状態の制御を許容する以下の出力パラメータ、電圧、電
流またはパワーの1つの制御回路である。
状態の制御を許容する以下の出力パラメータ、電圧、電
流またはパワーの1つの制御回路である。
【0012】本発明による静的コンバータの動作原理を
説明するために、図2に示される簡単化した等価モデル
を参照することができ、このモデルにおいてLmは磁化
インダクタンスかつT.I.は1次側のn1巻線および
2次側のn2巻線からなる完全な電流変圧器である。
説明するために、図2に示される簡単化した等価モデル
を参照することができ、このモデルにおいてLmは磁化
インダクタンスかつT.I.は1次側のn1巻線および
2次側のn2巻線からなる完全な電流変圧器である。
【0013】ノード法則はIp=IM+(I2・n2/
n1)を付与する。
n1)を付与する。
【0014】変圧器の磁気回路が飽和されるとき、Lm
はほぼゼロでありそしてIp=Imである。2次側に向
かうエネルギの伝達は存在しない。磁気回路が飽和され
ないとき、LmはImがIpに比して非常に小さいよう
に決定された値を有する。その場合にIp=I2・n2
/n1でありかつエネルギは2次側に向かって伝達され
る。
はほぼゼロでありそしてIp=Imである。2次側に向
かうエネルギの伝達は存在しない。磁気回路が飽和され
ないとき、LmはImがIpに比して非常に小さいよう
に決定された値を有する。その場合にIp=I2・n2
/n1でありかつエネルギは2次側に向かって伝達され
る。
【0015】留意すべきことは、変圧器の巻線のコネク
タにおいて取られる、1周期の間の、平均電圧は永続的
な確立作動条件の間中等しいということである。これは
低い抵抗を有するあらゆる巻線、1次巻線、2次巻線な
らびに補助巻線に関して真実である。
タにおいて取られる、1周期の間の、平均電圧は永続的
な確立作動条件の間中等しいということである。これは
低い抵抗を有するあらゆる巻線、1次巻線、2次巻線な
らびに補助巻線に関して真実である。
【0016】本方法によれば、制御回路は巻線のコネク
タに取られる平均電圧を遷移作動条件の間中変化させ
る。これと同様に、磁気材料は漸次飽和する傾向があ
る。制御回路によつて磁気材料の飽和に作用し、変圧器
の1次または2次巻線のコネクタでの電圧を遷移作動条
件の間中変化させる。この方法によれば、もはや磁気補
助巻線を使用する必要がない。通常の電圧変圧器を使用
することができる。
タに取られる平均電圧を遷移作動条件の間中変化させ
る。これと同様に、磁気材料は漸次飽和する傾向があ
る。制御回路によつて磁気材料の飽和に作用し、変圧器
の1次または2次巻線のコネクタでの電圧を遷移作動条
件の間中変化させる。この方法によれば、もはや磁気補
助巻線を使用する必要がない。通常の電圧変圧器を使用
することができる。
【0017】ところで、3つの可能性、すなわち、−消
磁段階の間中1次または2次巻線電圧の大きさを調整す
ることにより、−一定の電圧下で、消磁の持続時間に作
用することにより、−上述した2つの作用を組み合わせ
ることにより、磁化電流Imの最小値により磁気回路の
消磁を制御することができる。
磁段階の間中1次または2次巻線電圧の大きさを調整す
ることにより、−一定の電圧下で、消磁の持続時間に作
用することにより、−上述した2つの作用を組み合わせ
ることにより、磁化電流Imの最小値により磁気回路の
消磁を制御することができる。
【0018】図3および図4は磁化電流Imの関数とし
て磁束φを示し、材料の磁気状態の進展に追随すること
ができる。1周期の間中、図3に示した例において飽和
はない。図4において作動周期の1部分の間飽和があ
る。
て磁束φを示し、材料の磁気状態の進展に追随すること
ができる。1周期の間中、図3に示した例において飽和
はない。図4において作動周期の1部分の間飽和があ
る。
【0019】調整器Cは、各周期において、所望のエネ
ルギ伝達を得るために消磁電圧または消磁持続時間また
は上記パラメータの最良の組み合わせを調整する。
ルギ伝達を得るために消磁電圧または消磁持続時間また
は上記パラメータの最良の組み合わせを調整する。
【0020】各作動周期の間中、電流変圧器は所望の出
力パラメータを調整するために2次側に伝送されるべき
エネルギに依存する時間区分飽和される。
力パラメータを調整するために2次側に伝送されるべき
エネルギに依存する時間区分飽和される。
【0021】電流変圧器は通常の変圧器と同一方法で製
造され、磁気回路はトーラス形状を有するかまたはU,
EまたはIの一般的な形状から構成される。巻線は綴じ
こまれるかまたは同中心的にまたは組み込まれずに、ま
たは磁気回路の同一脚部にまたは異なる部分に取り付け
られることができる。
造され、磁気回路はトーラス形状を有するかまたはU,
EまたはIの一般的な形状から構成される。巻線は綴じ
こまれるかまたは同中心的にまたは組み込まれずに、ま
たは磁気回路の同一脚部にまたは異なる部分に取り付け
られることができる。
【0022】それは補助制御または磁気回路を含まな
い。図5は静的コンバータの第1実施例を示し、そのエ
ネルギ伝達が本発明の方法にしたがつて制御される。
い。図5は静的コンバータの第1実施例を示し、そのエ
ネルギ伝達が本発明の方法にしたがつて制御される。
【0023】使用される調整原理はこの例においては調
整器Cにより消磁電圧Vrを変化することからなる。
整器Cにより消磁電圧Vrを変化することからなる。
【0024】一定の大きさを有するほぼ正弦波の電流発
生器IQSは構成要素K1,C1,DおよびLから作ら
れる。
生器IQSは構成要素K1,C1,DおよびLから作ら
れる。
【0025】K1はそれが静的コンバータの較正の間中
設計者により決定される値に達するとき開放つれるスイ
ツチである。そこでiは発振段階に入り、負となりかつ
次いでコンデンサC1での電圧がゼロに等しくなるとす
ぐにダイオードDを通る。K1はiが再び正になろうと
するとき閉止され、そして新たな周期が始まる。K1に
使用される技術はMOS,FETまたはバイポーラトラ
ンジスタであっても良い。
設計者により決定される値に達するとき開放つれるスイ
ツチである。そこでiは発振段階に入り、負となりかつ
次いでコンデンサC1での電圧がゼロに等しくなるとす
ぐにダイオードDを通る。K1はiが再び正になろうと
するとき閉止され、そして新たな周期が始まる。K1に
使用される技術はMOS,FETまたはバイポーラトラ
ンジスタであっても良い。
【0026】K2は制御されたスイツチ(いかなる技術
が使用されても良い)。その明白なパワーはK1に比し
て非常に低い。このスイツチはiが正であるとき閉止さ
れかつiが負であるとき開放される。
が使用されても良い)。その明白なパワーはK1に比し
て非常に低い。このスイツチはiが正であるとき閉止さ
れかつiが負であるとき開放される。
【0027】変圧器の1次巻線の電流Ipは正のみにす
ることができる。
ることができる。
【0028】ダイオードDはその負の交替の間中電流i
の連続性を保証する。
の連続性を保証する。
【0029】1つの等しいダイオードのみが2次巻線に
要求される。Ipが正でありかつ変圧器が飽和されない
ときDsが導通する。
要求される。Ipが正でありかつ変圧器が飽和されない
ときDsが導通する。
【0030】ダイオードDrは電流iの負の交替の間中
磁気材料の消磁を許容し、スイツチK2は次いで開放さ
れる。
磁気材料の消磁を許容し、スイツチK2は次いで開放さ
れる。
【0031】制御回路Cはそれにより消磁が行われる消
磁電圧Vrの値を調整する。
磁電圧Vrの値を調整する。
【0032】この方法において図6(負荷されたコンバ
ータ)および図7(軽く負荷されたコンバータ)におい
て示される波形を得る。
ータ)および図7(軽く負荷されたコンバータ)におい
て示される波形を得る。
【0033】留意すべきことは、幾つかの変圧器が直列
に結合されるが図8に示されるように別個に調整されて
も良いということである。
に結合されるが図8に示されるように別個に調整されて
も良いということである。
【0034】図8には幾つかの電流変圧器TP1,TP
2...が電源およびほぼ正弦波の電流発生器IQSと
直列に接続される。
2...が電源およびほぼ正弦波の電流発生器IQSと
直列に接続される。
【0035】これらの各変圧器の2次巻線は対応する変
圧器の磁気回路の消磁を制御する制御回路C1,C
2...に給電する。
圧器の磁気回路の消磁を制御する制御回路C1,C
2...に給電する。
【0036】このように各変圧器は本発明において記載
される制御方法にしたがつて調整される。いずれの変圧
器も幾つかの出力を有することができることは明らかで
ある。
される制御方法にしたがつて調整される。いずれの変圧
器も幾つかの出力を有することができることは明らかで
ある。
【0037】その方法において、独特なスイツチによ
り、その出力の幾つかに関して独立調整により多数供給
を得ることができる。
り、その出力の幾つかに関して独立調整により多数供給
を得ることができる。
【0038】例えば、テレビジヨンセツトに関して、記
載された共振単一スイツチ構造において、一方で電子回
路の低電源を、他方でプレート(T.H.T.)の加速
および偏向電圧を調整しかつ絶縁距離を考慮することが
できる。
載された共振単一スイツチ構造において、一方で電子回
路の低電源を、他方でプレート(T.H.T.)の加速
および偏向電圧を調整しかつ絶縁距離を考慮することが
できる。
【0039】図9は本発明による方法を実施する静的
(スタテイツク)コンバータの第2実施態様の第1変形
例を示す。この例に使用される調整原理はスイツチKK
3に作用する調整器C’により磁化段階の持続時間を変
化することからなる。
(スタテイツク)コンバータの第2実施態様の第1変形
例を示す。この例に使用される調整原理はスイツチKK
3に作用する調整器C’により磁化段階の持続時間を変
化することからなる。
【0040】構成要素K1,L,C1およびDは第1実
施例に記載されたIQSを構成している。
施例に記載されたIQSを構成している。
【0041】電流変圧器T.P.の1次巻線と並列に取
り付けられたスイツチK3は電流iの負の交替の間中調
整器C’により制御される。出力に最大パワーを伝達し
ようとするとき、K3はその周期の間中常に開放され
る。パワーが減少するので、調整器C’は所望のエネル
ギ伝達により決定される持続時間だけ電流iの負の交替
の間中スイツチK3を閉じる。
り付けられたスイツチK3は電流iの負の交替の間中調
整器C’により制御される。出力に最大パワーを伝達し
ようとするとき、K3はその周期の間中常に開放され
る。パワーが減少するので、調整器C’は所望のエネル
ギ伝達により決定される持続時間だけ電流iの負の交替
の間中スイツチK3を閉じる。
【0042】1次電流Ipが正であるとき、ダイオード
D1は変圧器が飽和されないならば導通する。
D1は変圧器が飽和されないならば導通する。
【0043】電流Ipが負であるとき、ダイオードD2
はスイツチK3が開放されるならば導通する。それに反
して、K3が閉止されるならば、磁化電流ImはIpと
同一の振幅を有しかつダイオードD2が遮断される。
はスイツチK3が開放されるならば導通する。それに反
して、K3が閉止されるならば、磁化電流ImはIpと
同一の振幅を有しかつダイオードD2が遮断される。
【0044】この方法において図11(負荷されたコン
バータ)および図12(軽く負荷されたコンバータ)に
示される波形を得る。
バータ)および図12(軽く負荷されたコンバータ)に
示される波形を得る。
【0045】図10はスイツチK3およびダイオード
D’pが電流変圧器T.P.と並列に取り付けられる本
発明による制御方法を実施する静的コンバータの第2実
施態様の第2変形例を示す。
D’pが電流変圧器T.P.と並列に取り付けられる本
発明による制御方法を実施する静的コンバータの第2実
施態様の第2変形例を示す。
【0046】この変形例に使用される調整原理はスイツ
チK3に作用する調整器C’’により消磁段階の持続時
間を変化することからなる。
チK3に作用する調整器C’’により消磁段階の持続時
間を変化することからなる。
【0047】K3およびD’pはともに通常の変圧器の
主要な1次または2次巻線に、または特別な変圧器の補
助巻線に取り付けられることができる。調整に直接作用
する巻線の選択はスイツチK3に流れている電流とその
コネクタでの電圧との間の最良の妥協に拘束される。
主要な1次または2次巻線に、または特別な変圧器の補
助巻線に取り付けられることができる。調整に直接作用
する巻線の選択はスイツチK3に流れている電流とその
コネクタでの電圧との間の最良の妥協に拘束される。
【0048】留意すべきことは、本発明による制御方法
を実施する静的コンバータのそれぞれ記載された実施例
において、電流源IQSの1部分であるインダクタンス
Lは電流変圧器T.P.の漏洩インダクタンスに統合さ
れるかまたはそれにより構成される。
を実施する静的コンバータのそれぞれ記載された実施例
において、電流源IQSの1部分であるインダクタンス
Lは電流変圧器T.P.の漏洩インダクタンスに統合さ
れるかまたはそれにより構成される。
【0049】図13に示される調整器Cは図4に示され
た静的コンバータの第1実施態様に使用される。それは
電流変圧器T.P.の消磁エネルギを搬送するダイオー
ドDrおよびこのエネルギを消散するトランジスタT4
からなる。
た静的コンバータの第1実施態様に使用される。それは
電流変圧器T.P.の消磁エネルギを搬送するダイオー
ドDrおよびこのエネルギを消散するトランジスタT4
からなる。
【0050】電圧Vsが増大する傾向があるとき、トラ
ンジスタT4は導通しかつ消磁電圧が減少するようにコ
ンデンサCRを放電する。磁気材料は飽和する傾向があ
る。より少ないエネルギが次いで通過しかつ電圧Vsが
減少しようとする。作動点はその場合に安定である。
ンジスタT4は導通しかつ消磁電圧が減少するようにコ
ンデンサCRを放電する。磁気材料は飽和する傾向があ
る。より少ないエネルギが次いで通過しかつ電圧Vsが
減少しようとする。作動点はその場合に安定である。
【0051】図14に示されるような調整器C’は図9
に示した静的コンバータの変形例において使用される。
それはプログラム可能なツエナーダイオードZpにより
発生される基準電圧Vrefからなる。光カプラダイオ
ードDoの電流は、Vsがコンバータの出力電圧である
場合に、(Vs−Vref)と同一方向に引き出され
る。
に示した静的コンバータの変形例において使用される。
それはプログラム可能なツエナーダイオードZpにより
発生される基準電圧Vrefからなる。光カプラダイオ
ードDoの電流は、Vsがコンバータの出力電圧である
場合に、(Vs−Vref)と同一方向に引き出され
る。
【0052】ダイオードDoに結合されるフオトトラン
ジスタToはコンデンサC2を負荷する電流源として作
用する。C2はその場合に電圧Vsによりその振幅を増
大する電圧源である。
ジスタToはコンデンサC2を負荷する電流源として作
用する。C2はその場合に電圧Vsによりその振幅を増
大する電圧源である。
【0053】以下の構成要素r,C3,D2およびR2
からなる回路は鋸歯状電圧をその制御しきい値から導通
するトランジスタT1のグリツドに印加し、この方法に
おいてトランジスタT2の飽和およびスイツチK3の導
電性を発生する。
からなる回路は鋸歯状電圧をその制御しきい値から導通
するトランジスタT1のグリツドに印加し、この方法に
おいてトランジスタT2の飽和およびスイツチK3の導
電性を発生する。
【0054】スイツチK3はスイツチK1と同期して制
御されかつその導通持続時間は、各周期において、出力
電圧Vsがより大きくなるとき、より長い。
御されかつその導通持続時間は、各周期において、出力
電圧Vsがより大きくなるとき、より長い。
【0055】図15に示される調整器C’’はスイツチ
K3およびダイオードD’pが変圧器T.P.の2次巻
線と並列に結合される図10に示した静的コンバータの
変形例に使用される。その場合に電流的な絶縁は必要と
せず、調整器C’’はその場合に調整器C’と同じであ
る。光カプラ(To,Do)は簡単なバイポーラトラン
ジスタpnpTo’により置き換えられる。
K3およびダイオードD’pが変圧器T.P.の2次巻
線と並列に結合される図10に示した静的コンバータの
変形例に使用される。その場合に電流的な絶縁は必要と
せず、調整器C’’はその場合に調整器C’と同じであ
る。光カプラ(To,Do)は簡単なバイポーラトラン
ジスタpnpTo’により置き換えられる。
【0056】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、磁気回
路に巻回された1次および2次巻線を有する少なくとも
1つの変圧器からなる静的コンバータにエネルギを伝達
するための静的コンバータへのエネルギ伝達用磁気制御
方法において、制御回路により、1つのパラメータ、前
記変圧器の2次または出力巻線の電圧または電流の関数
において所望のエネルギ伝達に応じて変圧器の磁気回路
全体の磁化状態を調整する構成としたので、静的コンバ
ータのコストが通常の変圧器を使用することにより減じ
られるように指令巻線もまた補助磁気回路も使用しない
静的コンバータへのエネルギ伝達用磁気制御方法を提供
することができる。
路に巻回された1次および2次巻線を有する少なくとも
1つの変圧器からなる静的コンバータにエネルギを伝達
するための静的コンバータへのエネルギ伝達用磁気制御
方法において、制御回路により、1つのパラメータ、前
記変圧器の2次または出力巻線の電圧または電流の関数
において所望のエネルギ伝達に応じて変圧器の磁気回路
全体の磁化状態を調整する構成としたので、静的コンバ
ータのコストが通常の変圧器を使用することにより減じ
られるように指令巻線もまた補助磁気回路も使用しない
静的コンバータへのエネルギ伝達用磁気制御方法を提供
することができる。
【図1】本発明による方法の原理の構造を示す回路図で
ある。
ある。
【図2】静的コンバータに使用される電流変圧器の作動
原理を説明する簡単化した等価回路図である。
原理を説明する簡単化した等価回路図である。
【図3】作動の1周期の間中飽和のない磁化電流の関数
としての磁束を示す説明図である。
としての磁束を示す説明図である。
【図4】作動の周期の1部分の間中飽和のある磁化電流
の関数としての磁束を示す説明図である。
の関数としての磁束を示す説明図である。
【図5】本発明による方法を実施する静的コンバータの
第1実施例を示す回路図である。
第1実施例を示す回路図である。
【図6】図5に示されたコンバータが負荷されるときの
異なるパラメータによる波形を示す説明図である。
異なるパラメータによる波形を示す説明図である。
【図7】図5に示されたコンバータが軽く負荷されると
きの異なるパラメータによる波形を示す説明図である。
きの異なるパラメータによる波形を示す説明図である。
【図8】各々別個に調整される、幾つかの変圧器を直列
に接続するような可能性を示す回路図である。
に接続するような可能性を示す回路図である。
【図9】本発明による方法を実施する静的コンバータの
第2実施態様の第1変形例を示す回路図である。
第2実施態様の第1変形例を示す回路図である。
【図10】本発明による方法を実施する静的コンバータ
の第2実施態様の第2変形例をしめす回路図である。
の第2実施態様の第2変形例をしめす回路図である。
【図11】図9および図10に示したコンバータが負荷
されるときの異なるパラメータによる波形を示す説明図
である。
されるときの異なるパラメータによる波形を示す説明図
である。
【図12】図9および図10に示したコンバータが軽く
負荷されるときの異なるパラメータによる波形を示す説
明図である。
負荷されるときの異なるパラメータによる波形を示す説
明図である。
【図13】図4に示した実施例における調整回路Cの1
実施例を示すブロツク回路図である。
実施例を示すブロツク回路図である。
【図14】図9に示した実施例における調整回路C’の
1実施例を示すブロツク回路図である。
1実施例を示すブロツク回路図である。
【図15】図10に示した実施例における調整回路
C’’の1実施例を示すブロツク回路図である。
C’’の1実施例を示すブロツク回路図である。
E 電圧源 R 整流器 C 制御回路(調整回路) C’ 制御回路 C’’ 制御回路 T.P. 変圧器 IQS 電流発生器 K1 スイツチ K2 スイツチ K3 スイツチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジャン・ピエール・ダナー フランス国 13600 ラ・スィオタ、シ ェメン・デ・スヴリエル (番地なし) (56)参考文献 特開 昭56−25376(JP,A) 特開 昭61−22757(JP,A) 特開 昭49−73615(JP,A) 特開 昭61−244268(JP,A) 特開 平2−65659(JP,A) 実公 昭63−1591(JP,Y2) (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H02M 3/00 - 3/44
Claims (7)
- 【請求項1】 磁心に巻回された1次および2次巻線を
有する少なくとも1つの変圧器からなり、入力および出
力を有する静的コンバータにエネルギを伝達するための
静的コンバータへのエネルギ伝達用磁気制御方法におい
て、前記静的コンバータへのエネルギ伝達磁気制御方法
は変圧器の磁心の飽和を利用したものであり、 制御回路により、前記変圧器の磁心の磁化状態を調整す
るステップと、 前記変圧器の磁心の制御された磁化状態を利用すること
により、前記静的コンバータの入力から出力へのエネル
ギ伝達を制御して、前記変圧器の磁心が前記制御回路に
よって飽和状態に調節されていない場合にはエネルギを
前記静的コンバータの前記出力へと伝達し、また、前記
変圧器の磁心が制御回路によって飽和状態に調節されて
いる場合にはエネルギを前記静的コンバータの前記出力
へと伝達しないようにするステップと、 を有することを特徴とする、静的コンバータへのエネル
ギ伝達用磁気制御方法。 - 【請求項2】 前記制御回路により、変圧器の遷移作動
条件の間中に、前記変圧器の任意の巻線の両端における
平均電圧を加減することによって、前記変圧器の磁心の
磁化状態を制御することを特徴とする請求項1に記載の
静的コンバータへのエネルギ伝達用磁気制御方法。 - 【請求項3】 前記制御回路により、前記変圧器の磁心
が飽和している間の時間を制御することを特徴とする請
求項1に記載の静的コンバータへのエネルギ伝達用磁気
制御方法。 - 【請求項4】 前記制御回路により、前記変圧器の磁心
が飽和している間の時間を変化することによって前記静
的コンバータの前記入力から前記出力へ伝達されるエネ
ルギ量を制御することを特徴とする請求項3に記載の静
的コンバータへのエネルギ伝達用磁気制御方法。 - 【請求項5】 前記静的コンバータは、独立した多重出
力配置として構成され、前記変圧器と同様でありそれら
の前記第1次巻線によって直列に結合された幾つかの変
圧器を含み、各々の前記変圧器の磁心の磁化状態は特定
の制御回路に よって独立的に制御され、前記特定の制御
回路は、前記変圧器の遷移作動条件の間中、前記静的コ
ンバータの独立した出力に応答した前記変圧器両端の所
望のエネルギ伝達にしたがって各々の前記変圧器におけ
る前記任意の巻線の両端の平均電圧を加減している、こ
とを特徴とする請求項1に記載のエネルギ伝達用磁気制
御方法。 - 【請求項6】 電圧源(E)と磁心に巻回された第1次
巻線および第2次巻線を有する少なくとも1つの変圧器
とを含む静的コンバータにおいて、 前記静的コンバータは、前記変圧器(TP)の前記第1
次巻線と直列に結合されるように電流供給源(IQS)
を配置し、当該変圧器(TP)の前記第1次巻線は制御
回路(C)によって制御され、前記制御回路は所定のエ
ネルギ伝達にしたがって前記変圧器の磁心の磁化状態を
制御することを特徴とする静的コンバータ。 - 【請求項7】 前記静的コンバータは、独立した多重出
力配置として構成され、それらの第1次巻線によって直
列に結合されるいくつかの変圧器からなり、各々の前記
変圧器の磁心の磁化状態は特定の制御回路によって独立
的に制御され、前記特定の制御回路は変圧器の遷移作動
条件の間に、前記静的コンバータの独立した出力に応答
した前記変圧器両端の所定のエネルギ伝達にしたがって
各々の前記変圧器における前記第2次巻線の両端の平均
電圧値を加減することを特徴とする請求項6に記載の静
的コンバータ。
Applications Claiming Priority (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CH2343/90A CH683804A5 (fr) | 1990-07-13 | 1990-07-13 | Procédé magnétique de contrôle du transfert d'énergie dans un convertisseur statique et dispositif pour sa mise en oeuvre. |
CH2343/90 | 1990-07-13 | ||
CH664/91A CH684133A5 (fr) | 1991-03-05 | 1991-03-05 | Procédé magnétique de contrôle du transfert d'énergie dans un convertisseur statique et convertisseur statique pour sa mise en oeuvre. |
CH664/91 | 1991-03-05 |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04229074A JPH04229074A (ja) | 1992-08-18 |
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Family
ID=25685296
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3171328A Expired - Lifetime JP2909520B2 (ja) | 1990-07-13 | 1991-07-11 | 静的コンバータへのエネルギ伝達用磁気制御方法 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
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EP (1) | EP0465903B1 (ja) |
JP (1) | JP2909520B2 (ja) |
AT (1) | ATE143738T1 (ja) |
DE (1) | DE69122442T2 (ja) |
ES (1) | ES2094773T3 (ja) |
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DE69518572T2 (de) * | 1994-04-29 | 2001-04-19 | Andre Bonnet | Statischer Wandler mit gesteuertem Schalter und Steuerungsschaltung |
KR100413745B1 (ko) * | 1995-08-30 | 2004-03-20 | 정규범 | 컨버터스위치의스위칭손실및노이즈저감회로 |
US5619402A (en) * | 1996-04-16 | 1997-04-08 | O2 Micro, Inc. | Higher-efficiency cold-cathode fluorescent lamp power supply |
DE10331866B4 (de) | 2003-07-14 | 2008-11-13 | Minebea Co., Ltd. | Einrichtung zur Steuerung einer Spulenanordnung mit elektrisch variierbarer Induktivität, sowie Schaltnetzteil |
US20070159856A1 (en) * | 2006-01-11 | 2007-07-12 | Ta-Yung Yang | Flyback power converter with split primary winding transformer |
US8179699B2 (en) * | 2008-12-31 | 2012-05-15 | Stmicroelectronics S.R.L. | Method for controlling a switching regulator and related switching regulator |
KR101578292B1 (ko) * | 2014-05-13 | 2015-12-16 | 엘에스산전 주식회사 | 계기용 변압기의 편차 보상 방법 |
KR101622461B1 (ko) * | 2014-05-13 | 2016-05-18 | 엘에스산전 주식회사 | 계기용 변압기의 편차 보상 방법 |
KR101529146B1 (ko) | 2014-05-13 | 2015-06-16 | 엘에스산전 주식회사 | 계기용 변압기의 편차 보상 방법 |
CN106873461B (zh) * | 2017-03-02 | 2019-02-05 | 国家电网公司 | 一种电流互感器剩磁消磁装置的控制方法 |
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US4342075A (en) * | 1977-05-20 | 1982-07-27 | Tdk Electronics | Switched mode DC to DC converter using variable leakage transformer |
DE3672847D1 (de) * | 1985-02-12 | 1990-08-30 | Hitachi Metals Ltd | Gleichstromwandler. |
US4652809A (en) * | 1986-01-06 | 1987-03-24 | Microtel Limited | Switched regulator circuit having an extended duty cycle range |
US4736285A (en) * | 1986-06-19 | 1988-04-05 | Veeco Instruments, Inc. | Demagnetization circuit for forward converter |
DE3671553D1 (de) * | 1986-08-08 | 1990-06-28 | Ibm | Energieversorgungen mit magnetverstaerker zur spannungsregelung. |
DE3724590A1 (de) * | 1987-07-24 | 1989-02-02 | Gert Guenther Niggemeyer | Gleichspannungswandler |
US4809148A (en) * | 1987-10-21 | 1989-02-28 | British Columbia Telephone Company | Full-fluxed, single-ended DC converter |
US4864478A (en) * | 1987-12-23 | 1989-09-05 | Bloom Gordon E | Integrated-magnetics power converter |
FR2626419B1 (fr) * | 1988-01-21 | 1990-06-29 | Sgs Thomson Microelectronics | Dispositif de surveillance de demagnetisation pour alimentation a decoupage a regulation primaire et secondaire |
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-
1991
- 1991-06-22 ES ES91110344T patent/ES2094773T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1991-06-22 AT AT91110344T patent/ATE143738T1/de not_active IP Right Cessation
- 1991-06-22 EP EP91110344A patent/EP0465903B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1991-06-22 DE DE69122442T patent/DE69122442T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-07-11 JP JP3171328A patent/JP2909520B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1991-07-15 US US07/731,826 patent/US5184289A/en not_active Expired - Fee Related
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