JP2890537B2 - 位相同期発振器 - Google Patents
位相同期発振器Info
- Publication number
- JP2890537B2 JP2890537B2 JP1275302A JP27530289A JP2890537B2 JP 2890537 B2 JP2890537 B2 JP 2890537B2 JP 1275302 A JP1275302 A JP 1275302A JP 27530289 A JP27530289 A JP 27530289A JP 2890537 B2 JP2890537 B2 JP 2890537B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- oscillator
- output
- controlled oscillator
- resistance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はサンプリング位相検波器を用いた位相同期発
振器に関するものである。
振器に関するものである。
従来の技術 第３図に従来の位相同期発振器の一例を示す。
第３図で、１は電圧制御発振器、２はサンプリング位
相比較器、３はバッファアンプ、４はループフィルタ、
５は出力端子、６は基準信号入力端子、11,15はオペア
ンプ、12はスイープ発振器、17はコンデンサ、18,19,2
0,21,22は抵抗である。
相比較器、３はバッファアンプ、４はループフィルタ、
５は出力端子、６は基準信号入力端子、11,15はオペア
ンプ、12はスイープ発振器、17はコンデンサ、18,19,2
0,21,22は抵抗である。
第３図に示すように、電圧制御発振器１の出力をサン
プリング位相比較器２で位相比較し、サンプリング位相
比較器２の出力をバッファアンプ３を介して、ループフ
ィルタ４に入力し、ループフィルタ４の出力を、電圧制
御発振器１の入力端子に印加し、電圧制御発振器１の出
力端子５から出力信号を得るように位相同期ループを構
成していた。また、サンプリング位相比較器２を用いた
同期ループでは、キャプチャレンジが非常に狭いため、
同期がはずれた場合、電圧制御発振器１の発振周波数を
強制的に変化させる必要があるために、オペアンプ11を
用いたスイープ発振器12を設けている。すなわち、同期
がはずれた場合、サンプリング位相比較器２の出力端Ａ
での直流成分（VA）はVA＝0Vとなり、コンデンサ17を通
り、抵抗18を流れる電流（I1）はI1＝０となり、Ｃ点で
の電圧（VC）はVC＝0Vとなる。また、Ｄ点の電圧（VD）
は時定数＝1/抵抗19×コンデンサ17で変化し、VD＞0Vで
は、Ｄ点の電圧はオペアンプ11の正の電源電圧VCCとな
り、VD＜0Vでは、負の電源電圧VEEとなる。従って、ル
ープフィルタ４の出力端Ｅの電圧（VE）は、VE＝VEE×
抵抗21/（抵抗20＋抵抗21）〜VCC×抵抗21/（抵抗20＋
抵抗21）まで変化する。また、VA＞0Vの時は、抵抗19を
流れる電流I2に比べて電流I1が大きくなり、スイープ発
振器は動作を停止し、ループフィルタが動作し、ループ
が同期する回路構成となっていた。
プリング位相比較器２で位相比較し、サンプリング位相
比較器２の出力をバッファアンプ３を介して、ループフ
ィルタ４に入力し、ループフィルタ４の出力を、電圧制
御発振器１の入力端子に印加し、電圧制御発振器１の出
力端子５から出力信号を得るように位相同期ループを構
成していた。また、サンプリング位相比較器２を用いた
同期ループでは、キャプチャレンジが非常に狭いため、
同期がはずれた場合、電圧制御発振器１の発振周波数を
強制的に変化させる必要があるために、オペアンプ11を
用いたスイープ発振器12を設けている。すなわち、同期
がはずれた場合、サンプリング位相比較器２の出力端Ａ
での直流成分（VA）はVA＝0Vとなり、コンデンサ17を通
り、抵抗18を流れる電流（I1）はI1＝０となり、Ｃ点で
の電圧（VC）はVC＝0Vとなる。また、Ｄ点の電圧（VD）
は時定数＝1/抵抗19×コンデンサ17で変化し、VD＞0Vで
は、Ｄ点の電圧はオペアンプ11の正の電源電圧VCCとな
り、VD＜0Vでは、負の電源電圧VEEとなる。従って、ル
ープフィルタ４の出力端Ｅの電圧（VE）は、VE＝VEE×
抵抗21/（抵抗20＋抵抗21）〜VCC×抵抗21/（抵抗20＋
抵抗21）まで変化する。また、VA＞0Vの時は、抵抗19を
流れる電流I2に比べて電流I1が大きくなり、スイープ発
振器は動作を停止し、ループフィルタが動作し、ループ
が同期する回路構成となっていた。
発明が解決しようとする課題 しかしながら、オペアンプ11,15の入力端子の一方を
アースにしているために、正負の電源電圧の電圧が大き
く異なる場合、例えば、VCC＝15V、VEE≦−11Vのときは
スイープ発振器が動作が不安定となる。また、I2がI1に
比べて大きくなりループフィルタの動作も不安定となる
ため、位相同期発振器は同期がはずれた状態のままにな
るという問題があった。
アースにしているために、正負の電源電圧の電圧が大き
く異なる場合、例えば、VCC＝15V、VEE≦−11Vのときは
スイープ発振器が動作が不安定となる。また、I2がI1に
比べて大きくなりループフィルタの動作も不安定となる
ため、位相同期発振器は同期がはずれた状態のままにな
るという問題があった。
故に、本発明の目的は、正負の電源電圧の差が大きく
異なっても安定に動作し、電源電圧を自由に設定出来る
位相同期発振器を提供するものである。
異なっても安定に動作し、電源電圧を自由に設定出来る
位相同期発振器を提供するものである。
課題を解決するための手段 本発明は上記問題点を解決するため、ループフィルタ
に設けられたオペアンプの入力端子、スイープ発振器に
設けられたオペアンプの入力端子、サンプリング位相比
較器の前記電圧制御発振器出力の入力端子のそれぞれに
バイアス回路よりバイアス電圧を与えるように位相同期
発振器を構成している。
に設けられたオペアンプの入力端子、スイープ発振器に
設けられたオペアンプの入力端子、サンプリング位相比
較器の前記電圧制御発振器出力の入力端子のそれぞれに
バイアス回路よりバイアス電圧を与えるように位相同期
発振器を構成している。
作用 この技術的手段による作用は次のようになる。
すなわち、ループフィルタ、スイープ発振器、サンプ
リング位相比較器にバイアス回路よりバイアス電圧を与
えたことにより、電源電圧が変動しても安定に動作する
ため、電源電圧を自由に設定出来る位相同期発振器とな
る。
リング位相比較器にバイアス回路よりバイアス電圧を与
えたことにより、電源電圧が変動しても安定に動作する
ため、電源電圧を自由に設定出来る位相同期発振器とな
る。
実施例 以下に本発明の実施例を第１図、第２図に示す。
１は電圧制御発振器、２はサンプリング位相比較器、
３はバッファアンプ、４はループフィルタ、５は出力端
子、６は基準信号入力端子、７はバラン、８はステップ
リカバリーダイオード、9,10はショットキーダイオー
ド、11,15はオペアンプ、12はスイープ発振器、13はバ
イアス回路、14,15,16,18,19,20,21,22,23,24は抵抗、2
5,26,27,28,29はコンデンサ、30,31はダイオードであ
る。
３はバッファアンプ、４はループフィルタ、５は出力端
子、６は基準信号入力端子、７はバラン、８はステップ
リカバリーダイオード、9,10はショットキーダイオー
ド、11,15はオペアンプ、12はスイープ発振器、13はバ
イアス回路、14,15,16,18,19,20,21,22,23,24は抵抗、2
5,26,27,28,29はコンデンサ、30,31はダイオードであ
る。
第１図に示すように、電圧制御発振器１の出力をサン
プリング位相比較器２で位相比較し、前記サンプリング
位相比較器２の出力をバッファアンプ３を介してループ
フィルタ４に入力し、ループフィルタ４の出力を、電圧
制御発振器１の入力端子に印加し、電圧制御発振器１の
出力端子５から出力信号を得るように位相同期ループを
構成している。
プリング位相比較器２で位相比較し、前記サンプリング
位相比較器２の出力をバッファアンプ３を介してループ
フィルタ４に入力し、ループフィルタ４の出力を、電圧
制御発振器１の入力端子に印加し、電圧制御発振器１の
出力端子５から出力信号を得るように位相同期ループを
構成している。
ここで、サンプリング位相比較器２は、入力端子６よ
り入力された基準信号をバラン７で不平衡−平衡変換
し、ステップリカバリーダイオード８に入力する。そし
てステップリカバリーダイオード８で発生したサンプリ
ングパルスでダイオード9,10をオン、オフし、電圧制御
発振器１の出力をサンプリングすることで位相比較信号
を出力する。
り入力された基準信号をバラン７で不平衡−平衡変換
し、ステップリカバリーダイオード８に入力する。そし
てステップリカバリーダイオード８で発生したサンプリ
ングパルスでダイオード9,10をオン、オフし、電圧制御
発振器１の出力をサンプリングすることで位相比較信号
を出力する。
また、サンプリング位相比較器２は出力インピーダン
スが高いことと、オペアンプ11の入力漏れ電流がサンプ
リング位相比較器２に流れ込むことにより発生するオフ
セット電圧を少なくするためにバッファアンプ３とし
て、JFET入力のオペアンプをボルテージホロアで用いて
いる。
スが高いことと、オペアンプ11の入力漏れ電流がサンプ
リング位相比較器２に流れ込むことにより発生するオフ
セット電圧を少なくするためにバッファアンプ３とし
て、JFET入力のオペアンプをボルテージホロアで用いて
いる。
また、サンプリング位相比較器２を用いた同期ループ
では、キャプチャレンジが非常に狭いため、同期がはず
れた場合、電圧制御発振器１の発振周波数を強制的に変
化させる必要があるために、オペアンプ11を用いたスイ
ープ発振回路12を設けており、さらに、バイアス回路13
により、ループフィルタ４、スイープ発振器12、サンプ
リング位相比較器２の電圧制御発振器１の出力信号の入
力端子に抵抗14を介してバイアス電圧を与えている。
では、キャプチャレンジが非常に狭いため、同期がはず
れた場合、電圧制御発振器１の発振周波数を強制的に変
化させる必要があるために、オペアンプ11を用いたスイ
ープ発振回路12を設けており、さらに、バイアス回路13
により、ループフィルタ４、スイープ発振器12、サンプ
リング位相比較器２の電圧制御発振器１の出力信号の入
力端子に抵抗14を介してバイアス電圧を与えている。
以下に本実施例の具体的な動作説明を行う。オペアン
プ11,15、サンプリング位相比較器２の電圧制御発振器
１の出力信号の入力端子に加えるバイアス電圧
（VBIAS）は、オペアンプ11,15に供給する２つの電源電
圧VCC,VEE（VCC＞VEE）を抵抗値の等しい抵抗15,16で抵
抗分割し、VBIAS＝（VCC＋VEE）/2を得ている。
プ11,15、サンプリング位相比較器２の電圧制御発振器
１の出力信号の入力端子に加えるバイアス電圧
（VBIAS）は、オペアンプ11,15に供給する２つの電源電
圧VCC,VEE（VCC＞VEE）を抵抗値の等しい抵抗15,16で抵
抗分割し、VBIAS＝（VCC＋VEE）/2を得ている。
まず、同期がはずれた場合、サンプリング位相比較器
２の出力端Ａでの直流成分（VA）はVA＝VBIASとなり、
バッファアンプ３の出力信号もVBIASとなり、抵抗22,18
を介してコンデンサ17には充放電されない。すなわち抵
抗18を流れる電流（I1）はI1＝０となる。この場合、オ
ペアンプ15は抵抗19とコンデンサ17による積分回路、オ
ペアンプ11はしきい値電圧がVEE×抵抗21/（抵抗20＋抵
抗21）とVCC×抵抗21/（抵抗20＋抵抗21）であるヒステ
リシス特性を持ったコンパレータとして動作する。すな
わち、オペアンプ11,15はのこぎり波発振回路として動
作する。オペアンプ11の出力端では振幅がほぼVEE〜
VCC、周期（TSWEEP＝抵抗20/（４×抵抗19×コンデンサ
17×抵抗21）抵抗の矩形波が出力され、抵抗19を介して
電流（I2）でコンデンサ17を充放電することにより、オ
ペアンプ15の出力端Ｅでは振幅がVEE×抵抗21/（抵抗20
＋抵抗21）＋VBIAS〜VCC×抵抗21/（抵抗20＋抵抗21）
＋VBIASののこぎり波が出力され、こののこぎり波を用
いて電圧制御発振器１の発振周波数を強制的に変化させ
る。
２の出力端Ａでの直流成分（VA）はVA＝VBIASとなり、
バッファアンプ３の出力信号もVBIASとなり、抵抗22,18
を介してコンデンサ17には充放電されない。すなわち抵
抗18を流れる電流（I1）はI1＝０となる。この場合、オ
ペアンプ15は抵抗19とコンデンサ17による積分回路、オ
ペアンプ11はしきい値電圧がVEE×抵抗21/（抵抗20＋抵
抗21）とVCC×抵抗21/（抵抗20＋抵抗21）であるヒステ
リシス特性を持ったコンパレータとして動作する。すな
わち、オペアンプ11,15はのこぎり波発振回路として動
作する。オペアンプ11の出力端では振幅がほぼVEE〜
VCC、周期（TSWEEP＝抵抗20/（４×抵抗19×コンデンサ
17×抵抗21）抵抗の矩形波が出力され、抵抗19を介して
電流（I2）でコンデンサ17を充放電することにより、オ
ペアンプ15の出力端Ｅでは振幅がVEE×抵抗21/（抵抗20
＋抵抗21）＋VBIAS〜VCC×抵抗21/（抵抗20＋抵抗21）
＋VBIASののこぎり波が出力され、こののこぎり波を用
いて電圧制御発振器１の発振周波数を強制的に変化させ
る。
次に同期した場合、サンプリング位相検波器２からV
BIAS電圧に重畳した周期（TSAMPLING）Ｔ＝1/基準信号
周波数でサンプリングされた電圧制御発振器１の信号が
出力される。コンデンサ17は抵抗22,18を介して電流（I
1）と抵抗19を介して電流（I2）で充放電される。この
場合、TSAMPLINGのナノ秒オーダーに比べてTSWEEPはミ
リ秒オーダーであるため、充放電電流としてはI1が支配
的になる。従って、オペアンプ15の出力点Ｅでの電圧
（VE）は0V＜VE＜VCC×抵抗21/（抵抗20＋抵抗21）に固
定される。従って、スイープ発振器12は動作を停止し、
オペアンプ15がループフィルタとして動作する。
BIAS電圧に重畳した周期（TSAMPLING）Ｔ＝1/基準信号
周波数でサンプリングされた電圧制御発振器１の信号が
出力される。コンデンサ17は抵抗22,18を介して電流（I
1）と抵抗19を介して電流（I2）で充放電される。この
場合、TSAMPLINGのナノ秒オーダーに比べてTSWEEPはミ
リ秒オーダーであるため、充放電電流としてはI1が支配
的になる。従って、オペアンプ15の出力点Ｅでの電圧
（VE）は0V＜VE＜VCC×抵抗21/（抵抗20＋抵抗21）に固
定される。従って、スイープ発振器12は動作を停止し、
オペアンプ15がループフィルタとして動作する。
本実施例では、例えばVCC＝15Vとした場合、VEE＝−1
5〜0Vで安定に動作する。
5〜0Vで安定に動作する。
なお、バイアス回路13において、２個の抵抗15,16を
用いてバイアス電圧を作っているが、第２図に示すよう
に２個のダイオード30,31を用いても同じ効果が得られ
る。
用いてバイアス電圧を作っているが、第２図に示すよう
に２個のダイオード30,31を用いても同じ効果が得られ
る。
本実施例によれば、正負の電源電圧の差が大きくなっ
てもスイープ発振器、ループフィルタが安定に動作する
ため、電源電圧を自由に選ぶことが出来る。また、サン
プリング位相比較器の出力にバイアス電圧を与えた場
合、バッファアンプにバイアス電流が流れ込み大きなオ
フセット電圧が発生する。また、バッファアンプの入力
インピーダンスが低下し、サンプリング位相比較器の検
波感度が低くなる問題が発生するが、本実施例では電圧
制御発振器の出力の入力端子に与えているために、バッ
ファアンプの入力インピーダンスが低下しないため高検
波感度特性のサンプリング位相比較器を得ることがで
き、バッファアンプにバイアス電流が流れ込まないため
低オフセット特性を得ることが出来る位相同期発振器と
なる。
てもスイープ発振器、ループフィルタが安定に動作する
ため、電源電圧を自由に選ぶことが出来る。また、サン
プリング位相比較器の出力にバイアス電圧を与えた場
合、バッファアンプにバイアス電流が流れ込み大きなオ
フセット電圧が発生する。また、バッファアンプの入力
インピーダンスが低下し、サンプリング位相比較器の検
波感度が低くなる問題が発生するが、本実施例では電圧
制御発振器の出力の入力端子に与えているために、バッ
ファアンプの入力インピーダンスが低下しないため高検
波感度特性のサンプリング位相比較器を得ることがで
き、バッファアンプにバイアス電流が流れ込まないため
低オフセット特性を得ることが出来る位相同期発振器と
なる。
発明の効果 以上のように本発明は、正負の電源電圧の差が大きく
なってもスイープ発振器、ループフィルタが安定に動作
するため、電源電圧を自由に選ぶことが出来る。
なってもスイープ発振器、ループフィルタが安定に動作
するため、電源電圧を自由に選ぶことが出来る。
また、ループフィルタのオペアンプにバイアスを与え
る方法としてサンプリング位相比較器の電圧制御発振器
出力の入力端子に与えているために、サンプリング位相
比較器の出力端子に与えるのに比べて、高検波感度特
性、低オフセット特性を得る事が出来る。
る方法としてサンプリング位相比較器の電圧制御発振器
出力の入力端子に与えているために、サンプリング位相
比較器の出力端子に与えるのに比べて、高検波感度特
性、低オフセット特性を得る事が出来る。
第１図は本発明の位相同期発振器の実施例を示す回路
図、第２図は同位相同期発振器に用いたバイアス回路の
他の実施例を示す回路図、第３図は従来例の位相同期発
振器の回路図である。 １……電圧制御発振器、２……サンプリング位相比較
器、４……ループフィルタ、５……出力端子、12……ス
イープ発振器、13……バイアス回路。
図、第２図は同位相同期発振器に用いたバイアス回路の
他の実施例を示す回路図、第３図は従来例の位相同期発
振器の回路図である。 １……電圧制御発振器、２……サンプリング位相比較
器、４……ループフィルタ、５……出力端子、12……ス
イープ発振器、13……バイアス回路。
Claims (1)
- 【請求項１】電圧制御発振器の出力をサンプリング位相
比較器で位相比較し、前記サンプリング位相比較器の出
力をループフィルタに入力し、前記ループフィルタの出
力を、前記電圧制御発振器の入力端子に印加し、前記電
圧制御発振器の出力端子から出力信号を得るように位相
同期ループを構成し、かつ、前記位相同期ループの同期
がはずれた時は前記電圧制御発振器の発振周波数を強制
的に変化させるためのスイープ発振器を設けた位相同期
発振器において、前記ループフィルタに設けられたオペ
アンプの入力端子、前記スイープ発振器に設けられたオ
ペアンプの入力端子、前記サンプリング位相比較器の前
記電圧制御発振器出力の入力端子のそれぞれにバイアス
回路よりバイアス電圧を与えたことを特徴とする位相同
期発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1275302A JP2890537B2 (ja) | 1989-10-23 | 1989-10-23 | 位相同期発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1275302A JP2890537B2 (ja) | 1989-10-23 | 1989-10-23 | 位相同期発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03136523A JPH03136523A (ja) | 1991-06-11 |
| JP2890537B2 true JP2890537B2 (ja) | 1999-05-17 |
Family
ID=17553544
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1275302A Expired - Fee Related JP2890537B2 (ja) | 1989-10-23 | 1989-10-23 | 位相同期発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2890537B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6031427A (en) * | 1997-03-06 | 2000-02-29 | Texas Instruments Incorporated | System for sweeping a phase lock loop into lock with automatic initiation and shutdown |
| JP5522027B2 (ja) * | 2010-12-28 | 2014-06-18 | 株式会社富士通ゼネラル | 送信機 |
-
1989
- 1989-10-23 JP JP1275302A patent/JP2890537B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03136523A (ja) | 1991-06-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4748419A (en) | Isolation amplifier with precise timing of signals coupled across isolation barrier | |
| US4835486A (en) | Isolation amplifier with precise timing of signals coupled across isolation barrier | |
| US4987373A (en) | Monolithic phase-locked loop | |
| JPH01129607A (ja) | 精密電圧−デューティサイクル・コンバータ及び低リプル高帯域幅電荷平衡復調器を含む絶縁増幅器 | |
| US4151473A (en) | Phase detector circuit | |
| US6400932B1 (en) | Low offset automatic frequency tuning circuits for continuous-time filter | |
| US4024414A (en) | Electrical circuit means for detecting the frequency of input signals | |
| US5760653A (en) | Phase-locked loop for clock recovery | |
| JP2890537B2 (ja) | 位相同期発振器 | |
| US20020125940A1 (en) | Method and apparatus for synchronous demodulation of multiply modulated signals | |
| JPH0832425A (ja) | データ読み取りタイミング可変回路 | |
| CA1289632C (en) | Clock-signal regenerator comprising a crystal oscillator incorporated in a phase-locked loop | |
| US4253071A (en) | Phase modulator circuit | |
| US4642489A (en) | Sampled data amplitude linear phase detector | |
| JPS6124844B2 (ja) | ||
| JPH0641392Y2 (ja) | 位相比較器 | |
| JPS5822346Y2 (ja) | 位相同期発振器 | |
| JPH05308281A (ja) | 同期検出回路 | |
| JPS60236520A (ja) | 位相同期ループ | |
| JPS63240215A (ja) | Ｐｌｌ回路 | |
| JPH0733465Y2 (ja) | クロック形成回路 | |
| JPS59127425A (ja) | 位相同期回路 | |
| JPS6226607B2 (ja) | ||
| KR940006093Y1 (ko) | 디지탈 위상 동기 회로 | |
| JPH0216043B2 (ja) |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |