JP2890188B2 - 流体速度演算方法およびその装置 - Google Patents
流体速度演算方法およびその装置Info
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- G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
- G01S15/02—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems using reflection of acoustic waves
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- G01F1/66—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by measuring frequency, phase shift or propagation time of electromagnetic or other waves, e.g. using ultrasonic flowmeters
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- G01P5/00—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は流路内を流れる液体
の平均流速を求めるための演算方法およびその装置に関
する。
の平均流速を求めるための演算方法およびその装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】流路内を流れる液体の流速は、超音波の
ドップラ効果を利用して求めることができ、例えば特開
昭６１−７４１７号公報には、その装置の一例が開示さ
れている。この装置は、図４に示すように、特定周波数
の電気信号を発生させる信号発生手段５１と、この信号
発生手段５１からの電気信号を超音波に変換して管路５
２内を流れる流体５３中に送信する送信用トランスデュ
ーサ５４と、前記流体５３中に存在する固体粒子５５に
よって反射される反射波を受信して電気信号に変換して
出力する受信用トランスデューサ５６と、信号発生手段
５１からの送信信号の周波数と受信用トランスデューサ
５６からの受信信号の周波数との差を検出してドップラ
ーシフト信号を出力するドップラーシフト検出手段５
７，５８，５９および補正器６０とによって構成されて
いる。
ドップラ効果を利用して求めることができ、例えば特開
昭６１−７４１７号公報には、その装置の一例が開示さ
れている。この装置は、図４に示すように、特定周波数
の電気信号を発生させる信号発生手段５１と、この信号
発生手段５１からの電気信号を超音波に変換して管路５
２内を流れる流体５３中に送信する送信用トランスデュ
ーサ５４と、前記流体５３中に存在する固体粒子５５に
よって反射される反射波を受信して電気信号に変換して
出力する受信用トランスデューサ５６と、信号発生手段
５１からの送信信号の周波数と受信用トランスデューサ
５６からの受信信号の周波数との差を検出してドップラ
ーシフト信号を出力するドップラーシフト検出手段５
７，５８，５９および補正器６０とによって構成されて
いる。
【０００３】この装置では、特に、その送信用トランス
デューサ５４から発信される超音波ビームの軸６１が管
路５２の中心軸６２に対して斜交するように、送信用ト
ランスデューサ５４を管路５２の上壁部に設けると共
に、受信用トランスデューサ５６をその送信用トランス
デューサ５４に隣接させて配設することにより、その受
信用トランスデューサ５６で受信される反射波が前記超
音波ビームの軸６１に沿うようにして、管路５２の内壁
面上部に近接する部位の固体粒子５５からの反射波のみ
を測定の対象としている。
デューサ５４から発信される超音波ビームの軸６１が管
路５２の中心軸６２に対して斜交するように、送信用ト
ランスデューサ５４を管路５２の上壁部に設けると共
に、受信用トランスデューサ５６をその送信用トランス
デューサ５４に隣接させて配設することにより、その受
信用トランスデューサ５６で受信される反射波が前記超
音波ビームの軸６１に沿うようにして、管路５２の内壁
面上部に近接する部位の固体粒子５５からの反射波のみ
を測定の対象としている。
【０００４】このような装置では、満管状態で流れる液
体の流速を求めることはできるが、開水路（非満管の状
態）における流体の流速を求めることは難しい。また、
満管状態であっても管路５２を流れる液体５３の一点に
おける流速しか求められないため管路５２内の平均流速
を精度よく求めることも困難である。
体の流速を求めることはできるが、開水路（非満管の状
態）における流体の流速を求めることは難しい。また、
満管状態であっても管路５２を流れる液体５３の一点に
おける流速しか求められないため管路５２内の平均流速
を精度よく求めることも困難である。
【０００５】このようなことから、本出願人は、特公平
７−３３５０号公報にて、満管・非満管を問わず流路を
流れる流体の平均流速を精度よく測定できる流体速度測
定方法およびその装置を提案している。これは、発信用
トランスデューサと受信用トランスデューサを互いに近
接させて流路の底部に配置し、加重平均法によって流体
の平均流速を求めるようにしたものである。
７−３３５０号公報にて、満管・非満管を問わず流路を
流れる流体の平均流速を精度よく測定できる流体速度測
定方法およびその装置を提案している。これは、発信用
トランスデューサと受信用トランスデューサを互いに近
接させて流路の底部に配置し、加重平均法によって流体
の平均流速を求めるようにしたものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述した流体速度測定
方法およびその装置では、超音波を水路底から斜め上方
に向けて発信するので、流体中のさまざまな深さにある
物体からの反射波を受信することができ、各物体は流れ
の流速分布に従ってさまざまな速度で移動しているため
広い範囲の周波数が合成されて受信され、その信号のス
ペクトルを解析することによって平均流速を求めること
ができる。
方法およびその装置では、超音波を水路底から斜め上方
に向けて発信するので、流体中のさまざまな深さにある
物体からの反射波を受信することができ、各物体は流れ
の流速分布に従ってさまざまな速度で移動しているため
広い範囲の周波数が合成されて受信され、その信号のス
ペクトルを解析することによって平均流速を求めること
ができる。
【０００７】すなわち、水路における流体の流速分布は
部位によって異なるが、ドップラ周波数（発信用周波数
と受信用周波数の差）は流速に比例するため、流速分布
の違いがドップラ周波数の分布にそのまま反映される。
従って、広い範囲のスペクトルからドップラ波の各周波
数における強度を求め、加重平均法を用いることにより
平均周波数つまり平均流速を求めることができる。
部位によって異なるが、ドップラ周波数（発信用周波数
と受信用周波数の差）は流速に比例するため、流速分布
の違いがドップラ周波数の分布にそのまま反映される。
従って、広い範囲のスペクトルからドップラ波の各周波
数における強度を求め、加重平均法を用いることにより
平均周波数つまり平均流速を求めることができる。
【０００８】しかし、上述のスペクトル成分には、例え
ば水路の落ち込みや分流、合流、曲がり等々の測定条件
の相違により発生するノイズとなる乱流や機械的な振動
によるノイズ、電気的ノイズ等々のノイズ成分が含まれ
ており、これらが計測誤差となる。従って、より精度の
高い平均流速を得るためには、このようなノイズ成分を
効果的に除去できる演算方法およびその装置の提案が望
まれる。
ば水路の落ち込みや分流、合流、曲がり等々の測定条件
の相違により発生するノイズとなる乱流や機械的な振動
によるノイズ、電気的ノイズ等々のノイズ成分が含まれ
ており、これらが計測誤差となる。従って、より精度の
高い平均流速を得るためには、このようなノイズ成分を
効果的に除去できる演算方法およびその装置の提案が望
まれる。
【０００９】本発明はこのような実情に鑑みてなされ、
測定条件の如何にかかわらず高い信頼性を得られる高精
度な流体速度演算方法およびその装置を提供することを
目的としている。
測定条件の如何にかかわらず高い信頼性を得られる高精
度な流体速度演算方法およびその装置を提供することを
目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は上述の課題を解
決するための手段を以下のように構成している。すなわ
ち、請求項１に記載の方法の発明では、発信用トランス
デューサと受信用トランスデューサを互いに近接させて
流路の底部に配置し、信号発生器によって発生させた特
定周波数の電気信号を前記発信用トランスデューサによ
って超音波に変換して前記流路を流れる流体に発信さ
せ、その流体中の物体によって反射された反射波を前記
受信用トランスデューサで受信し、まず、前記発信用ト
ランスデューサから発信された超音波の周波数と前記受
信用トランスデューサで受信された受信信号の周波数と
の差すなわち前記特定周波数と同相の差信号と、前記特
定周波数の電気信号を９０°移相させて得られる９０°
移相信号の周波数と前記受信信号の周波数との差すなわ
ち直角移相の差信号とをそれぞれ求め、次いで、その両
差信号をそれぞれＡ／Ｄ変換した後高速フーリエ変換プ
ログラムに取り込み、前記同相の差信号の強度成分ＩA
(fi)と位相成分ＩP (fi)および前記直角位相の差信号の
強度成分ＱA (fi)と位相成分ＱP (fi)とをそれぞれ求め
て周波数ｆ1 〜n 対応で記憶させ、その各周波数(fi)に
対応する直角位相の位相成分ＱP(fi)から前記同相の位
相成分ＩP (fi)を順次減算し、その位相差が、＋９０°
から予め設定した誤差値を差し引いた値よりも小さい場
合には＋１の重み付けをし、−９０°から前記誤差値を
差し引いた値よりも小さい場合には−１の重み付けをす
る一方、その位相差が、前記誤差値を見込んだ＋９０°
または−９０°でない場合には０の重み付けをし、しか
る後に、前記同相の各強度成分ＩA (fi)にそれぞれに対
応する重み付け値を乗じて重み付けをされた強度（ＷＡ
i)を求め、次いで、その各強度ＷＡi に各周波数(fi)を
乗じて強度の重み付けをされた周波数ＡＷＦi を求め、
前記各周波数ＡＷＦi (1〜n)の合計値ΣＡＷＦを前記各
強度ＷＡi (1〜n)の合計値ΣＷＡで除することにより、
前記流体の平均流速を求めることを特徴としている。
決するための手段を以下のように構成している。すなわ
ち、請求項１に記載の方法の発明では、発信用トランス
デューサと受信用トランスデューサを互いに近接させて
流路の底部に配置し、信号発生器によって発生させた特
定周波数の電気信号を前記発信用トランスデューサによ
って超音波に変換して前記流路を流れる流体に発信さ
せ、その流体中の物体によって反射された反射波を前記
受信用トランスデューサで受信し、まず、前記発信用ト
ランスデューサから発信された超音波の周波数と前記受
信用トランスデューサで受信された受信信号の周波数と
の差すなわち前記特定周波数と同相の差信号と、前記特
定周波数の電気信号を９０°移相させて得られる９０°
移相信号の周波数と前記受信信号の周波数との差すなわ
ち直角移相の差信号とをそれぞれ求め、次いで、その両
差信号をそれぞれＡ／Ｄ変換した後高速フーリエ変換プ
ログラムに取り込み、前記同相の差信号の強度成分ＩA
(fi)と位相成分ＩP (fi)および前記直角位相の差信号の
強度成分ＱA (fi)と位相成分ＱP (fi)とをそれぞれ求め
て周波数ｆ1 〜n 対応で記憶させ、その各周波数(fi)に
対応する直角位相の位相成分ＱP(fi)から前記同相の位
相成分ＩP (fi)を順次減算し、その位相差が、＋９０°
から予め設定した誤差値を差し引いた値よりも小さい場
合には＋１の重み付けをし、−９０°から前記誤差値を
差し引いた値よりも小さい場合には−１の重み付けをす
る一方、その位相差が、前記誤差値を見込んだ＋９０°
または−９０°でない場合には０の重み付けをし、しか
る後に、前記同相の各強度成分ＩA (fi)にそれぞれに対
応する重み付け値を乗じて重み付けをされた強度（ＷＡ
i)を求め、次いで、その各強度ＷＡi に各周波数(fi)を
乗じて強度の重み付けをされた周波数ＡＷＦi を求め、
前記各周波数ＡＷＦi (1〜n)の合計値ΣＡＷＦを前記各
強度ＷＡi (1〜n)の合計値ΣＷＡで除することにより、
前記流体の平均流速を求めることを特徴としている。
【００１１】請求項２に記載の発明では、流路の底部に
互いに近接させて配設される発信用トランスデューサお
よび受信用トランスデューサと、その発信用トランスデ
ューサに特定周波数の電気信号を送出する信号発生器
と、前記発信用トランスデューサから前記流路を流れる
流体中に発信された超音波の周波数と前記受信用トラン
スデューサで受信された受信信号の周波数との差すなわ
ち前記特定周波数と同相の差信号を求めるための第１ミ
キサーと、前記特定周波数の電気信号を９０°移相させ
て得られる９０°移相信号の周波数と前記受信信号との
差すなわち直角位相の差信号を求めるための第２ミキサ
ーと、前記両ミキサーからそれぞれ出力される両差信号
をそれぞれＡ／Ｄ変換した後高速フーリエ変換プログラ
ムに取り込み、前記同相の差信号の強度成分と位相成分
および前記直角位相の差信号の強度成分と位相成分とを
それぞれ求めて周波数対応で記憶させ、その各周波数に
対応する直角位相の差信号の位相成分から前記同相の差
信号の位相成分を順次減算し、その位相差が、所定の誤
差値を見込んだ＋９０°または−９０°でない場合にお
いてはその強度成分を捨て去り、しかる後に、加重平均
法により、前記流体の平均流速を求める演算・記憶手段
とを具備してなることを特徴としている。
互いに近接させて配設される発信用トランスデューサお
よび受信用トランスデューサと、その発信用トランスデ
ューサに特定周波数の電気信号を送出する信号発生器
と、前記発信用トランスデューサから前記流路を流れる
流体中に発信された超音波の周波数と前記受信用トラン
スデューサで受信された受信信号の周波数との差すなわ
ち前記特定周波数と同相の差信号を求めるための第１ミ
キサーと、前記特定周波数の電気信号を９０°移相させ
て得られる９０°移相信号の周波数と前記受信信号との
差すなわち直角位相の差信号を求めるための第２ミキサ
ーと、前記両ミキサーからそれぞれ出力される両差信号
をそれぞれＡ／Ｄ変換した後高速フーリエ変換プログラ
ムに取り込み、前記同相の差信号の強度成分と位相成分
および前記直角位相の差信号の強度成分と位相成分とを
それぞれ求めて周波数対応で記憶させ、その各周波数に
対応する直角位相の差信号の位相成分から前記同相の差
信号の位相成分を順次減算し、その位相差が、所定の誤
差値を見込んだ＋９０°または−９０°でない場合にお
いてはその強度成分を捨て去り、しかる後に、加重平均
法により、前記流体の平均流速を求める演算・記憶手段
とを具備してなることを特徴としている。
【００１２】受信用トランスデューサに向かって流れる
流体によって発生するドップラーシフト（効果）では、
同相の（差）信号は直角位相の（差）信号に対して＋９
０°位相を異にする。一方、その反対方向へ流れる流体
の場合では、同相の信号と直角位相の信号とは−９０°
位相を異にする。
流体によって発生するドップラーシフト（効果）では、
同相の（差）信号は直角位相の（差）信号に対して＋９
０°位相を異にする。一方、その反対方向へ流れる流体
の場合では、同相の信号と直角位相の信号とは−９０°
位相を異にする。
【００１３】他方、重要な点は、ノイズ成分となる乱流
での位相関係は全く特定できないという点であり、本発
明では、同相の信号と直角位相の信号との間の位相差
が、所定の誤差値を見込んだ＋９０°でも−９０°でも
ない場合、これらのスペクトル成分はノイズであると見
做し、平均流速の演算に先立ってこれらを削除しておく
ことにより、信頼性の高い平均流速を求めることができ
る。
での位相関係は全く特定できないという点であり、本発
明では、同相の信号と直角位相の信号との間の位相差
が、所定の誤差値を見込んだ＋９０°でも−９０°でも
ない場合、これらのスペクトル成分はノイズであると見
做し、平均流速の演算に先立ってこれらを削除しておく
ことにより、信頼性の高い平均流速を求めることができ
る。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下に本発明の流体速度演算方法
およびその装置の実施形態を詳細に説明する。図１は流
体速度演算方法を実施するためのシステム系統図、図２
は流体速度演算装置の構成図、図３はセンサープローブ
が配置された流路の断面図である。これらの図におい
て、符号１は超音波を発信する発信用トランスデュー
サ、２は受信用トランスデューサで、センサープローブ
３の先端部に近接させて装着され、流路４の底部に配設
される（図３参照）。
およびその装置の実施形態を詳細に説明する。図１は流
体速度演算方法を実施するためのシステム系統図、図２
は流体速度演算装置の構成図、図３はセンサープローブ
が配置された流路の断面図である。これらの図におい
て、符号１は超音波を発信する発信用トランスデュー
サ、２は受信用トランスデューサで、センサープローブ
３の先端部に近接させて装着され、流路４の底部に配設
される（図３参照）。
【００１５】５は例えば水晶発振器等よりなる信号発生
器で、この信号発生器５で発生させた特定周波数（周波
数ａ）の電気信号Ａを増幅器６で増幅して発信用トラン
スデューサ１に送出し、超音波に変換して流路４を流れ
る流体７中に発信する。
器で、この信号発生器５で発生させた特定周波数（周波
数ａ）の電気信号Ａを増幅器６で増幅して発信用トラン
スデューサ１に送出し、超音波に変換して流路４を流れ
る流体７中に発信する。
【００１６】流体７中に発信された超音波は流体７中の
物体８に当たって反射し、その反射波が受信用トランス
デューサ２によって受信される。その受信用トランスデ
ューサ２から出力される受信信号Ｂ（電気信号Ａと同
相）は増幅器９で増幅されて差信号検出部１０の第１ミ
キサー１１と第２ミキサー１２に送出される。
物体８に当たって反射し、その反射波が受信用トランス
デューサ２によって受信される。その受信用トランスデ
ューサ２から出力される受信信号Ｂ（電気信号Ａと同
相）は増幅器９で増幅されて差信号検出部１０の第１ミ
キサー１１と第２ミキサー１２に送出される。
【００１７】上述の差信号検出部１０は以下のように構
成される。すなわち、第１ミキサー（同相ミキサー）１
１と第２ミキサー（直角位相ミキサー）１２、これらに
接続されるローパスフィルタ１４，１５、増幅器１６，
１７および第２ミキサー１２に接続される９０°移相回
路１３よりなる。第１ミキサー１１には、増幅器９から
の受信信号Ｂと、信号発生器５で発生させた電気信号Ａ
が入力され、その第１ミキサー１１から信号Ａ＋Ｂと信
号｜Ａ−Ｂ｜が出力される。
成される。すなわち、第１ミキサー（同相ミキサー）１
１と第２ミキサー（直角位相ミキサー）１２、これらに
接続されるローパスフィルタ１４，１５、増幅器１６，
１７および第２ミキサー１２に接続される９０°移相回
路１３よりなる。第１ミキサー１１には、増幅器９から
の受信信号Ｂと、信号発生器５で発生させた電気信号Ａ
が入力され、その第１ミキサー１１から信号Ａ＋Ｂと信
号｜Ａ−Ｂ｜が出力される。
【００１８】９０°移相回路１３は、信号発生器５にお
いて発生された電気信号Ａを９０°移相して直角位相信
号Ａ’を出力し、第２ミキサー１２には、増幅器９から
の受信信号Ｂと直角位相信号Ａ’が入力され、その第２
ミキサー１２から信号Ａ’＋Ｂと信号｜Ａ’−Ｂ｜が出
力される。
いて発生された電気信号Ａを９０°移相して直角位相信
号Ａ’を出力し、第２ミキサー１２には、増幅器９から
の受信信号Ｂと直角位相信号Ａ’が入力され、その第２
ミキサー１２から信号Ａ’＋Ｂと信号｜Ａ’−Ｂ｜が出
力される。
【００１９】両ミキサー１１，１２の出力側には、それ
ぞれローパスフィルタ１４，１５および増幅器１６，１
７が接続されており、信号Ａ＋Ｂと信号Ａ’＋Ｂはロー
パスフィルタ１４，１５によって除去され、信号｜Ａ−
Ｂ｜と信号｜Ａ’−Ｂ｜が増幅器１６，１７から出力さ
れる。
ぞれローパスフィルタ１４，１５および増幅器１６，１
７が接続されており、信号Ａ＋Ｂと信号Ａ’＋Ｂはロー
パスフィルタ１４，１５によって除去され、信号｜Ａ−
Ｂ｜と信号｜Ａ’−Ｂ｜が増幅器１６，１７から出力さ
れる。
【００２０】上述のように差信号検出部１０から出力さ
れる信号｜Ａ−Ｂ｜と信号｜Ａ’−Ｂ｜はＡ／Ｄ変換器
１８，１９によってＡ／Ｄ変換された後ＣＰＵ２１に入
力され、予め設定・記憶されている演算プログラムに従
い、加重平均法を用いた平均流速の演算がおこなわれ、
演算結果がＤ／Ａ変換器２２によってＤ／Ａ変換され出
力される。なお、Ｄ／Ａ変換器２０はＣＰＵ２１から出
力されるゲインコントロールデータ信号をゲインコント
ロール電圧に変換して両増幅器１６，１７のゲインを自
動調整するために設けられる。
れる信号｜Ａ−Ｂ｜と信号｜Ａ’−Ｂ｜はＡ／Ｄ変換器
１８，１９によってＡ／Ｄ変換された後ＣＰＵ２１に入
力され、予め設定・記憶されている演算プログラムに従
い、加重平均法を用いた平均流速の演算がおこなわれ、
演算結果がＤ／Ａ変換器２２によってＤ／Ａ変換され出
力される。なお、Ｄ／Ａ変換器２０はＣＰＵ２１から出
力されるゲインコントロールデータ信号をゲインコント
ロール電圧に変換して両増幅器１６，１７のゲインを自
動調整するために設けられる。
【００２１】上述の演算プログラムについて詳しく説明
すると（図１参照）、第１ミキサー１１からローパスフ
ィルタ１４および増幅器１６を介して出力される信号｜
Ａ−Ｂ｜すなわち同相の（差）信号（In-phase channel
signal)Ｉ(t) および第２ミキサー１２からローパスフ
ィルタ１５および増幅器１７を介して出力される信号｜
Ａ’−Ｂ｜すなわち直角位相の（差）信号（Quadrature
channel signal)Ｑ(t) は、それぞれＡ／Ｄ変換器１
８，１９でＡ／Ｄ変換された後、高速フーリエ変換プロ
グラム２１１，２１２に取り込まれる。前記同相の信号
Ｉ(t) は、その強度成分ＩA (fi)と位相成分ＩP (fi)
に、直角位相の信号Ｑ(t) は、その強度成分ＱA (fi)と
位相成分ＱP (fi)にそれぞれ変換され、各周波数ｆ1 〜
n 対応でメモリ部（ＲＡＭ）に一時記憶される。
すると（図１参照）、第１ミキサー１１からローパスフ
ィルタ１４および増幅器１６を介して出力される信号｜
Ａ−Ｂ｜すなわち同相の（差）信号（In-phase channel
signal)Ｉ(t) および第２ミキサー１２からローパスフ
ィルタ１５および増幅器１７を介して出力される信号｜
Ａ’−Ｂ｜すなわち直角位相の（差）信号（Quadrature
channel signal)Ｑ(t) は、それぞれＡ／Ｄ変換器１
８，１９でＡ／Ｄ変換された後、高速フーリエ変換プロ
グラム２１１，２１２に取り込まれる。前記同相の信号
Ｉ(t) は、その強度成分ＩA (fi)と位相成分ＩP (fi)
に、直角位相の信号Ｑ(t) は、その強度成分ＱA (fi)と
位相成分ＱP (fi)にそれぞれ変換され、各周波数ｆ1 〜
n 対応でメモリ部（ＲＡＭ）に一時記憶される。
【００２２】次いで、各周波数fiに対応する直角位相の
位相成分ＱP (fi)から同相の位相成分ＩP (fi)を順次減
算し、その位相差が＋９０°から予め設定した誤差値を
差し引いた値よりも小さい場合には＋１の重み付け（We
ight) ３１をし、−９０°から前記誤差値を差し引いた
値よりも小さい場合には−１の重み付けをする。一方、
その位相差が前記誤差値を見込んだ＋９０°または−９
０°でもない場合には、これらのスペクトル成分をノイ
ズであると見做し、これらを除去するべく、０の重み付
けをする。
位相成分ＱP (fi)から同相の位相成分ＩP (fi)を順次減
算し、その位相差が＋９０°から予め設定した誤差値を
差し引いた値よりも小さい場合には＋１の重み付け（We
ight) ３１をし、−９０°から前記誤差値を差し引いた
値よりも小さい場合には−１の重み付けをする。一方、
その位相差が前記誤差値を見込んだ＋９０°または−９
０°でもない場合には、これらのスペクトル成分をノイ
ズであると見做し、これらを除去するべく、０の重み付
けをする。
【００２３】しかる後に、同相の各強度成分ＩA (fi)に
それぞれ対応する重み付け値を乗じて各重み付けをされ
た強度ＷＡｉ３２を求め、次いで、その各強度ＷＡｉに
各周波数fiを乗じて強度の重み付けをされた周波数ＡＷ
Ｆi ３３を求め、その各ＡＷＦi (1〜n)の合計値ΣＡＷ
Ｆを各ＷＡｉ(1〜n)の合計値ΣＷＡで除算３４すること
により、平均流速ＶE を得ることができる。
それぞれ対応する重み付け値を乗じて各重み付けをされ
た強度ＷＡｉ３２を求め、次いで、その各強度ＷＡｉに
各周波数fiを乗じて強度の重み付けをされた周波数ＡＷ
Ｆi ３３を求め、その各ＡＷＦi (1〜n)の合計値ΣＡＷ
Ｆを各ＷＡｉ(1〜n)の合計値ΣＷＡで除算３４すること
により、平均流速ＶE を得ることができる。
【００２４】ところで、上述のような重み付け３１をす
る理由等について説明すると、図３に示すように、流路
４の底部に配置したセンサープローブ３の受信用トラン
スデューサ２に向かって（矢印Ｘ方向）流れる流体７に
よって発生するドップラーシフトでは、同相の信号は直
角位相の信号に対して＋９０°位相を異にする一方、そ
の反対方向へ流れる流体の場合、同相の信号と直角位相
の信号とは−９０°位相が異なることが確認されてい
る。
る理由等について説明すると、図３に示すように、流路
４の底部に配置したセンサープローブ３の受信用トラン
スデューサ２に向かって（矢印Ｘ方向）流れる流体７に
よって発生するドップラーシフトでは、同相の信号は直
角位相の信号に対して＋９０°位相を異にする一方、そ
の反対方向へ流れる流体の場合、同相の信号と直角位相
の信号とは−９０°位相が異なることが確認されてい
る。
【００２５】他方、測定条件によって種々の原因で生じ
るノイズとなる乱流では、上述のような同相と直角位相
との位相関係が全く特定できない点に特徴があり、本発
明では、同相と直角位相との間の位相差が所定の誤差値
を見込んだ＋９０°でも−９０°でもない場合、これら
のスペクトル成分をノイズであると見做し、前述のよう
に、０の重み付けをすることにより、以後の演算に先立
って除去している。従って、このような演算により求め
た前記平均流速ＶE はノイズ成分を含まない高い信頼性
を有する値となる。なお、流れの方向はＶE の正負によ
って判別され、正の場合Ｘ方向，負の場合はＸの逆方向
となる。
るノイズとなる乱流では、上述のような同相と直角位相
との位相関係が全く特定できない点に特徴があり、本発
明では、同相と直角位相との間の位相差が所定の誤差値
を見込んだ＋９０°でも−９０°でもない場合、これら
のスペクトル成分をノイズであると見做し、前述のよう
に、０の重み付けをすることにより、以後の演算に先立
って除去している。従って、このような演算により求め
た前記平均流速ＶE はノイズ成分を含まない高い信頼性
を有する値となる。なお、流れの方向はＶE の正負によ
って判別され、正の場合Ｘ方向，負の場合はＸの逆方向
となる。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の流体速度
演算方法およびその装置によれば、受信用トランスデュ
ーサに向かって流れる流体によって発生するドップラー
シフトにおける同相の信号と直角位相の信号との間の位
相差が所定の誤差値を見込んだ＋９０°でも−９０°で
ない場合、これらのスペクトル成分をノイズと見做して
加重平均法による平均流速の演算に先立って除去するの
で、測定条件の如何にかかわらず、信頼性の高い平均流
速値を高精度に求めることができる。
演算方法およびその装置によれば、受信用トランスデュ
ーサに向かって流れる流体によって発生するドップラー
シフトにおける同相の信号と直角位相の信号との間の位
相差が所定の誤差値を見込んだ＋９０°でも−９０°で
ない場合、これらのスペクトル成分をノイズと見做して
加重平均法による平均流速の演算に先立って除去するの
で、測定条件の如何にかかわらず、信頼性の高い平均流
速値を高精度に求めることができる。
【図１】本発明の流体速度演算方法を説明するためのシ
ステム系統図である。
ステム系統図である。
【図２】同流体速度演算装置の一実施形態を示すブロッ
ク系統図である。
ク系統図である。
【図３】同センサープローブを配置した流路の断面図で
ある。
ある。
【図４】従来の流体速度測定装置の構成の一例を示す図
である。
である。
１…発信用トランスデューサ、２…受信用トランスデュ
ーサ、４…流路、５…信号発生器、１１…第１ミキサ
ー、１２…第２ミキサー、２１…演算・記憶手段（ＣＰ
Ｕ）、２１１，２１２…高速フーリエ変換プログラム。
ーサ、４…流路、５…信号発生器、１１…第１ミキサ
ー、１２…第２ミキサー、２１…演算・記憶手段（ＣＰ
Ｕ）、２１１，２１２…高速フーリエ変換プログラム。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01F 1/66 101 G06F 17/14
Claims (2)
- 【請求項１】 発信用トランスデューサと受信用トラン
スデューサを互いに近接させて流路の底部に配置し、信
号発生器によって発生させた特定周波数の電気信号を前
記発信用トランスデューサによって超音波に変換して前
記流路を流れる流体に発信させ、その流体中の物体によ
って反射された反射波を前記受信用トランスデューサで
受信し、まず、前記発信用トランスデューサから発信さ
れた超音波の周波数と前記受信用トランスデューサで受
信された受信信号の周波数との差すなわち前記特定周波
数と同相の差信号と、前記特定周波数の電気信号を９０
°移相させて得られる９０°移相信号の周波数と前記受
信信号の周波数との差すなわち直角移相の差信号とをそ
れぞれ求め、次いで、その両差信号をそれぞれＡ／Ｄ変
換した後高速フーリエ変換プログラムに取り込み、前記
同相の差信号の強度成分ＩA (fi)と位相成分ＩP (fi)お
よび前記直角位相の差信号の強度成分ＱA(fi)と位相成
分ＱP (fi)とをそれぞれ求めて周波数ｆ1 〜n 対応で記
憶させ、その各周波数(fi)に対応する直角位相の位相成
分ＱP (fi)から前記同相の位相成分ＩP (fi)を順次減算
し、その位相差が、＋９０°から予め設定した誤差値を
差し引いた値よりも小さい場合には＋１の重み付けを
し、−９０°から前記誤差値を差し引いた値よりも小さ
い場合には−１の重み付けをする一方、その位相差が、
前記誤差値を見込んだ＋９０°または−９０°でない場
合には０の重み付けをし、しかる後に、前記同相の各強
度成分ＩA (fi)にそれぞれに対応する重み付け値を乗じ
て重み付けをされた強度（ＷＡi)を求め、次いで、その
各強度ＷＡi に各周波数(fi)を乗じて強度の重み付けを
された周波数ＡＷＦi を求め、前記各周波数ＡＷＦi (1
〜n)の合計値ΣＡＷＦを前記各強度ＷＡi (1〜n)の合計
値ΣＷＡで除することにより、前記流体の平均流速を求
めることを特徴とする流体速度演算方法。 - 【請求項２】 流路の底部に互いに近接させて配設され
る発信用トランスデューサおよび受信用トランスデュー
サと、その発信用トランスデューサに特定周波数の電気
信号を送出する信号発生器と、前記発信用トランスデュ
ーサから前記流路を流れる流体中に発信された超音波の
周波数と前記受信用トランスデューサで受信された受信
信号の周波数との差すなわち前記特定周波数と同相の差
信号を求めるための第１ミキサーと、前記特定周波数の
電気信号を９０°移相させて得られる９０°移相信号の
周波数と前記受信信号との差すなわち直角位相の差信号
を求めるための第２ミキサーと、前記両ミキサーからそ
れぞれ出力される両差信号をそれぞれＡ／Ｄ変換した後
高速フーリエ変換プログラムに取り込み、前記同相の差
信号の強度成分と位相成分および前記直角位相の差信号
の強度成分と位相成分とをそれぞれ求めて周波数対応で
記憶させ、その各周波数に対応する直角位相の差信号の
位相成分から前記同相の差信号の位相成分を順次減算
し、その位相差が、所定の誤差値を見込んだ＋９０°ま
たは−９０°でない場合においてはその強度成分を捨て
去り、しかる後に、加重平均法により、前記流体の平均
流速を求める演算・記憶手段とを具備してなることを特
徴とする流体速度演算装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/810,068 | 1997-03-04 | ||
| US08/810,068 US5844144A (en) | 1997-03-04 | 1997-03-04 | Method for estimating flow velocity |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10246660A JPH10246660A (ja) | 1998-09-14 |
| JP2890188B2 true JP2890188B2 (ja) | 1999-05-10 |
Family
ID=25202916
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9303651A Expired - Lifetime JP2890188B2 (ja) | 1997-03-04 | 1997-10-17 | 流体速度演算方法およびその装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5844144A (ja) |
| JP (1) | JP2890188B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6067861A (en) * | 1998-06-18 | 2000-05-30 | Battelle Memorial Institute | Method and apparatus for ultrasonic doppler velocimetry using speed of sound and reflection mode pulsed wideband doppler |
| FR2826455B1 (fr) * | 2001-06-25 | 2003-09-26 | Univ Pasteur | Procede et dispositif de mesure des vitesses de liquides dans des conduites et des canaux |
| US7152490B1 (en) | 2005-08-15 | 2006-12-26 | Daniel Measurement And Control, Inc. | Methods for determining transducer delay time and transducer separation in ultrasonic flow meters |
| EP2049012B1 (en) * | 2006-08-02 | 2015-04-15 | Philips Intellectual Property & Standards GmbH | Sensor for detecting the passing of a pulse wave from a subject´s arterial system |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3610901A (en) * | 1969-09-09 | 1971-10-05 | Emerson Electric Co | Digital modified discrete fourier transform doppler radar processor |
| US3744015A (en) * | 1972-04-14 | 1973-07-03 | Us Navy | Automatic electronic filter system |
| US3950750A (en) * | 1974-10-03 | 1976-04-13 | Raytheon Company | Radar system having quadrature phase detector compensator |
| US4112430A (en) * | 1977-06-01 | 1978-09-05 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Beamformer for wideband signals |
| NL8301382A (nl) * | 1983-04-20 | 1984-11-16 | Hollandse Signaalapparaten Bv | Impulsradarapparaat. |
| US4542657A (en) * | 1983-08-26 | 1985-09-24 | General Electric Company | Time domain technique to determine mean frequency |
| US4616229A (en) * | 1983-09-30 | 1986-10-07 | Westinghouse Electric Corp. | System and method of compensating a doppler processor for input unbalance and an unbalance measuring sensor for use therein |
| US4644356A (en) * | 1984-10-31 | 1987-02-17 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Bistatic coherent radar receiving system |
| JPH07100064B2 (ja) * | 1986-09-29 | 1995-11-01 | 株式会社日立メデイコ | 超音波ドプラ流速計 |
| US4995397A (en) * | 1988-09-30 | 1991-02-26 | Hitachi, Ltd. | Pulse doppler flow speed meter |
| JPH07106202B2 (ja) * | 1988-12-21 | 1995-11-15 | 松下電器産業株式会社 | 超音波ドップラ血流計 |
| US5058594A (en) * | 1990-08-29 | 1991-10-22 | Quantum Medical Systems, Incorporated | Direct velocity estimator for ultrasound blood flow imaging |
| NO942222D0 (no) * | 1994-06-14 | 1994-06-14 | Vingmed Sound As | Fremgangsmåte ved bestemmelse av hastighet/tid-spektrum ved blodströmning |
-
1997
- 1997-03-04 US US08/810,068 patent/US5844144A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-10-17 JP JP9303651A patent/JP2890188B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10246660A (ja) | 1998-09-14 |
| US5844144A (en) | 1998-12-01 |
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