JP2885058B2

JP2885058B2 - 搬送波再生回路

Info

Publication number: JP2885058B2
Application number: JP6068008A
Authority: JP
Inventors: 誠良米田
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1994-03-10
Filing date: 1994-03-10
Publication date: 1999-04-19
Anticipated expiration: 2014-04-19
Also published as: JPH07250118A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は搬送波再生回路に係り、
特にＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ等の位相変調方式のディジタル
信号通信システムの復調器に用いられる搬送波再生回路
に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル信号を伝送する場合、送信側
ではベースバンド帯のディジタル信号を変調信号とし
て、搬送波に種々の変調方式のうち所定の変調方式の変
調を施して変調波を生成し、伝送系へ出力する。受信側
ではこの伝送系を通して受信した変調波に対して、復調
器により搬送波再生及びクロック再生を行い、伝送され
たベースバンド帯のディジタル信号を復調信号として再
生する。

【０００３】このようなディジタル信号通信システムに
おいて用いられる変調方式として、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａ
ｒｙＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）方式や
ＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉ
ｆｔＫｅｙｉｎｇ）方式などの位相変調方式が知られ
ている。この位相変調方式を用いたディジタル信号通信
システムの復調器に用いられる搬送波再生回路の一つと
して、コスタスループにより搬送波同期を行うものがあ
る。

【０００４】この搬送波再生回路においては、受信変調
波と電圧制御発振器の出力発振周波数とを位相比較器で
位相比較し、それらの位相誤差信号をループフィルタを
介して上記の電圧制御発振器に制御電圧として入力する
ことにより、電圧制御発振器の出力発振周波数を上記の
位相誤差信号の平均値に応じて制御する位相同期ループ
（ＰＬＬ）を形成するようにしたものである。しかし、
この搬送波再生回路では、ｆ_C ±｛１／（２ｎ）｝×Ｒ（ただし、ｎは１以上の自然数、ｆ_C は搬送波周波数
［Ｈｚ］、Ｒは伝送レート［Ｈｚ］）の周波数に擬似同
期する、つまり搬送波周波数と異なる周波数で電圧制御
発振器が発振している状態で同期してしまう現象が生じ
る可能性があることが一般的に知られている。

【０００５】具体的には、例えば伝送レート６４ｋＨｚ
のＱＰＳＫ方式の場合、ｆ_C ±８ｋＨｚ（Ｒ＝６４、ｎ
＝４の場合）は擬似同期を起こす可能性のある周波数で
あり、このときの同相成分と直交成分の再生データの信
号点はＸ−Ｙ表示すると図５に示す如くになり、本来４
つの信号点からなるべきところ更に４つの信号点が生じ
る。

【０００６】このとき、搬送波オフセット量が−５．５
ｋＨｚの場合、電圧制御発振器により−５．５ｋＨｚ補
正されると、搬送波再生回路は受信変調波の搬送波周波
数ｆ_C に正しく同期した状態となる（（−５．５）−
（−５．５）＝０）。しかし、例えば上記の場合にオフ
セットと反対方向に＋２．５ｋＨｚ補正されたときに
は、搬送波再生回路は受信変調波の搬送波周波数ｆ_C に
対して−８ｋＨｚ（＝（−５．５）−（＋２．５））離
れた周波数に擬似同期してしまい、再生データの信号点
は上記の図５に示したものとなる。

【０００７】そこで、従来よりこのような擬似同期を防
止するために、搬送波捕捉範囲をある程度制限する方法
やその他種々の提案がされている（特開平４−２７０５
０７号、特開平３−１７７１１２号、特開平２−２４６
５１９号各公報など）。例えば、特開平４−２７０５０
７号公報記載の従来回路では、擬似同期状態になった時
はループを一旦外し、正規の搬送波周波数と等しい周波
数を電圧制御発振器に発生させるように電圧制御発振器
を制御した後、ループの引き込み動作を始めるようにし
たものである。

【０００８】また、特開平３−１７７１１２号公報記載
の従来回路では、受信データと受信クロックの位相比較
をする位相比較器を有するＰＬＬ回路において、受信ク
ロックと送信クロックの周波数比較結果に基づき擬似同
期状態を検出し、擬似同期状態になった時には上記位相
比較器の動作を中断し、ＰＬＬ回路内の低域フィルタ、
電圧制御発振器などを駆動して受信クロックと送信クロ
ックの周波数が近付くように制御を行うようにしたもの
である。

【０００９】更に、特開平２−２４６５１９号公報記載
の従来回路では、擬似同期状態が検出された時には位相
同期ループに対して外乱信号を加えることにより、誤同
期状態から解放するようにしたものである。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の搬送
波捕捉範囲を制限する従来回路は、位相同期ループのル
ープ帯域幅を狭くせざるを得ないため、受信変調波を広
い周波数範囲に亘って位相同期することができない。ま
た、従来回路は、例えば信号点配置図の座標平面を細か
な領域に分け、再生データが不適当な領域に存在したと
き異常と見做すようにして擬似同期を検出するようにし
ているため、ノイズ成分が多いときには擬似同期検出が
難しく、また領域分け等の構成も容易ではなく、小規模
な構成で、かつ、ビット当たりのエネルギー対雑音電力
密度比（Ｅｂ／Ｎｏ）が低い状態で確実に擬似同期を防
止することができないという問題がある。更に、上記の
各公報記載の従来回路はいずれも位相誤差情報がほぼ０
となってしまう、正常引き込み状態と区別がつかない擬
似同期の防止については考慮されていなかった。

【００１１】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
小規模の構成で従来に比べ搬送波捕捉範囲を拡大でき、
各種の擬似同期を防止し得る搬送波再生回路を提供する
ことを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、位相変調方式で変調された変調波の復調デ
ータに対し、位相回転制御を行って搬送波同期をとる位
相回転制御手段と、位相回転制御手段より取り出された
第１及び第２の再生データの位相誤差情報を検出する位
相検波回路と、位相検波回路の出力位相誤差情報を第１
及び第２の乗算器で第１及び第２の乗算係数と別々に乗
算し、第１の乗算器の乗算結果は第１の加算器及び第１
の遅延器を通して第１の加算器にフィードバックし、第
１の加算器の出力信号と第２の乗算器の乗算結果とを加
算した信号を出力するループフィルタと、ループフィル
タの出力信号を第２の加算器及び第２の遅延器を通して
第２の加算器にフィードバックする構成により、ループ
フィルタの出力信号により可変制御される発振周波数を
第２の加算器より取り出して、出力発振周波数を位相回
転制御手段へ位相補正情報として供給する電圧制御発振
器とを有し、ループフィルタ及び電圧制御発振器の少な
くともいずれか一方のフィードバック経路中に、入力値
がリミッタ値以下の時は入力値をそのまま出力し、入力
値がリミッタ値より大となったときは最小レベルの初期
値を出力するリミッタを設けた構成としたものである。

【００１３】また、前記リミッタのリミッタ値は、搬送
波捕捉範囲の目標値で同期引き込み状態にあるときの値
に設定されていることが、搬送波捕捉範囲を狭めること
がない点で好ましい。

【００１４】また、本発明では前記位相検波回路の出力
位相誤差情報の絶対値を算出する演算手段と、演算手段
の出力値を積分するフィルタ回路と、フィルタ回路の出
力値と予め設定されている閾値とをレベル比較し、出力
値が閾値を越えたときにフィルタ回路、前記ループフィ
ルタ及び電圧制御発振器をそれぞれリセット状態とする
比較器とを有する構成としたものである。

【００１５】前記比較器は、前記フィルタ回路の出力値
が前記閾値を越えたときに、前記ループフィルタ、前記
電圧制御発振器及びフィルタ回路のそれぞれのフィード
バック経路中に設けられた１サンプル遅延器の出力値を
０にするように制御することが、フィルタ回路、ループ
フィルタ及び電圧制御発振器をそれぞれ確実にリセット
状態とすることができ、好ましい。

【００１６】

【作用】本発明では、ループフィルタ及び電圧制御発振
器の少なくともいずれか一方のフィードバック経路中
に、入力値がリミッタ値以下の時は入力値をそのまま出
力し、入力値がリミッタ値より大となったときは最小レ
ベルの初期値を出力するリミッタを設けているため、同
期引き込み状態においてリミッタの入力値がリミッタ値
に達すると、そのリミッタが設けられているループフィ
ルタ及び／又は電圧制御発振器がリセット状態となり、
搬送波再生回路を再び同期引き込み動作を最初から開始
させる。

【００１７】また、本発明では、比較器によりフィルタ
回路の出力値が閾値を越えたときにフィルタ回路、ルー
プフィルタ及び電圧制御発振器をそれぞれリセット状態
とするようにしたため、フィルタ回路の出力値が上記閾
値を越えるような擬似同期状態にあるときには、搬送波
再生回路が再び同期引き込み動作を最初から開始するこ
ととなる。

【００１８】

【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。図
１は本発明の一実施例の構成図を示す。同図において、
入力端子１１ａ、１１ｂは位相変調方式（ここではＱＰ
ＳＫ方式とする）の受信変調波の復調データが入力され
る。演算器１２は入力端子１１ａ、１１ｂの入力復調デ
ータとリード・オンリ・メモリ（ＲＯＭ）テーブル１３
からのデータとの乗算を行う乗算器１２１ａ、１２１
ｂ、１２２ａ、１２２ｂ、減算器１２３及び加算器１２
４よりなり、ＲＯＭテーブル１３と共に、前記位相回転
制御手段を構成している。

【００１９】演算器１２の出力端は出力端子２０ａ、２
０ｂに接続される一方、位相検波回路１４、ループフィ
ルタ１５、電圧制御発振器（ＶＣＯ）１６及びＲＯＭテ
ーブル１３を介して演算器１２に帰還接続される。

【００２０】ループフィルタ１５は位相検波回路１４の
出力位相誤差信号と乗算係数α、βとを乗算する乗算器
１５１及び１５２、乗算器１５１の出力信号が入力され
る加算器１５３、加算器１５３の出力信号を１サンプル
遅延する遅延器１５４及び遅延器１５４の出力信号が入
力されるリミッタ１５５からなる。また、ＶＣＯ１６は
加算器１６１の出力を１サンプル遅延器１６２を介して
加算器１６１に帰還接続する構成とされている。

【００２１】なお、リミッタ１５５は入力信号がリミッ
タ値以下の時は入力信号をそのまま出力し、入力信号が
リミッタ値より大となったときは初期値（最小レベル）
を出力する回路で、リミッタ値は本実施例回路の入力端
子１１ａ及び１１ｂから出力端子２０ａ及び２０ｂまで
の回路の補正量の絶対値（単位Ｈｚ）が所定値になった
時の遅延器１５４の出力レベルに設定されている。

【００２２】このフィードバックループに、本実施例で
は位相検波回路１４の出力位相誤差信号を２乗演算器１
７及びローパスフィルタ１８を介して比較器１９に入力
し、比較器１９の出力信号によりループフィルタ１５内
の遅延器１５４、ＶＣＯ１６内の遅延器１６２、ローパ
スフィルタ１８内の遅延器１８３を制御する構成とされ
ている。

【００２３】ローパスフィルタ１８は２乗演算器１７の
出力信号と乗算係数ηとの乗算を行う乗算器１８１、乗
算器１８１の出力信号が入力される加算器１８２、加算
器１８２の出力信号を１サンプル遅延する遅延器１８
３、遅延器１８３の出力信号と乗算係数を乗算し、その
乗算結果を加算器１８２に入力する乗算器１８４とより
構成されている。また、比較器１９はローパスフィルタ
１８の出力信号が予め定めた閾値より大であるかどうか
を比較検出し、閾値より大の時に上記の遅延器１５４、
１６２及び１８３をそれぞれリセットする。

【００２４】次に、本実施例の動作について、図１乃至
図４と共に説明する。入力端子１１ａを介して入力され
たＱＰＳＫ方式の受信変調波の同相成分の復調データ
は、乗算器１２１ａ及び１２２ａに入力され、ここでＲ
ＯＭテーブル１３よりのｓｉｎθ、ｃｏｓθの回転角情
報と乗算され、また、入力端子１１ｂを介して入力され
た直交成分の復調データは乗算器１２１ｂ及び１２２ｂ
に入力され、ここでＲＯＭテーブル１３よりのｓｉｎ
θ、ｃｏｓθの回転角情報と乗算される。

【００２５】乗算器１２２ａ及び１２１ｂの出力信号は
それぞれ加算器１２４により加算されて同相成分の再生
データＰとして出力される。一方、乗算器１２１ａ及び
１２２ｂの出力信号はそれぞれ減算器１２３に入力され
て直交成分の再生データＱとして出力される。すなわ
ち、入力端子１１ａ、１１ｂの入力復調データは演算器
１２によりＲＯＭテーブル１３よりの回転角情報に応じ
て位相回転制御され、搬送波同期をとられる。

【００２６】上記の再生データＰ及びＱは出力端子２０
ａ、２０ｂへ出力される一方、位相検波回路１４に入力
される。この再生データＰ及びＱは搬送波同期がとれて
いない時は（引き込み過程途中の時は）、Ｘ−Ｙ表示す
ると図２（Ａ）に示すように円を描く。これに対し、搬
送波同期が正しく行われると、図２（Ｂ）に示すように
再生データＰ及びＱは４つの信号点のいずれかに収束す
る。

【００２７】演算器１２の回転角制御情報は、通常、再
生データＰ及びＱに基づいて位相検波回路１４により求
められた位相誤差信号を基に求められる。演算器１２の
回転角制御情報θは、正確には再生データＰ及びＱを基
にｔａｎ^-1（Ｑ／Ｐ）を演算で求められれば良いが、一
般にＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）等で
構成されている場合、除算演算ができない場合も多い。
また、Ｐ≒０の場合の処理も考慮が必要である。このよ
うな理由から、以下に示すように、簡易的に再生データ
Ｐ，Ｑの再生値から位相誤差情報θを求める場合が多
い。

【００２８】θ＝−ｓｇｎ（Ｐ）・ｓｇｎ（Ｑ）・（｜
Ｑ｜−｜Ｐ｜）（ただし、ｓｇｎ（Ａ）はＡの符号、｜Ａ｜はＡの絶対
値を示す。）再生データの正規化レベルを”１”としたとき（再生デ
ータをＸ−Ｙ表示したとき単位円上に再生データが存
在）、例えば再生データの信号点が図２（Ｂ）の正常時
に比し、４５°ずれているときは信号点が図２（Ｂ）の
第１象限にあるときはＰ＝ｃｏｓ０＝１、Ｑ＝ｓｉｎ０
＝０であり、同様に信号点が他の象限にあるときもいず
れもθ＝１である。また、−３０°ずれているときは信
号点が図２（Ｂ）の第１象限にあるときはＰ＝ｃｏｓ１
５°、Ｑ＝ｓｉｎ１５°で、θ≒０．３７となり、同様
に信号点が他の象限にあるときもいずれもθ≒０．３７
である。

【００２９】なお、ＢＰＳＫ方式の再生データの位相誤
差θは次式 θ＝−ｓｇｎ（Ｐ）・Ｑで近似的に与えられる。

【００３０】この位相誤差情報（位相誤差信号）θはル
ープフィルタ１５により積分された後ＶＣＯ１６に入力
され、ここで搬送波の位相補正情報とされる。演算器１
２で行われる位相回転操作の回転角（補正量）は、前記
したようにＲＯＭテーブル１３により与えられる。この
ＲＯＭテーブル１３はｓｉｎθ（若しくはｃｏｓθ）の
値がある刻み幅（例えば０．５°間隔）で保存されてお
り、ループフィルタ１５を通過しＶＣＯ１６に制御電圧
として入力された位相誤差情報を基にした、ＶＣＯ１６
の出力位相回転角情報をアドレス情報として受け、これ
により（ｓｉｎθ，ｃｏｓθ）の回転角情報を取り出し
て演算器１２に入力し、演算器１２による位相回転操作
により、搬送波周波数補正（引き込み）を行わせる。

【００３１】さて、擬似同期であるが、これは２つのタ
イプに分類できる。一つは位相誤差情報θがほぼ０とな
ってしまうタイプ（これを以下、タイプＡという）であ
り、もう一つは位相誤差情報θがほぼ０とはならない
が、釣り合ってしまうタイプ（これを以下、タイプＢと
いう）である。

【００３２】まず、タイプＡについて説明するに、例
えばＢＰＳＫ方式の場合ではｆ_Ｃ ±（１／２）×Ｒ（ただし、ｆ _Ｃは搬送波周波数［Ｈｚ］、Ｒは伝送レー
ト［Ｈｚ］）に擬似同期した場合であり、また、ＱＰＳ
Ｋ方式の場合ではｆ_Ｃ ±（１／２）×Ｒまたはｆ_Ｃ ±（１／４）×Ｒに擬似同期した場合である。

【００３３】このタイプＡの擬似同期状態にあるときの
出力端子２０ａ、２０ｂへ出力される再生データの信号
点をＸ−Ｙ表示すると、ＢＰＳＫ方式では図３（Ａ）
に、ＱＰＳＫ方式では同図（Ｂ）に示すように図２
（Ｂ）に示した正規の同期状態のときの信号点配置図と
同様となり、位相誤差情報は０となるため、正常引き込
み状態と区別がつかない。

【００３４】具体例を示すと、例えば伝送レート６４ｋ
ＨｚのＱＰＳＫ方式の場合、搬送波オフセット量が−
８．５ｋＨｚの際、＋７．５ｋＨｚ補正されたときはｆ
_C −１６ｋＨｚ（＝ｆ_C −（１／４）×６４［ｋＨ
ｚ］）に擬似同期した状態となる。このときは再生デー
タの信号点配置は図３（Ｂ）に示すようになり、一見正
常同期状態との区別はつかないが、再生データは交互に
位相反転（π）を生じており、エラー状態となる。

【００３５】この擬似同期状態を回避する手段として、
本実施例では図１に示したようにループフィルタ１５の
遅延器１５４から加算器１５３へのフィードバック経路
中にリミッタ１５５を設け、遅延器１５４の出力信号が
リミッタ１５５のリミッタ値を越えたときに両者の値を
リセット（初期オフセット値０の代入）し、正常な同期
状態となるまで再引き込み動作を繰り返させるものであ
る。リミッタ１５５のリミッタ値としては、後述するよ
うにＱＰＳＫ方式の場合は（１／８）×Ｒにするのが適
当であると思われる（因に、ＢＰＳＫ方式の場合は、
（１／４）×Ｒ）。

【００３６】リミッタ１５５を設けると、この搬送波再
生回路の搬送波捕捉範囲（キャプチャレンジ）はこのリ
ミッタ値以下に制限されてしまうが、通常ＰＬＬによる
方法での搬送波捕捉範囲の値としては、ＱＰＳＫ方式の
場合約（１／８）×Ｒ（伝送レートの１２．５％）あた
りが目標値とされる値であるため、リミッタ１５５を設
けたことにより、搬送波捕捉範囲が制約を受けるという
ことはないと考えられる。因に、ＢＰＳＫ方式の搬送波
捕捉範囲の目標値は約（１／４）×Ｒ（伝送レートの２
０％）であり、同様に搬送波捕捉範囲が制約を受けると
いうことはないと考えられる。

【００３７】具体的に説明するに、伝送レート６４ｋＨ
ｚのＱＰＳＫ方式の場合、搬送波オフセット量が＋７．
５ｋＨｚのとき、＋７．５ｋＨｚ補正が働いたときは正
常な同期引き込み状態となるが、従来は上記の場合−
８．５ｋＨｚ補正された時に、ｆ_C ＋１６ｋＨｚ（＝ｆ
_C ＋（１／４）×Ｒ）で擬似引き込み状態となる可能性
があった。

【００３８】ここで、本実施例ではリミッタ１５５のリ
ミッタ値（絶対値）を８ｋＨｚ（＝（１／８）×６４
［ｋＨｚ］）に設定しているため、−８．５ｋＨｚ補正
が働こうとすると、補正量が０からリミッタ値の−８ｋ
Ｈｚに至った時点でリミッタ１５５の出力が初期値の
０、すなわちリセット状態となる。このため、本実施例
では再び同期引き込みを開始する。このようにして、本
実施例ではリミッタ１５５の設定により、補正量がリミ
ッタ値に至る度にリセットがかかり再引き込み開始が繰
り返されるため、最終的には正常な同期状態になり、よ
ってＱＰＳＫ方式の場合ｆ_C ±（１／２）×Ｒ、ｆ_C ±
（１／４）×Ｒ（ＢＰＳＫ方式の場合ｆ_C ±（１／２）
×Ｒ）に対するタイプＡの擬似同期を防ぐことができ
る。

【００３９】なお、上記の例で搬送波オフセット量が例
えば＋１０ｋＨｚのとき、−６ｋＨｚの補正が働いた時
にｆ_C ＋１６ｋＨｚ（＝ｆ_C ＋（１／４）×Ｒ）で擬似
同期を生じる可能性があるが、搬送波オフセット量の値
＋１０ｋＨｚというのは、搬送波捕捉範囲の範囲外の値
であり、また、このオフセット量が連続的に変化して、
＋８ｋＨｚ以内のオフセット量に変化した時（＋１０ｋ
Ｈｚ→＋８ｋＨｚ→・・・）、補正量は１６ｋＨｚ（＝
＋（１／４）×Ｒ）を維持して追従変化するため、オフ
セット量がリミッタ値の＋８ｋＨｚになった時点（−６
ｋＨｚ→−８ｋＨｚ）で追従できなくなり、リセット動
作が行われる。

【００４０】このため、本実施例では搬送波捕捉範囲内
の搬送波オフセット量になった時点で改めて引き込み動
作が行われ、正常な同期状態になるまで、引き込み動作
が繰り返される。

【００４１】次に、タイプＢの擬似同期について説明す
る。これはＢＰＳＫ方式の場合ではｆ_C ±（１／２ｍ）×Ｒ（ただし、ｍは２以上の自然数、ｆ_C は搬送波周波数
［Ｈｚ］、Ｒは伝送レート［Ｈｚ］）に擬似同期した場
合であり、また、ＱＰＳＫ方式の場合ではｆ_C ±（１／２ｋ）×Ｒ（ただし、ｋは３以上の自然数）に擬似同期した場合で
ある。

【００４２】このタイプＢの擬似同期状態にあるときの
出力端子２０ａ、２０ｂへ出力される再生データの信号
点をＸ−Ｙ表示すると、ＢＰＳＫ方式では図４（Ａ）
に、ＱＰＳＫ方式では同図（Ｂ）に示すように、正常な
同期状態の信号点に比し信号点が多く表示される。この
ときは、位相検波回路１４の出力位相誤差情報は絶対値
が同じで制御方向が反対方向の値が交互に繰り返され、
その結果、ＶＣＯ１６の出力発振周波数は正しい値をと
らず、ある違った値付近で微妙に振動しつつ、この擬似
同期状態で安定してしまう現象が生じるのである。

【００４３】具体例について説明すると、例えば伝送レ
ート６４ｋＨｚのＱＰＳＫ方式の場合、搬送波オフセッ
ト量が−３．５ｋＨｚのとき、＋４．５ｋＨｚ補正され
た時に、ｆ_C −８ｋＨｚ（＝ｆ_C −（１／８）×６４
［ｋＨｚ］）に擬似同期した状態となる。

【００４４】このタイプＢの擬似同期状態を回避するた
め、本実施例では図１の２乗演算器１７、ローパスフィ
ルタ１８及び比較器１９を設けたものである。これによ
り、位相検波回路１４の出力位相誤差信号は２乗演算器
１７により２乗され（あるいは絶対値を求める）、この
２乗値がローパスフィルタ１８内の乗算器１８１で乗算
係数ηと乗算された後加算器１８２で乗算器１８４の出
力と加算されて出力される一方、遅延器１８３を介して
乗算器１８４へ供給されて乗算係数（１−η）と乗算さ
れる。

【００４５】このローパスフィルタ１８内の加算器１８
２より取り出された出力信号は、正しい搬送波引き込み
が行われている場合は、ほぼ０の値をとるが、擬似同期
を起こしている場合、ある程度の値を持つ。そこで、ノ
イズの影響も考慮した閾値を設定し、加算器１８２の出
力信号がこの閾値を越えるかどうかを比較器１９で比較
検出し、閾値を越えた時は遅延器１５４、１６２及び１
８３それぞれの出力値が０となるように、これらをリセ
ット制御する。

【００４６】遅延器１５４の出力周波数成分値、遅延器
１６２の出力電圧制御発振部の値、遅延器１８３の出力
２乗和積算値をそれぞれ０にリセットすると、実施例回
路は再度引き込み動作を開始する。このようにして、正
常な引き込み状態となるまで、上記の引き込み再開始制
御が繰り返される。

【００４７】搬送波成分が存在しない場合は、再生デー
タはランダムな値をとるが小さな値であるため、ローパ
スフィルタ１８の出力値が比較器１９の閾値を越えるこ
とはなく、また、搬送波引き込み状態時（信号点が図２
（Ａ）のような状態時）にも、ローパスフィルタ１８に
よりローパスフィルタ１８の出力値が比較器１９の閾値
を越えることはない。

【００４８】このことについて更に詳細に説明するに、
図２（Ａ）のような搬送波引き込み状態は、同期引き込
み過程であり、通常は信号（搬送波）が入力され、図２
（Ｂ）に示した信号点配置の正常な同期状態に落ち着く
までにかかる時間は、せいぜい１００×Ｒ〜２００×Ｒ
（ただし、Ｒは伝送レート［Ｈｚ］）、つまり１００シ
ンボル〜２００シンボルと考えられるため、図１のロー
パスフィルタ１８の時定数を大きく（具体的には乗算器
２３の乗算係数ηを小さく）することにより、正常な同
期引き込み過程でローパスフィルタ１８の出力値が図１
の比較器１９の閾値を超え、リセットされてしまうとい
うことは避けられる。

【００４９】なお、時定数を大きくしても、例えば図４
（Ｂ）に示した信号点配置の状態が数千〜１万シンボル
程度続いて初めて比較器１９の閾値を越えるという状況
でも、１秒以内のことと考えられるため、問題ない。

【００５０】他方、図２（Ａ）に示した搬送波引き込み
状態が、１００×Ｒ〜２００×Ｒ程度以上続いたとき、
比較器１９の閾値を越えてしまうと考えられるが、引き
込みに異常に時間がかかるのは、搬送波捕捉範囲外のオ
フセットを持った搬送波が入力されたとき、あるいはＶ
ＣＯ１６が正常な周波数方向に追従していないときと考
えられ、リセットがかかってしまうことに関しては問題
がなく、むしろリセットがかかることが望ましい。

【００５１】このようにして定常状態になった際に、正
常な同期状態でない時、初めてローパスフィルタ１８の
出力値が比較器１９の閾値を越え、遅延器１５４の出力
周波数成分値、遅延器１６２の出力電圧制御発振部の
値、遅延器１８３の出力２乗和積算値がそれぞれ０にリ
セットされる。

【００５２】このように、本実施例によれば、リミッタ
１５５を設けることでタイプＡの擬似同期状態を防止す
ることができ、また、２乗演算器１７、ローパスフィル
タ１８及び比較器１９を設けることでタイプＢの擬似同
期状態を防止することができる。また、本実施例では、
再生データがＸ−Ｙ座標平面上（信号点配置図上）どの
領域、どの象限に存在するかの認識は不要であり、前記
数式に再生データの条件をあてはめるだけで擬似同期状
態を容易に判別することができ、また、大きな時定数の
ローパスフィルタ１８によりノイズによる影響を軽減す
ることもできる。

【００５３】なお、本発明は以上の実施例に限定される
ものではなく、例えばリミッタ１５５に代えて、あるい
はリミッタ１５５と共に、ＶＣＯ１６内の遅延器１６２
から加算器１６１のフィードバック経路中に、リミッタ
１５５と同様の特性のリミッタ１６３を設けるようにし
てもよい。

【００５４】また、本発明は上記のＱＰＳＫ方式あるい
はＢＰＳＫ方式に限らず、オフセットＱＰＳＫ、あるい
はπ／４シフトＱＰＳＫなどの他の位相変調方式の復調
データに対しても、位相誤差検出の数式を若干変更する
だけで同様に本発明を適用することができることは勿論
である。更に、上記の実施例では、二つのタイプの擬似
同期をそれぞれ防止する手段を設けているが、一方のタ
イプの擬似同期の発生確率がかなり低いような場合は、
他方のタイプの擬似同期だけを防止する手段だけを設け
るようにしてもよい。

【００５５】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
同期引き込み状態においてリミッタの入力値がリミッタ
値に達すると、そのリミッタが設けられているループフ
ィルタ及び／又は電圧制御発振器がリセット状態とな
り、搬送波再生回路を再び同期引き込み動作を最初から
開始させるようにしたため、リミッタの入力値がリミッ
タ値に達するような擬似同期状態時には、再引き込み動
作が繰り返され、最終的には正常な同期状態に引き込む
ようにすることができる。

【００５６】また、本発明によれば、フィルタ回路の出
力値が比較器の閾値を越えるような擬似同期状態にある
ときには、比較器の出力により搬送波再生回路が再び同
期引き込み動作を最初から開始するようにしたため、フ
ィルタ回路の出力値が比較器の閾値を越えるような擬似
同期状態にあるときにも、再引き込み動作が繰り返さ
れ、最終的には正常な同期状態に引き込むようにするこ
とができる。

【００５７】従って、本発明によれば、擬似同期を懸念
することなく、ループフィルタの帯域を従来より拡大す
ることができるため、搬送波捕捉範囲を従来よりも拡大
することができる。また、本発明によれば、再生データ
の信号点が信号点配置図上どの領域、どの象限に存在す
るかの認識を不要にできるため、簡易な構成で実現可能
であり、また一方細かな領域に分けて考える必要がない
ため、ノイズの影響をあまり受けることなく、確実に擬
似同期を検出できるため、擬似同期防止の信頼性を向上
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の構成図である。

【図２】同期が引き込み中と同期引き込み状態時のＱＰ
ＳＫ方式の再生データのＸ−Ｙ表示図である。

【図３】擬似同期時の再生データの一例のＸ−Ｙ表示図
である。

【図４】擬似同期時の再生データの他の例のＸ−Ｙ表示
図である。

【図５】擬似同期時のＱＰＳＫ方式の再生データの一例
のＸ−Ｙ表示図である。

【符号の説明】

１１ａ、１１ｂ入力端子１２演算器１３ＲＯＭ（リード・オンリ・メモリ）テーブル１４位相検波回路１５ループフィルタ１６電圧制御発振器（ＶＣＯ）１７２乗演算器１８ローパスフィルタ１９比較器１５４、１６２、１８３１サンプル遅延器１５５、１６３リミッタ

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】位相変調方式で変調された変調波の復調
データに対し、位相回転制御を行って搬送波同期をとる
位相回転制御手段と、該位相回転制御手段より取り出された第１及び第２の再
生データの位相誤差情報を検出する位相検波回路と、該位相検波回路の出力位相誤差情報を第１及び第２の乗
算器で第１及び第２の乗算係数と別々に乗算し、該第１
の乗算器の乗算結果は第１の加算器及び第１の遅延器を
通して該第１の加算器にフィードバックし、該第１の加
算器の出力信号と該第２の乗算器の乗算結果とを加算し
た信号を出力するループフィルタと、該ループフィルタの出力信号を第２の加算器及び第２の
遅延器を通して該第２の加算器にフィードバックする構
成により、該ループフィルタの出力信号により可変制御
される発振周波数を該第２の加算器より取り出して、該
出力発振周波数を前記位相回転制御手段へ位相補正情報
として供給する電圧制御発振器とを有し、前記ループフィルタ及び前記電圧制御発振器の少なくと
もいずれか一方のフィードバック経路中に、入力値がリ
ミッタ値以下の時は入力値をそのまま出力し、該入力値
が該リミッタ値より大となったときは最小レベルの初期
値を出力するリミッタを設けたことを特徴とする搬送波
再生回路。
【請求項２】前記リミッタのリミッタ値は、搬送波捕
捉範囲の目標値で同期引き込み状態にあるときの値に設
定されていることを特徴とする請求項１記載の搬送波再
生回路。
【請求項３】位相変調方式で変調された変調波の復調
データに対し、位相回転制御を行って搬送波同期をとる
位相回転制御手段と、該位相回転制御手段より取り出された第１及び第２の再
生データの位相誤差情報を検出する位相検波回路と、該位相検波回路の出力位相誤差情報を積分するループフ
ィルタと、該ループフィルタの出力信号により出力発振周波数が可
変制御されるとともに、該出力発振周波数を前記位相回
転制御手段へ位相補正情報として供給する電圧制御発振
器と、前記位相検波回路の出力位相誤差情報の絶対値を算出す
る演算手段と、該演算手段の出力値を積分するフィルタ回路と、該フィルタ回路の出力値と予め設定されている閾値とを
レベル比較し、該出力値が該閾値を越えたときに該フィ
ルタ回路、前記ループフィルタ及び電圧制御発振器をそ
れぞれリセット状態とする比較器とを有することを特徴
とする搬送波再生回路。
【請求項４】前記ループフィルタ及び前記電圧制御発
振器の少なくともいずれか一方のフィードバック経路中
に、入力値がリミッタ値に達したときにリセット状態と
するリミッタを設けたことを特徴とする請求項３記載の
搬送波再生回路。
【請求項５】前記比較器は、前記フィルタ回路の出力
値が前記閾値を越えたときに、前記ループフィルタ、前
記電圧制御発振器及びフィルタ回路のそれぞれのフィー
ドバック経路中に設けられた１サンプル遅延器の出力値
を０にするように制御することを特徴とする請求項３又
は４記載の搬送波再生回路。
【請求項６】前記リミッタのリミッタ値は、搬送波捕
捉範囲の目標値で同期引き込み状態にあるときの値に設
定されていることを特徴とする請求項４記載の搬送波再
生回路。