JP2815208B2 - 適応波形レーダ - Google Patents

適応波形レーダ

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Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明はレーダシステムに関し、さらに詳しくは、レ
ーダおよび同一周波数帯における狭帯域の通信型エミッ
タを動作させるための技術および装置に関している。本
発明によって、レーダの送信機と受信機に良好な信号検
出能力と、最適化された分解能、および曖昧さのない動
作を具備せしめることができる。
発明の背景 レーダパルスの波形設計の当業者にとって、レーダ目
標の分解能はレーダ波形のバンド幅に逆比例していると
いう事実はよく知られている。最適な理論的検出動作
は、どのようなレーダシステムであっても、パルスの波
形エネルギーと受信機ノイズの形状にのみ依存している
ということもまたよく知られている。せん頭電力が限定
されたレーダ発信機を用いて波形エネルギーを増大させ
るために、長い持続時間のパルス、一定のエンベロープ
（constant envelope）、および広いバンド幅の信号を
用いることが試みられている。これらの試みは次の文献
に明らかである：ハットマンのドイツ特許出願NO.768,0
68;コーエルのドイツ特許NO.892,772;スプロール等の英
国特許出願NO.604,429;ディッケの合衆国特許NO.2624,8
76;およびダーリントンの合衆国特許NO.1,678,999。
一般に、上記に述べたシステムにおける長いそして高
エネルギーのレーダパルスは位相（または周波数）変調
（またはコード化）されていて、そのパルス幅のみによ
って予想されるよりもはるかに大きな値のバンド幅を実
現する。そして、システムの受信機が、受信したエコー
を処理する時に、除去されなければならないがこの位相
（または周波数）変調（またはコード化）である。そう
するために、受信した長いパルスは、受信機によって、
狭いそして高い振幅のパルスに圧縮される。多くの慣用
のシステムにあって、この圧縮は固定のアナログ分散型
遅延線の中で実施される。サーミナニ等によって出願さ
れ、出願係属中の“FM Moduration Techunique for Pro
ducing Frequency Rejection Bands−周波数排除バンド
生成のためのFM変調技術”という名称の特許出願（合衆
国特許出願No.196,579）、およびシュライバー等による
同じく出願係属中の“Narrow Band Interference Suppr
essor for Pulse compression radar−パルス圧縮レー
ダのための狭いバンドの妨害抑制器”という名称の特許
出願（合衆国特許出願No.196,578、両出願とも本発明の
譲受人が譲受している）には、前記圧縮は、リアルタイ
ムのプログラム可能な離散的フーリエ変換／逆フーリエ
変換デバイスを使用して、ディジタル的に実施しうるこ
とが開示されている。受信した時間波形のフーリエ変換
はリアルタイムで行なわれ、共役位相の重み付けされて
位相変調（またはコード化）をキャンセルして、振幅の
重み付けがされてテンポラルサイドローブまたは曖昧さ
が制御され、そして次に時間ドメインに再び変換され
る。
しかしながら、そのようなレーダシステムは電磁環境
下で使用しなければならないが、該環境下では、パルス
圧縮レーダと同じバンド幅内の種々の周波数において作
用する狭いバンド幅の高電力の妨害源があるので、もし
受信した妨害信号と所望の小さなエコー信号が、従来の
ように、アナログ分散型遅延線によって処理されるなら
ば、結果として生ずる圧縮された時間パルスは、より大
きな妨害の存在のために歪められてしまいそして検出不
能になる可能性がある。
この問題を解決する一つの方法は、パルスの再圧縮の
前に、レーダ受信機に狭い、固定バンド幅の、バンド除
去フィルタを装備する事によって、不要の妨害周波数
を、受信した信号が分散型遅延線を通過する前に、減衰
させることであるが、にもかかわらず、該妨害の中心周
波数とバンド幅は、時間とレーダの方位角の関数として
変化するので、狭バンド除去フィルタは妨害を追尾しな
ければならない。その結果、レーダは環境のスペクトル
分析を行はなければならない、すなわち、レーダの動作
バンド内の妨害エミッタを正確に捉え、望ましくないエ
ミッタの中心周波数にバンド除去フィルタを同調されな
ければならない。
しかしながら、実際問題として、狭い、固定バンド幅
の、バンド除去フィルタは、妨害およびノイズの如何に
かかわらず、信号それ自身を減衰させるので、信号／ノ
イズ比の重大な損失が起る。このことは、特に、複合狭
バンドキャンセラが複合ハンド内妨害を除去するために
必要とする場合に著しい。信号処理の分野でよく知られ
ているように、このことは、受信機の変換機能が伝達さ
れた信号に対して“マッチドフィルタ”でないという事
実に起因している；すなわち、ミスマッチフィルタ損失
のために、検出後の信号／ノイズ比が低下することに起
因する。
検出後の信号／ノイズ比の低下にもかかわらず、狭め
られた、固定バンド幅の、バンド除去フィルタは圧縮パ
ルスのテンポラルサイドローブの許容し難い増大をもた
らす。信号分析の分野でよく知られているように、圧縮
パルスのテンポラルサイドローブのこの増大は、受信機
変換機能が再圧縮パルスの“ペアドエコー（Paird Ech
o）”歪みを起こすという事実からくる。換言すれば、
ペアドエコーの振幅がバンド除去フィルタの相対バンド
幅に比例しており、そして信号の主パルスに関連したそ
れらのタイムロケーションが、原信号の中心周波数から
のそれらの変位によって決定されるという事実に起因し
ている。
しばしば、主ローブ／サイドローブ比のこの増大は、
曖昧さと呼ばれる、というのは、この増大によって、実
際には目標が一つしかないのに、多くの目標があるよう
に見えるからである。従って、従来のシステムは妨害バ
ンドの回避のためには伝達された信号に適合しておら
ず、妨害除去の上で、単に不適合受信信号を濾過してい
るだけである。その結果、検出性の損失と信号の歪みを
もたらし、分解能の低下と曖昧さを増大させる。
発明の簡単な説明 本発明は、レーダが、多くの、同時発生的な、インバ
ンドおよびアウトオブバンドの狭いバンド幅の妨害を含
んでいる電磁環境下で動作することが要求されている場
合に、該レーダの検出機能を回復し、レーダ分解能を最
適化し、そして曖昧さの無い動作を回復するための方法
およびその装置に関している。
特に、本発明はレーダシステムの電磁環境をサンプリ
ングする自動チャンネルモニタを使用することに一つの
特徴がある。この環境サンプリングから必要なバンド幅
とその後の波形の計算のためのデータベースとして使用
される電磁妨害（EMI）プロフィルタが得られる。次い
で、信号のための適切なバンド幅と中心周波数が決定さ
れる。そして、これらの情報を基に、適応波形プロセッ
サによってレーダ波形が設計される。該波形は該妨害を
持った無エネルギーのインバンドを含んだスペクトルを
有している。それと同時に、該プロセッサはまた、妨害
をノッチアウトし、それ等のレベルを受信機ノイズ以下
に引下げるマッチドフィルタを設計する。受信機が、次
いで、あるイコライザ係数によってイコライズされるこ
とによって、レーダパルスが受信されたときに、適切な
主ローブ／サイドローブ比が圧縮パルスの中で得られ
る。その結果、そこには妨害を伴った無エネルギーのイ
ンバンドがあり、そして許容し得る主ローブ／サイドロ
ブ比になっているので、最適の検出、すなわち、一つの
マッチドフィルタの解が得られる。かくして、本発明に
よって、レーダシステムは多くの同時発生的なインバン
ドおよびアウトオブバンドの狭いバンド幅の妨害を含む
電磁環境下での動作が可能となる。
それ故、本発明の一つの目的は、レーダおよび狭いバ
ンドの通信型エミッタが同じ周波数のバンド内で動作す
ることを可能にすることである。
本発明の他の目的は、最適な分解能、曖昧さの無い動
作、および良好な検出性能を有するレーダシステムを提
供することである。
本発明のさらに他の目的は、検出範囲を回復するため
に、発信機電力を増大させる必要が無く、また、目標追
尾に於ける範囲の曖昧さをめぐって動作するのに、デー
タ処理の負荷を増大させる必要の無いレーダシステムを
提供することである。
上記に述べた本発明の目的および利点は、添付図面に
示される本発明の実施例について以下に記述する詳細な
説明によってより明確にされ、また本発明自身も十分に
理解されるであろう。
図面の簡単な説明 第１図は本発明の適応波形レーダシステムに必要な種
々の構成部品を示すブロック線図である。
第２図は不適応波形に対する、EMIプロフィルタと、
リニヤFM、固定ハンド幅、中心周波数レーダの理想化さ
れた発信機信号スペクトルを示す線図である。
第３図は妨害の存在下で動作するリニヤFMレーダ信号
の欠陥を示す線図である。
第４図は第２図と同様な図面であるが、EMI環境下で
動作する適応波形に対する状態を示している。
第５図は適応波形に対する、EMIの無い場合と、EMIと
狭いバンドキャンセラがある場合のパルス圧縮を示して
いる。
第６図は本発明に用いるリアルタイムの高速フーリエ
変換シミュレータの線図である。
第７図は妨害の無い場合のマッチドフィルタの検出性
能を示す表である。
第８図は妨害のある場合のシュミレーション結果を示
す表である。
第９図は本発明の方法および装置を用いることによっ
て、マッチドフィルタの検出性能が妨害環境下で期待通
り達成されることを示す表である。
第10図は本発明を用いることによって得られる波形
と、第５図と得られる波形との差異を示す線図である。
第11図はフィードアンテナの代りにアンテナアレイを
用いた本発明の第２の実施例を示すブロック線図であ
る。
発明の詳細な説明 パルス圧縮波形のスペクトルが、その位相（または周
波数）変調（またはコード化）によって決定されるとい
うことはよく知られている。また、そのようなパルスの
最適な検出は、マッチドフィルタ、すなわち、パルスの
フーリエ変換振幅ならびにパルスのフーリエ変換位相に
共役した位相応答と同じ振幅応答を有するフィルタを使
用することによって達成されるということもよく知られ
ている。
一方、バンド限定された信号が信号のバンド幅の二倍
より大きな速度、すなわち、ニキスト割合（the Nyquis
t rate）で採取されたサンプル値によって表され得ると
いうことが種々の文献に開示されている。さらに、その
ようなサンプルのかたまりの離散的高速フーリエ変換
（FFT）はパルスの真のフーリエ変換の周波数ドメイン
の中での分散した（サンプルされた）表現であるという
こと、および非拘束条件下でのFFTとそれに続く離散的
逆高速フーリエ変換（IFFT）の複素増倍（complex mult
iplication）は、リニヤフィルタリング、すなわち、線
型回旋（linear convolution）を構成するということも
文献に記載がある。
前記したシュライバー等による係属中の特許出願（合
衆国特許出願No.196,578）“Narrow Band Interference
Suppressor for Pulse compression radar−パルス圧
縮レーダのための狭いバンドの妨害抑制器”には、受信
したパルス圧縮信号によってもたらされた情報はその位
相のみの中にあり、振幅情報は関係がないという開示が
ある。慣用のリニヤFM、パルス圧縮レーダ受信機はこの
ことについて暗黙の了解がある、なせならば、パルス圧
縮分散型遅延線はその位相をキャンセルするために、受
信したレーダパルスの上で動作するからである。受信機
振幅テーパリングが圧縮パルスのテンポラルサイドロー
ブを抑制するための慣用的に用いられており、そして該
テーパリングはパルスのスペクトル振幅からは独立して
いて、通常、ハミング、ハニング、チェビシェフ、テイ
ラー等の幾つかの公知のテーパリングから選ばれる。
第１図を参照して、そこには本発明の適応波形レーダ
の機能ブロック線図が示されている。そこに示されるよ
うに、本適応波形レーダシステムはデュプレクサ４に結
合されたロトドームアンテナのような慣用のアンテナを
使用する。アンテナアレーが代りに使用し得ることは勿
論である。このことについては後記する本発明の第２の
実施例の説明の中で述べる。デュプレクサ４の出力は自
動チャンネルモニタ６とレーダ受信機８とに結ばれてい
る。よく知られているように、パルスはデュプレクサ４
によって受入および送出される。レーダ発信機10はレー
ダパルス波形合成器12に結合され、そしてそこから波形
を受取っている。デュプレクサ４はレーダ発信機10に結
合されて入力を供給されるとともに、その出力線24がレ
ーダ受信機８に結合されている。自動チャンネルモニタ
６から入力データベースを受取る適応波形プロセッサ14
は、波形合成器12への入力を線13を介して供給してい
る。プロセッサ14はまた、線15を介してフィルタ16へ入
力を供給している。フィルタ16はその入力先と出力先と
して、高速フーリエ変換回路（FFT）18と逆高速フーリ
エ変換回路（IFFT）20とをそれぞれ有している。記述を
容易にするため、以下に於いて、FFT18、フィルタ16、
およびIFFT20を一緒にしてリアルタイム高速フーリエ変
換器（FFT）20と呼ぶことがある。
自動チャンネルモニタ６（ゼネラルエレクトリック社
製）はシステムが動作している電磁環境を連続的にサン
プルして、そのスペクトルの推定を行う。該推定は常時
更新され、リアルタイムでレーダが動作している環境ス
ペクトルと最良のチャンネルを供給する。最良のチャン
ネルは最小数の妨害を伴った最大のバンド幅を有するも
のになるのであろう。妨害スペクトルはエミッタの中心
周波数、バンド幅および振幅を、レーダの方位角の関数
として与える。これらの情報から、システムのための電
磁妨害のデータベースが形成される。
EMIプロフィルタは適応波形プロセッサ14への入力と
して供給される。該プロセッサ14はマイクロプロセッサ
とメモリとからなる特殊用途のコンピュータであって、
モトローラ、インテル、およびサイプレスセミコンダク
タコーポレーション等から入手可能である。プロセッサ
14は、本質的には、システムのための特殊のアルゴリズ
ムの要請を反映した設計を有するアルゴリズム的に特定
された計算システムである。それは、異なった初期状態
と係数セットに対して、同じアルゴリズムを解くことが
できるという意味でプログラム可能なものである。この
プログラム可能性は非リアルタイムのオーバーヘッド機
能であって、プロセッサの変形ではない。そして、プロ
セッサが実行しなければならないアルゴリズムは高速フ
ーリエ変換ならびに逆高速フーリエ変換としてよく知ら
れており、たとえば、ボーエン等の“VLSI Systems Des
ign for Digital Signal Processing",Prentice−Hall,
Englewood Clifs,New York（1982）に詳しい開示があ
る。
本発明のシステムのために、適応波形プロセッサ14は
モニタ６によって供給されたEMIデータベース（または
プロフィルタ）を解析して、各方位角セクタのための最
良の可能チャンネルを決定する。換言すれば、中心周波
数、最少のインバンド妨害のための最大のチャンネル
幅、妨害の中心周波数およびバンド幅の全てが、最良の
可能チャンネルとして、プロセッサ14によって決定され
る。その後、よく知られている信号設計手法を用いて、
モニタ６で判断された妨害によって決定される最良の可
能チャンネルに、“マッチドフィルタ”で、マッチする
ような信号が設計される。前記の信号設計手法について
は、当該技術分野でよう知られているものであるが、最
初に述べたサーミナニ等の係属中の特許出願（合衆国出
願No.196,579）の“FM Moduration Techunique for Pro
ducing Frequency Rejection Bands−周波数排除バンド
生成のためのFM変調技術”に詳しく議論されている。
プロセッサ14はまた、リアルタイムFFT22のフィルタ1
6にイコライザ係数を与えることによって、レーダ受信
機８からの波形のマッチドフィルタを設計する。このこ
とについては、後に、より詳細に述べる。なお、リアル
タイムFFT22は前記のようにFFT18は、フィルタ16、およ
びIFFT20よりなっているが、これらの部品については、
前記シュライバー等の特許出願の中に詳細に述べられて
いる。
最良可能チャンネルにマッチするように設計された前
述の信号は、ヒューレットパッカード社製の波形合成器
12で合成され、そして、たとえばゼネラルエレクトリッ
ク社製の慣用のパルスレーダ発信機10に供給される。該
信号の慣用のデュプレクサ４に供給され、次いで、たと
えばゼネラルエレクトリック社製のファンビームロトド
ームアンテナ２に供給される。
合成器12によって合成（または設計）された信号は、
EMIプロファイルを伴った無エネルギーのインバンドを
有している。レーダ発信機10において、信号電力は、ア
ンテナ２から環境の中へ送出される前に、増幅される。
そして公知のコントロール回路によって、レーダ発信機
は信号が目標に到達する前に動作を停止する。それに従
って、受信機８がデュプレクサ４によって動作を開始
し、送出された信号の反射、すなわち目標のエコーがロ
トドームアンテナ２を通じて受信され、デュプレクサ４
によって受信機８に導かれる。この受信機は慣用の型式
のものであって、アナログ／デジタル変換器を含んでお
り、単に受信エコーを増幅してそれを複素デジタル信
号、すなわち同相および直角位相の信号に、変換するだ
けである。該複素デジタル信号はFFT18へ複素入力とし
て供給される。FFT18は該エコー信号のブロックを受取
り、これを、第１図のFFT18の下の括弧内に示すよう
に、その周波数スペクトルに変換する。
帰ってきた信号がいったんその周波数ドメインの表現
に変換されると、フィルタ16において、そこにプロセッ
サ14から供給された受信機マッチドフィルタとイコライ
ザ係数によって増倍（Multiplication）される。この増
倍によって、反射信号上の妨害が抑制される。IFFTが次
に該周波数スペクトルを時間ドメインに戻し、そして、
汚れのない圧縮パルスとしての反射レーダ信号を線23に
以降の処理のための供給する。リアルタイムFFTによっ
て行われる処理は、前記のシュライバー等の特許出願の
中に述べられているようなデジタル信号処理を含んでい
ることは理解されるであろう。さりに、線23を介して送
られる信号は第10図に示されるような非常に低い主ロー
ブ／サイドローブ比を有していることも理解されるであ
ろう。
第２図には、不適応波形に対するEMIプロファイル
と、リニヤFMの中心周波数固定バンド幅レーダのための
理想化された送出信号スペクトルが示されている。該送
出信号スペクトルの中に三つのインバンド妨害のあるこ
とが見られるであろう。受信機に用意されたフィルタリ
ングが、再圧縮パルスのテンポラルサイドローブの抑制
ならびにアウトオブバンド妨害抑制のために重み付けさ
れた公称コセカント４乗スペクトル振幅を賦課する。三
つのバンド除去フィルタが、インバンド妨害を抑制する
ために使用される。それ故、信号解析の当業者であれ
ば、この受信機フィルタが送信信号に対してマッチドフ
ィルタでない、ということを理解するであろう。従っ
て、パルスの検出の信号／ノイズ比の厳しい損失が生ず
る。
このことに加えて、第２図の最下部の波形によって示
されるような三つのスペクトルの穴は、テンポラルサイ
ドローブの厳しい質の低下が起こることを示すものであ
る。そのような欠陥は第３図によく表わされている。す
なわち、第３図の下方部分に示されるように、EMIプロ
ファイルと狭バンドキャンセラでは、サイドローブの質
の低下、すなわち、信号の主ロープに関しての隆起（ミ
スマッチ損失を示す）、が見られる。
それ故、ノッチのあるスペクトルのEMIプロファイル
が本発明のリアルタイムFFT22のようなパルス圧縮器を
通過する場合に、イコライザ係数が適用されなかったと
仮定すれば、次のような重大な欠陥が発生する；第３図
の上方部分に見られる時間ドメイン信号によって示され
るミスマッチ損失のみならず、第３図の最下部の時間ド
メイン信号に示されるようなミスマッチ損失と信号損失
の組合わせが結果として起こる。このミスマッチ損失と
信号損失の組合わせは、主ローブに対してサイドローブ
が隆起したという事実に基ずいて、主ローブ／サイドロ
ーブ比が低下した一方、信号の主ローブが急激にドロッ
プしたという事実によって突止めることができる。この
低下した主ローブ／サイドローブ比にかんがみ、パルス
圧縮によっては有用な波形はもはや得られない。
第４図には、第２図に示されたものと同じEMI環境下
で動作する適応波形に対す状態が示されている。ここで
は、中心周波数がバンドのより好都合な部分にデジタル
的に精密に同調された一定エンベロープパルス信号（co
nstant envelpe pulse signal）が適応波形から合成さ
れる。次いで、パルス信号変調が、第２図のものよりも
狭いバンド幅に対して重み付けされている公称コセカン
ト２乗スペクトルを有するように設計されて、狭いハン
ド妨害の二つを除くすべての妨害が、第４図の送出信号
スペクトルに示されるように、アウトオブバンドあると
いう結果をもたらす。加えて、信号エネルギーはインバ
ンド妨害によって占拠されたバンドには何も割当てられ
ない。送出信号スペクトルと受信機のフィルタ波形か
ら、第４図における信号は、受信機のフィルタ性能にマ
ッチするように設計されていることが理解されるであろ
う。従って、マッチドフィルタ検出が行われる、すなわ
ち、マッチドフィルタの検出性能が、十分に発揮され
て、ミスマッチの無い信号／ノイズ比損失を得ることが
できる。しかしながら、圧縮されたパルスのスペクトル
は、なお、厳しいサイドローブ歪みを有していることを
理解しておくべきである。このサイドローブ歪みは、第
５図に示されそして要約されているように、応答の中の
所謂“ペヤドエーコ（Parid Echo）”の結果として生ず
るものである。実際のところ、非線型のFMパルス圧縮信
号にあっては、コンピュータシュミレーションによっ
て、EMIがあっても無くても、信号検出のミスマッチ損
失は無視し得るものであることが確認されている。
さらに、第５図を参照して、信号と受信機がEMIの妨
害をノッチアウトするように設計されている場合、たと
え信号ミスマッチが無いとしても、“ペヤドエコー”理
論によって予想されるような、再圧縮パルスの中の許容
し難いサイドローブが存在するということが、第５図に
よって理解される。よく知られているように、“ペヤド
エコー”によって引起こされた許容し難いサイドローブ
は、送信スペクトルと受信機フィルタリングの組合せに
よって起こるものと同等で反対方向の“ペヤドエコー”
を導入するように設計されたトランスバーサルフィルタ
によって、あるレベルにまで減少せしめることができ
る。この目的の達成のために、本発明では“訓練モー
ド”にシステムを置くことによってトランスバーサルフ
ィルタを効果あらしめている。“訓練モード”の間、レ
ーダ受信機８はその内部較正モード（キャリブレーショ
ンモード）になっている。
前述したように、波形合成器12によって合成された信
号は、発信機10によって増幅され、デュプレクサ４に供
給された後、アンテナ２からある好ましい方向に環境の
中に送出される。パルスが送出されてしまったら、レー
ダが安定化されそして受信機の動作が停止されなければ
ならない。なぜならば、当初受信させる反射エコーは非
常に大きくて、レーダシステムはこれを処理することが
できないからである。レーダシステムが動作を停止して
いるこの期間はしばしばデッドタイム（死の期間）と呼
ばれるが、この期間の間にレーダシステムが本発明の
“訓練モード”に置かれる。
第１図に戻って、波形合成器12によって作られそして
発信機10に送られた目標信号は、デュプレクサ４に供給
されることなく、テスト目標圧縮パルス応答として、線
24を経てレーダ受信機８に入り、そしてリアルタイムFF
T22、線26、波形プロセッサ14を経てレーダシステム内
をループする。明確にいえば、このテスト信号が波形合
成器12からFFT18へ供給されて時間／周波数変換が行わ
れた後、フィルタ16に供給されると、該信号はそこで、
マッチッドフィルタ検出のために適応波形プロセッサ14
で計算されたマッチッドフィルタ係数が適用される。次
いで、その周波数スペクトルがIFFT20によって圧縮パル
ス応答に変換され、線26を経て適応波形プロセッサ14に
フィードバックされる。このテスト目標圧少パルスは適
応波形プロセッサ14で、圧縮パルスのテンポラルサイド
ローブを減少するためのトランスバーサルイコライザフ
ィルタ係数を計算するのに使用される。該イコライザ係
数は、よく知られた“順次近似（successive approxima
tion）”手法またはシングルマトリックス反転（sinngl
e matrix inversion）手法によって再圧縮パルスの主ロ
ーブに関して所望のテンポラルサイドローブのレベルが
得られるように調整されるという点において、適応性を
具えている。トランスバーサルイコライザは受信機マッ
チッドフィルタ係数と送信波形パラメータへの同時的な
撹乱（pertubation）として認識され、それによって同
時的なマッチッドフィルタ検出と低いテンポラルサイド
ローブを得ることができる。図示のトランスバーサルイ
コライザの適応ループは、時間ドメイン情報を使用して
いるけれども、そのようなイコライザ適応ループは周波
数ドメインの中に置くこともできるどいうことは当業者
が容易に理解するところである。
EMIプロファイルは、たとえば空中で閉じようとして
いる通信チャンネル（channels going off the air）ま
たは位置を変えている航空機によって、変化し、それに
よって、異なったエミッタを異なって識別する可能性を
考慮すれば、チャンネルモニタ６による電磁環境の連続
的なサンプリングは不可欠である。
しかしながら、一度、波形が特定のEMIプロファイル
に対して設計されたならば、プロセッサ14を通って、ま
たは波形合成器12に貯蔵されて、それが必要に応じて呼
出されることに注目しなければならない。この信号は、
EMIプロファイルが変化しなかった場合、すなわち、電
磁環境が変化しなかった場合にのみ有用である。いった
んEMIプロファイルが変化すると、ミスマッチ損失の無
いそして最適のサイドローブ／主ローブ比を具えた新し
い波形を設計するために、プロセスが再び繰返され。
第６図は適応波形のシミュレータを示している。シミ
ュレーションモデルのために、リニヤFM信号レファレン
スは、0dBレファレンスレベルにおける14.0dBの時間−
バンド幅プロダクト（a time−bandwidth product）を
有する波形である。ノイズは、レファレンス信号レベル
より10dB低いレベルでのタイムサンプルのランダムシー
ケンスとして、またはヘルツ当りN0ワットの数学的パワ
ー密度として、モデルの中に導入することができる；そ
して、妨害はノイズに対して30dBのレベルで導入するこ
とができる。
第７図に表１として、妨害の無いケースに対するシュ
ミレーション結果が示されている。リニヤFM、マッチド
フィルタ受信機の検出シュミレーション結果は、理論上
の14.0dB時間−バンド幅プロダクトに比して、0.1dBの
ミスマッチ損失を示している。理論値の13.6dBに等しい
マッチドフィルターのテンポラルサイドローブがシュミ
レーションのなかで実現されている。慣用のパルス圧縮
受信機（共役位相、コセカント２乗重み付け）で処理さ
れた同じ波形は、2.3dBのミスマッチ損失と34dBのサイ
ドローブを有している。コセカント２乗送出スペクトル
とマッチドフィルタ検出の非線型（ノンリニヤ）FM（NL
FM）のケースに対しては、表１に示されるように、ミス
マッチ損失は僅か0.2dBである。かくして、第７図の表
１は、マッチッドフィルタ検出性能がテンポラルサイド
ローブと分解能を犠牲にすることなく達成され得ること
をよく示している。
第８図は妨害が存在するケースの場合のコンピュータ
によるシュミレーション結果を纏めた表２を示してい
る。参考ケース（ノッチなし）を除くすべてのケースで
は、公称コセカント２乗重み付けと共役位相が同じ受信
信号、すなわち、14dBの時間−バンド幅プロダクトを有
するリニヤFMパルスに、に対して適用される。“ノッチ
なし（notch none）”のケースは、参考のマッチドフィ
ルタケースである。ハンド中心から400KHzに中心のある
200KHzハンド幅のノッチの場合には、サイドローブーは
34dBから19dBに落ちることが判る。また、バンド中心に
ある200KHzバンド幅のノッチに対しては、サイドローブ
は34dBから12dBに落ち、そしてバンド中心から400KHz低
いところに位置する200KHzバンド幅のノッチならびにバ
ンド中心から300KHz高い位置にある200KHzバンド幅のノ
ッチのケースでは、ミスマッチ損失は3.6dBであり、サ
イドローブは34dBから10dBに落ちることが判る。すべて
のケースについて、パルス幅（PW）の変化は無視できる
程度のものである。
第９図は、マッチドフィルタ検出性能が、妨害環境下
で、本発明の適応波形技術を第８図に示すように妨害除
去のためのノッチとともに使用することによって、順当
に達成され得ることを例証する表３を示している。この
表からミスマッチ損失が無視できる程度であることが判
る。
前述の中で、トランスバーサルイコライザの使用によ
って、ある特定の波形に対してサイドローブ11dBから25
dBに減少したことを示したが、そのようなシュミレーシ
ョンの結果が第10図に示されている。そこに見られるよ
うに、パルス幅変調と周波数シフトキーイングの組合せ
を用いて、適応波形が実現され、送出スペクトルと圧縮
パルスのサイドローブの中に、平均的な11dBのいくつか
の穴が見られた。点線の波形で示されるように、９タッ
プのトランスバーサルフィルタはサイドローブを平均的
に25dBに減少させ。トランスバーサルイコライザ係数で
増倍されなかった波形が実線で示されている。
前に述べたように、本発明の実施のために、ロトドー
ムアンテナ２のようなコーポレートフィードを用いる代
りに、アンテナアレーを使用することが可能である。こ
のアンテナアレーを使用したシステムが第11図に示され
ている。ここでは、第１図に示されたものと同じ部品は
同じ部品番号が付けられている。また、簡単にするため
に、アンテナアレーレーダシステムに最も関係のある部
品のみが図示されている。
第11図のレーダシステムは、コーポレートフィードア
ンテナ（ロトドームアンテナ）の代りに複数のアレーア
ンテナ素子30（301から30n）を有している。そのような
アレーアンテナは公知のものであり、たとえば、ミード
のUSP4,603,332に開示されている。第１図のシステムと
同様に、レーダ発信機10は、レーダパルス波形合成器12
からの信号を受取ると、複数のデュプレクサ31（311〜3
1n）によって、それぞれの信号をそれぞれのアンテナ素
子30に伝達して、環境の中に送出する。目標信号のそれ
ぞれのエコーに対応する反射信号はアンテナ素子30によ
って受取られ、デュプレクサ311〜31nを経て、線321〜3
2nによって受信機341〜34nに供給される。また、テスト
目標をレーダ受信機に送るために、レーダ発信機10から
の線36がそれぞれの受信機341〜34nに結合されている。
それぞれの受信機341〜34nの出力には、対応するアナ
ログ／デジタル変換器381〜38nが結合されている。受信
機の数に対応する数のアナログ／デジタル変換器（複
合）があり、その数はまたアンテナ素子の数に対応して
いる。この数は使用するアレイアンテナのタイプによっ
て異なる。複合アナログ／デジタル変換器381〜38nの各
出力には、対応するプログラム可能なノッチフィルタ40
1〜40nが結合されている。これ等のプログラム可能なノ
ッチフィルタのそれぞれは、効果上、第１図に示された
リアルタイム高速フーリエ変換器22と同じである。各プ
ログラム可能なノッチフィルタは、高速フーリエ変換器
に代えて、インモス社（在コロラド州、コロラドスプリ
ングス）製のIMS A100集積回路の少なくとも一つから作
られたものであってよい。インモスA100回路は基本的に
は限定パルス応答フィルタ、すなわち、複合信号サンプ
ルをその対応入力であるアナログ／デジタル変換器から
受取るようにプログラムされたトランスバーサルフィル
タである。
プログラム可能なノッチフィルタ401〜40nのすべての
出力は適応アレイデジタルビーム形成器42へ供給され
る。該ビーム形成器については、エドワードＣヨルダン
編集の“ラジオ、電子、通信技術者のためのレファレン
スデータ”（ハワードサム社刊行、第７版、第２印刷、
1982）の第32章の中で詳細に論じられている。デジタル
ビーム形成器42は出力44を有しており、その枝分れの一
つがプログラム可能な圧縮器およびノッチイコライザ46
に供給され、また第２の枝分れはプログラム可能なノッ
チフィルタ（ｎ＋１番目）48に供給される。図示のよう
に、プログラム可能なノッチフィルタ48はデジタルビー
ム形成器42へのフィードバックパス50を具えていて、線
52によるプログラム可能なノッチフィルタ401〜40nから
の入力をビーム形成器42へフィードバックしている。プ
ログラム可能な圧縮器およびノッチイコライザ42の出力
は、適応波形プロセッサ14へのフィードバック応答とし
て供給され、また、その後の処理のために線23へ供給さ
れる。
第１図の適応波形プロセッサと同様な適応波形プロセ
ッサ14は、第１図の６（チャンネルモニタ）のような自
動チャンネルモニタからのEMIプロファイルを受取る。
適応波形プロセッサ14は、このEMIプロファイルから、
波形係数、ノッチフィルタ係数、受信機マッチドフィル
タおよびイコライザ係数を算出することができる。次い
で、データバス15によって、一連の異なったデータが各
構成部品に供給される。たとへば、波形係数は、レーダ
発信機に送られべき必要な目標信号を生成するために、
レーダパルス波形合成器12へ供給され、ノッチフィルタ
係数はプログラム可能なノッチフィルタ401〜40nおよび
48へ供給される。また、受信機マッチドフィルタおよび
イコライザ係数はプログラム可能な圧縮器およびノッチ
イコライザ46に供給される。第11図の実施例の構成部品
のそれぞれの機能のついては、以下の記述の中でより詳
細に述べられるであろう。
簡単にいえば、第11図の実施例は、それがコーポレー
トフィードアンテナの代りにアンテナアレイを使用する
ことを除けば、基本的に、第１図の実施例と同様な態様
で動作する。複数のプログラム可能なノッチフィルタ40
1〜40nがデジタルビーム形成器42の前に置かれている理
由は、複数のアンテナ素子を使用するアレイアンテナの
特殊性によるものである。前に述べたように、プログラ
ム可能なノッチフィルタ401〜40nのそれぞれは第１図の
リアルタイム高速フーリエ変換器22に対応している。同
様に、プログラム可能なノッチフィルタ48は同じリアル
タイム高速フーリエ変換器22によって代替され得るもの
である。プログラム可能な圧縮器およびノッチイコライ
ザ46についても同様である。しかしながら、フィルタ40
および48の機能は、後に述べるように、イコライザ46の
それとは異なっている。適応アレイデジタルビーム形成
器42は妨害源を抑制しそして妨害源の方向においてパタ
ンを無し（null）に調整するために使用される。
第11図の実施例は次のように動作する。それぞれのア
ンテナ素子30で受信した反射信号は、線311〜32nによっ
て、受信機341〜34nにそれぞれ供給される。レーダシス
テムが動作する電磁環境を代表する妨害信号は主ビーム
の方向で抑制される必要があるが、それ等の信号はシス
テムに入ってくる反射信号の上に重ねられている。自動
チャンネルモニタによって得られたEMIプロファイルか
ら、主ビームの中の妨害を表わす種々のスペクトル線が
決定される。一方、受信機341〜34nは各反射信号をアナ
ログ／デジタル変換器381〜38nに伝達し、該変換器から
複合信号サンプルとして示された対応するデジタル信号
がプログラム可能なノッチフィルタ401〜40nに供給され
る。
各ノッチフィルタ401〜40nは、適応波形プロセサから
供給された反射信号からEMI妨害源を除去する。換言す
ればプログラム可能なノッチフィルタ401〜40nは妨害を
除去し、そこから線541〜54nに出力される信号を如何な
るインバンド妨害に対しても無関係にする。次いで、デ
ジタルビーム形成器42が入ってくる信号を自動的に調
べ、そして次のように動作する：入ってきた信号を一つ
のビーム信号に纏め、そして該ビーム信号のサイドロー
ブ妨害を排除する。従って、理論上は、デジタルビーム
形成器42の出力である線44において、該ビーム信号は妨
害のない空間的な（spatial）サイドローブと主ビーム
である。
しかしながら、処理されている残留部分（residual
s）が主ビーム妨害を含まず、それによってデジタルビ
ーム形成器42がサイドローブ妨害を抑制するようにのみ
動作することを保証するために、種々の残留部分に関す
るデータ線44を介して供給されたプログラム可能なノッ
チフィルタ48が、フィードバックパス50を介して妨害の
ない主ビーム信号をデジタルビーム形成器42へ供給す
る。サイドローブの抑制を補償するために、適応波形プ
ロセッサ14から供給された受信機マッチドフィルタおよ
びイコライザ係数等の係数データを保有するプログラム
可能な圧縮器およびノッチイコライザ46が、前に記述し
たように、レーダ受信パルスを圧縮し、そしてプログラ
ム可能なノッチフィルタ401〜40nによって導入されたテ
ンポラルサイドローブを補償するためにイコライズ処理
を行う。プログラム可能な圧縮器およびイコライザ42
は、前記圧縮処理の後に、適応波形プロセッサ14へのフ
ィードバックとして、また、コヘレントインテグレータ
（図示せず）およびその後の処理のために、信号線26お
よび23へ出力する。
上述した第11図の実施例に関し、単一のリアルタイム
高速フーリエ変換器22の中ですべてのフィルタ作業を行
う必要はなく、実際には、幾つかのデジタル工程で行わ
れ得るということが理解されるであろう。
本発明の細部に関しては、多くの変形や変更があり得
るので、この明細書全体を通じて記述されまた添付図面
に示されたすべての事項は例証的にのみ解釈されるべき
であって、限定する意味のものではない。従って、本発
明の範囲は請求の範囲によってのみ限定されるべきであ
る。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−229085（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−275676（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−179271（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−91579（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−179272（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−179273（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01S 7/00 - 7/42 G01S 13/00 - 13/95

Claims (13)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】インバンドおよびアウトオブバンド妨害を
    含む電磁環境下で動作するレーダシステムにおいて、下
    記の工程a,b,c,d,e,f,g,h,i,からなる、信号検出能力を
    維持し、分解能を最適化し、そして曖昧さのない動作を
    回復するための適応方法： a.電磁環境をサンプリングする工程； b.サンプリングされた環境から妨害を含む電磁環境プロ
    ファイルを推定する工程； c.該プロファイルから該環境に対する最適なチャンネル
    とチャンネル送出波形パラメータを決定する工程、しか
    して、該決定されたチャンネルは最適な中心周波数と、
    最小のインバンド妨害を持った最大チャンネルバンド幅
    とを有している； d.決定された最適チャンネルに対応する受信機マッチド
    フィルタを作り出す工程； e.該波形パラメータに基づいたテスト目標信号を環境の
    中へ送出する工程； f.該目標信号のエコーを受信し、それを対応する周波数
    スペクトルに変換する工程； g.該周波数スペクトルを、信号スペクトル中の妨害をノ
    ッチアウトするために、マッチドフィルタで増倍する工
    程； h.該増倍された周波数スペクトルを応答パルスの中へ圧
    縮する工程； i.該応答パルスのテンポラルサイドローブを減少して、
    望ましい主ローブ／サイドローブ比を持った汚れのない
    パルス信号を実現するために、該応答パルスを利用して
    トランスバーサルイコライザ計数を算出する工程。
  2. 【請求項２】応答パルスを利用してトランスバーサルイ
    コライザフィルタ係数を算出する工程を、最適な主ロー
    ブ／サイドローブ比を得るまで繰返す請求の範囲第１項
    記載の方法。
  3. 【請求項３】サンプリング工程が、環境のサンプリング
    を連続的に更新する請求の範囲第１項記載の方法。
  4. 【請求項４】受信機マッチドフィルタを作り出す工程
    が、環境のサンプル更新値から得られる種々の異なった
    電磁プロファイルに応じて種々のマッチドフィルタを作
    り出す工程と、各トランスバーサルイコライザ係数を作
    り出すために前記圧縮工程からの応答パルスを利用する
    工程からなる請求項第３項記載の方法。
  5. 【請求項５】下記a,b,c,d,e,f,の手段からなるインバン
    ドおよびアウトオブバンド妨害を含む電磁環境下で動作
    するレーダシステム： a.電磁環境を代表するスペクトル的な電磁プロファイル
    を供給するために該環境をサンプリングする手段
    （６）； b.該プロファイルから該環境に対する最適なチャンネル
    を得るための、そして、該チャンネルに対応する受信機
    マッチドフィルタ、応答パルスからのノッチフィルタ係
    数およびイコライザ係数を作り出すための、プロセッサ
    手段（14）、しかして、該最適チャンネルは最適な中心
    周波数と、最小のインバンド妨害を持った最大チャンネ
    ルバンド幅とを有している； c.環境の中へアンテナによって送出された目標信号のエ
    コーを表す反射信号を受信するための複数のアレー素子
    を有するアンテナを含む手段（30,34）； d;該反射信号の一つ一つに対応する周波数スペクトル中
    の妨害をノッチアウトするための複数のフィルタ手段
    （401〜40n）； e.妨害がノッチアウトされた反射信号のすべてを受入
    れ、そして自動的に該反射信号を纏めて、妨害の方向に
    おいて無パタン（patern nulls）のビーム信号を形成す
    るためのビーム形成手段（42）、しかして、該形成され
    たビーム信号は実質的にサイドローブ妨害を全く含んで
    いない； f.受信機マッチドフィルタからの情報と、ビーム信号を
    圧縮し、そしてノッチフィルタによって導入される可能
    性のあるテンポラルサイドローブを補償するイコライズ
    処理を行うためのイコライザ係数とを利用する圧縮器お
    よびイコライザ手段（46）、しかして、該手段（46）に
    よって、望ましい主ローブ／サイドローブ比を有する実
    質的に妨害のない信号が作り出される。
  6. 【請求項６】主ビーム信号を受取って、該信号に含まれ
    る残留妨害を除去するための第２のフィルタ手段（48）
    をさらに具え、該第２のフィルタ手段は、残留妨害の除
    去を確実にするために、ビーム形成手段（46）へのフィ
    ードバック手段を具えているため請求の範囲第５項記載
    のレーダシステム。
  7. 【請求項７】サンプリング手段が、スペクトル的な電磁
    プロファイルを更新するために環境を連続的に調べる自
    動チャンネルモニタ（６）からなる請求の範囲第５項記
    載のレーダシステム。
  8. 【請求項８】ノッチフィルタ手段の各々が、反射信号を
    それに対応する周波数スペクトルに変換する高速フーリ
    エ変換器（18）と、 該高速フーリエ変換器の出力に結合され、そしてプロセ
    ッサ手段からノッチフィルタ手段に関するデータの供給
    を受けて、該ノッチフィルタ手段のデータを対応する周
    波数スペクトルに関係付けるフィルタ（16）と、 該フィルタ（16）の出力に結合され、そして該関係付け
    られた周波数スペクトルを対応する時間ドメイン信号に
    逆変換する逆高速フーリエ変換器（20）と、 からなる請求の範囲第５項記載のレーダシステム。
  9. 【請求項９】圧縮器およびイコライザ手段が、ビーム形
    成手段からのビーム信号をその対応する周波数スペクト
    ルに変換する高速フーリエ変換器（18）と、 該高速フーリエ変換器の出力に結合され、そしてプロセ
    ッサ手段から受信機マッチドフィルタならびにイコライ
    ザ係数に関するデータの供給を受けて、該データを対応
    する周波数スペクトルに関係付けるためのフィルタ（1
    6）と、そして 該フィルタ（16）の出力に結合され、そして該関係付け
    られた周波数スペクトルを対応する時間ドメイン信号に
    逆変換する逆高速フーリエ変換器（20）と、 からなる請求の範囲第５項記載のレーダシステム。
  10. 【請求項１０】ノッチドフィルタ手段の各々が、少なく
    とも一つのIMS A100タイプのトランスバーサルフィルタ
    集積回路からなる請求の範囲第５項記載のレーダシステ
    ム。
  11. 【請求項１１】インバンドおよびアウトオブバンド妨害
    を含む電磁環境下で動作するレーダシステムにおいて、
    下記の工程a,b,c,d,e,f,g,h,i,からなる、信号検出能力
    を維持し、分解能を最適化し、そして曖昧さのない動作
    を回復するための適応方法： a.電磁環境をサンプリングする工程； b.サンプリングされた環境から妨害を含む電磁環境プロ
    ファイルを推定する工程； c.該プロファイルから該環境に対する最適なチャンネル
    とチャンネル送出波形パラメータを決定する工程、しか
    して、該決定されたチャンネルは最適な中心周波数と、
    最小のインバンド妨害を持った最大チャンネルバンド幅
    とを有している； d.決定された最適チャンネル、ノッチフィルタおよびイ
    コライザ係数に対応する受信機マッチドフィルタを作り
    出す工程； e.波形パラメータに基づく目標信号複数を環境へ送出す
    る工程； f.目標信号のエコーを表す複数の反射信号を受信するア
    レーアンテナを利用してアンテナの各アレーが該反射信
    号とそれに重ねられた妨害を受信する工程； g.該反射信号の各々の中の妨害を抑制し、そして反射信
    号を対応する周波数スペクトルに変換する工程； h.該対応する周波数スペクトルを纏めて、妨害の方向に
    無パターンを有する一つのビーム信号を形成し、そして
    該ビーム信号からサイドローブ妨害を実質的に除去する
    工程； i.受信機マッチドフィルタとイコライザ係数を用いて該
    ビーム信号を圧縮ならびに等価して、妨害を抑制する工
    程中に導入される可能性のあるテンポラルサイドローブ
    妨害を補償する工程、 しかして、この方法によって、望ましい主ローブ／サイ
    ドローブ比を有する実質的に妨害のない信号を作り出す
    ことができる。
  12. 【請求項１２】工程ｈ（周波数スペクトルを纏めそして
    サイドローブ妨害を除去する工程）が適応アレーデジタ
    ルビーム形成器を利用して妨害が抑制された反射信号を
    受取り、そしてビーム信号を出力する工程からなる請求
    の範囲第11項記載の方法。
  13. 【請求項１３】主ローブ中に妨害が存在しないことなら
    びにビーム形成器がサイドローブ妨害のみを抑制するこ
    とを確実にするために、ビーム形成器へデータをフィー
    ドバックする工程をさらに含む請求の範囲第12項記載の
    方法。
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