JPS63179271A - ホログラフイツクレ−ダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は空間に配列された複数価のアンテナ素子が受
信した信号をディジタル信号処理することにより受信信
号に含まれる妨害信号を除去するレーダ方式に関するも
のである。

〔従来の技術〕

レーダが受信した信号に含まれる妨害信号を除去するた
めの従来方式として、例えば１９７８年に開催された国
際学会誌「イースコン’８６Ｊ　　（ＥＭＳＣＯＮ′８
６）のアバラハム　ルピン（Ａｂｒａｈａｍ　Ｒｕｖｉ
ｎ　）による「レーダ用ディジタルマルチビーム形成技
術（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅ　Ｂｅａｍ　ｆ
ｏｒｙａｉｎｇ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓｆｏｒ　Ｒａｄ
ａｒ　）　Ｊに開示されたホログラフィックレーダが知
られている。

第９図は従来のホログラフィックレーダの構成を示すブ
ロック図である。第９図において、１ａ＋ｌｂ、ｌｃは
アンテナ素子、２ａ、２ｂ、２ｃは受信機、３ａ、３ｂ
、３ｃはＡ／Ｄ変換器、４は高速フーリエ変換（Ｆａｓ
ｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　；　ＦＦＴ
）演算手段としてのＦＦＴプロセッサである。

ｓｌ、ｓ２はホログラフィックレーダが受信する電波信
号であり、ここでは説明を簡単にするため電波信号数は
２つとする。Ｓｌは目標信号であり、Ｓ２は妨害信号で
ある。各信号の到来方向は各々θ１．θ２で表す。また
、アンテナ素子、受信機及びＡ／Ｄ変換器のそれぞれの
総数はＮ個とする。

以下の説明の便宜上、第９図において、アンテナ素子１
ａに＃１の番号を、アンテナ素子１ｂに＃２の番号を、
アンテナ素子ＩＣに＃Ｎの番号を与える。

外部空間から到来した電波信号はまずＮ個のアンテナ素
子１ａ〜ＩＣに捕えられる。アンテナ素子１ａ〜１ｃは
各々捕らえた電波信号をＲＦ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕ
ｅｎｃｙ　）の電気信号に変換して受信１！Ａ　２　ａ
　〜２　ｃに転送する。受信機’ｌ　ａ　〜’ｌ　ｃは
、各々入力したＲＦ傷信号その内部で増幅９位相検波し
てベースバンドの電気信号に変換し、Ａ／Ｄ変換器３ａ
〜３Ｃに転送する。Ａ／Ｄ変換器３ａ〜３ｃは各々入力
したベースバンド信号をその内部で標本量子化し、ディ
ジタル信号ｘ　（１）〜ｘ（Ｎ）Ｃ変換して出力する。

ディジタル信号ｘ（１）〜ｘ（Ｎ）はアンテナ素子１ａ
〜ＩＣが受信した電波信号の位相情報を保持しており、
いわゆるＩ　　（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）信号とＱ　（ｑｕ
ａｄｒａｔｕｒｅ　ｐｈａｓｅ）信号を各々実部。

虚部にもつ複素信号である。ここでディジタル信号の表
記に用いられている添字番号は、アンテナ素子を区別す
るために与えた番号に対応しており、例えばｘ（１）は
アンテナ素子１ａが捕らえた電波信号から生成されたデ
ィジタル信号であることを示している。

次にこれらのディジタル信号はＦＦＴプロセッサ４に転
送される。ＦＦＴプロセッサ４はその内部でディジタル
フーリエ変換（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｆｏｕｒｉｅｒ＋：Ｔ
ｒａｓｆｏｒｍ　　；　Ｄ　Ｆ　Ｔ）演算を実行して、
ディジタル信号Ｘ　（１）　〜ｘ（Ｎ）のスペクトル）
ｌ　（１）　〜７　（１）　〜）’（Ｎ）を出力する。

これらスペクトルの表記に用いられている添字ｉは周波
数整数値で、以下これを周波数番号と呼ぶ。ＦＦＴプロ
セッサ４が実施するＤＦＴ演算は、Ｎ個のアンテナ素子
１ａ〜ＩＣで個別に受信した電波信号の位相をそろえて
積分することができ、その結果受信した電波信号の電力
を電波信号の到来方向に対応するスペクトルに集中して
出力することができる。電波信号の到来方向θと周波数
番号ｉとの対応関係は次式によって与えられる。

ｄ：アンテナ素子間隔 λ：受信信号の波長 ［］ニガウス記号 また、スペクトルの強度１ｙ（１２はθ方向から到来す
る電波信号の電力に比例した量となる。

ホログラフィックレーダは以上述べた演算処理によって
アンテナ素子１ａ〜１ｃが同時に捕らえた複数個の電波
信号を空間的に弁別することができる。第１０図に示す
ようにホログラフィックレーダは外部空間に向けて複数
個のペンシルビーム５を形成して、同時に到来する複数
個の電波信号を到来方向に応じて弁別することができる
。第１０図においてペンシルビーム５に付されている番
号は周波数番号である。例えば第９図に示されるように
、ホログラフィックレーダが捕える電波信号が８１と８
２の２つの場合には、ＦＦＴプロセッサ４が出力するス
ペクトルの強度１３Ｆ（１）１２樽は、第１１図に示さ
れるように、２つの大きなスペクトルピーク６．７をも
つ。スペクトルピークｌ　ｙ（ｉ　ｔ）　ｌ　２６は目
標信号Ｓ１によるものであり、スペクトルピークＩｙ（
ｉ２）１２７は妨害信号Ｓ２の受信によって生じたもの
である。第（１）式より、周波数番号１１と周波数番号
１２は各々次式で与えられる。

［コ　ニガウス記号 このようにホログラフィックレーダでは同時に受信した
電波信号を弁別できるから、スペクトルｙ（１１）のみ
を抽出すれば、等価的に妨害信号Ｓ２を除去して目標信
号Ｓ１を検出することができる。

〔発明が解決しようとする問題点１ 以上述べたような方法により従来のホログラフィックレ
ーダでは妨害信号の除去を図っていたが、次のような問
題があった。その問題点を第１２図及び第１３図を用い
て説明する。

第１２図はＦＦＴプロセッサ４が実施するＤＦＴ演算に
より等価的に形成されるペンシルビーム５の拡大図であ
って、１０はスペクトルのメインローブ、１１はスペク
トルのサイドローブである。

厳密に言えば、ＦＦＴプロセッサ４はアンテナ素子１３
〜ＩＣが捕らえた電波信号の電力の大部分を第（１）式
で計算される周波数番号に集中させて、スペクトルのメ
インローブ１０を形成することがで参る。ところが、ア
ンテナ素子数が有限であるために、公知不確定性原理に
よりアンテナ素子１ａ〜ＩＣが捕らえた電波信号電力の
一部が他の周波数番号に漏れて、スペクトルのサイドロ
ーブ１１を形成する。第１１図において、８は目標信号
Ｓ１のサイドローブを示し、９は妨害信号Ｓ２のサイド
ローブを示している。第１１図に示されるようにサイド
ローブはスペクトルの相互干渉を生じさせ、電波信号の
弁別性能を劣化させうる。通常、サイドローブの大きさ
は、メインローブの大きさに比べて１／１００程度小さ
いため、妨害信号Ｓ２の電力と目標信号Ｓ１の電力に大
差がなければサイドローブ１１に起因する干渉はほとん
ど問題にならず、目標信号を正確に検出することができ
る。

ところが、妨害が故意になされる場合、妨害信号Ｓ２は
目標信号Ｓ１の電力に対して１０３倍。

１０４倍もの電力を有するものが用いられる。このよう
な場合、スペクトルの強度１ｙ（１）１２は第１３図の
ようになり、目標信号Ｓ１は妨害信号Ｓ２のサイドロー
ブに埋もれてしまい、目標信号Ｓ１を検出できないとい
う問題があった。

以上に述べたように、従来のホログラフィックレーダで
は、複数のペンシルビームを形成して同時に受信する電
波信号を空間的に弁別することによって妨害信号の除去
を図るように構成されていたので、妨害信号の電力が目
標信号のそれに比べて大きくなるとサイドローブの下に
目標信号が埋もれてしまい、これを検出できなくなるな
どの問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、妨害信号の電力が大きい場合にもこれを除去
して目標信号が検出できるホログラフィックレーダを得
ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係るホログラフィックレーダは、妨害信号の
到来方向をＦＦＴ演算手段、複素加減算手段、最大値検
出器、切替手段を用いて検出し、検出した方向にノツチ
を形成できるノツチフィルタをＦＦＴプロセッサの前段
に設けて、まずディジタル信号に含まれる妨害信号成分
を除去し、その後ノツチフィルタの出力信号をＦＦＴに
入力して等価的にマルチビームを形成し、目標信号を検
出しようとするものである。

〔作用〕

この発明によるホログラフィックレーダでは、ＦＦＴプ
ロセッサがその内部で演算によって電波信号の弁別を行
う前に、妨害信号の到来方向にノツチをもったディジタ
ルフィルタにより妨害信号−成分がディジタル信号から
除去されているため、妨害信号のサイドローブが目標信
号に干渉することを除去することができる。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図はこの発明の一実施例を示すブロック図である。第１
図において、１２はノツチフィルタ、１３は第２のＦＦ
Ｔ演算手段であるＦＦＴプロセッサ、１４ａｌ　　１４
ｂｌ　　１４Ｃは複素加減算器、１５はゲートスイッチ
、１６は最大値検出器、１７はノツチ周波数計算手段で
ある。また、第１図において、１３〜ＩＣ，２８〜２Ｃ
１３ａ〜３ｃ、４の各符号は第９図で使用したものと全
く同等のものである。第１図に示すこの実施例の装置が
、第９図に示した従来の装置と相違するところは、第１
にＦＦＴプロセッサ４の前段にノツチフィルタ１２が付
加され、ディジタル信号ｘ　（１）〜Ｘ（Ｎ）に含まれ
る特定の周波数（以下、これをノツチ周波数と呼ぶ）成
分を除去した後に、ＦＦＴプロセッサ４がスペクトルを
計算するように構成されている点にある。また第２に上
記ノツチ周波数を検出する手段として、ＦＦＴプロセン
サ１３．複素加減算器１４８〜１４ｃ、ゲートスイッチ
１５゜最大値検値器１６．及びノツチ周波数計算手段１
７が付加されている点にある。

次に、まず上記ノツチ周波数検出手段の動作について説
明する。Ａ／Ｄ変換器３ａ〜３ｃから転送されたディジ
タル信号ｘ　（１）〜ｘ　（Ｎ）はＦＦＴプロセッサ１
３に入力される。ＦＦＴプロセッサ１３はその内部でＤ
ＦＴ演算を実施してディジタル信号のスペクトルｙ　（
１）〜ｙ（Ｎ）を出力する。スペクトルは次に述べるよ
うな組合せで複素加減算器１４ａ〜１４ｃに入力される
。即ちスペクトルｙ（１）。

ｙ（２）が複素加減算器１４　ａに入力され、スペクト
ル）Ｆ　＜２）、　　ｙ（３）が複素加減算器１４ｂに
入力され、以下同様にしてスペクトルｙ（Ｎ　−１）、
　　ｙｃＮ）が複素加減算器１４ｃに入力される。複素
加減算器１４３〜１４ｃがその内部で実施する演算及び
その構成はそれぞれ全く同等である。第２図は複素加減
算器１４ａの詳細図であワて、１８は複素加算器、１９
は複素減算器である。複素加減算器１４ａは入力信号で
あるスペクトル７（１）、　　３Ｆ（２）に対して、第
（４）式、第（５）式に示される演算を施して、和信号
Σ（１）、差信号Δ（１）を出力する。

Σ（１）詔７　（１）　＋　７（２）　　　　　　　　
　・・・（４）Δ（１）　−ｙ　（１）　−ｙ　（２）
　　　　　　　　　　　　　　・・・（５）同様にして
、複素加減算器１４ｂはスペクトルｙ（２）　、　　ｙ
　（３）を入力して和信号Σ（２）、差信号Δ（２）を
出力し、複素加減算器１４．はスペクトルｙ（Ｎ　−１
）。

ｙ（Ｎ）を入力して和信号Σ（Ｎ　−１＞、差信号Δ（
Ｎ　−１）を出力する。これら和信号群Σ（ｎ）、差信
号群Δ（ｎｌ（ｎ＝１〜Ｎ−１）はゲートスイッチ１５
に転送され、また和信号群Σ（ｎ）（ｎ＝１〜Ｎ−１）
は最大値検出器１６にも転送される。

第３図はゲートスイッチ１５の動作概念を示す図である
。第３図に示すように、ゲートスイッチ１５は入力信号
である和信号群Σ（ｎ）、差信号群Δ（ｎ）　（ｎ　＝
　１〜Ｎ　−１）の内から各々１つの信号（Σ０．Δ０
）を切替て出力するものである。切替動作は最大値検出
器１６からの出力信号ｉ　ｎｌａｘにより制御される。

例えば最大値検出器１６の出力信号がｉｍａｘ＝２であ
るとき、ゲートスイッチ１５はΣ０＝＝Σ（２）、Δ０
麿Δ（２）を出力する。

最大値検出器１６は入力信号である和信号群Σ（１）〜
Σ（Ｎ−１）の強度１Σ（ｎ）　Ｉ　２　　（ｎ　−１
〜Ｎ　−１）を抽出して、その中で最大の大きさをもつ
和信号Σ（ｉｓａｘ）を検出し、その周波数番号ｉ　Ｉ
ＩＩａｘをゲートスイッチ１５とノツチ周波数計算手段
１７に転送する。

いま、第１図に示すように本実施例のホログラフィック
レーダが受信する電波信号が目標信号Ｓ１（到来方向は
θ１）と妨害信号Ｓ２　　（到来方向はθ２）の２つで
あり、妨害網信号Ｓ２の電力が目標信号Ｓ１のそれより
充分大きい場合を考えると、和信号Σ（１）　（ｉ　＝
　１〜Ｎ−１）の強度１Σ（１）　ｌ　２の分布は第１
３図と同じになる。第１３図に示されるように、１Σ（
１）　Ｉ　２の最大値はｉｎ＋ａｘ−ｉ２において検出
されるが、１２は整数値であるため、妨害波の到来方向
を正確には表していない。これは第（３）式に示される
ようにガウス演算（切り捨て演算）により１２に丸め誤
差が含まれているためである。このような丸め誤差はノ
ツチ周波数計算手段１７により補正される。

即ち、ノツチ周波数計算手段１７は、ディジタル信号ｘ
　（１）〜ｘ（Ｎ）に含まれる特定の周波数成分を除去
するためにノンチフィルタエ２が形成するノツチ周波数
ｆ　ｔａａｘを計算する手段であって、その詳細を第４
図に示す。第４図において、２０は複素割算器、２１は
定数てい倍器、２２は加算器である。まず、ノツチ周波
数計算手段１７は複素割算器２０により入力信号である
ΣＯ９Δ０の商Δ０／Σ０を生成する。このとき、和信
号Σ０と差信号Δ０は各々複素信号であるが、その商Δ
０／Σ０は実数である。次にこのノツチ周波数計算手段
１７は定数てい倍器１７を用いて誤差補正信号ε＝αΔ
０／ΣＯ・・・（６） を生成する。ここにαは予め設定された定数である。つ
いで加算器２２を用いて誤差補正信号εと最大値検出器
２２の出力信号である周波数番号ｉ　ｔｎａｘとの和を
計算し、ノツチ周波数ｆ　ｗａｘを出力する。

誤差補正信号εは第（３）式に示されるガウス演算によ
って生じた丸め誤差を補正するもので、εと商Δ０／Σ
０の関係は第５図に示すように近似的に正比例の関係に
ある。第５図において、２３は誤差補正関数であって、
第（６）式に用いられるαは第５図から読みとることが
できる。このようにして生成されたノツチ周波数ｒ　ｍ
ａｘは妨害波の到来方向を正確に示している。いま、第
１図に示すように妨害信号Ｓ２が０２から到来するとき
、ｆ　ｍａｘと到来角θ２との関係は次式で与えられる
。

次にノツチフィルター２の動作について説明する。第６
図はノツチフィルター２の詳細ブロック図であり、図に
おいて、２５ａ、２５ｂ、２５ｃは複素乗算器、２４ａ
、２４ｂ、２４ｃは複素減算器、２６は荷重計算手段で
ある。ノツチフィルター２はＡ／Ｄ変換器３ａ〜３ｃか
ら転送されるディジタル信号ｘ（１）〜ｘ（Ｎ）に、第
（８）式に示される演算を施して信号ｕ　（１）　＃Ｎ
　−１）を生成する。

ｕ（１）＝ｘ　　（ｉ　　＋ｌ）　　−Ｗ　−Ｘ口）ｉ
＝ｌ〜Ｎ−１・・・（８） 第（８）式に現われる減算は複素減算器２４ａ、２４ｂ
、２４ｃによって実行され、乗算は複素乗算器２５ａ、
２５ｂ、２５ｃによって実行される。例えばｕ（１）は
複素乗算器２５ａと複素減算器２４ａとが用いられて生
成される。複素乗算器２５ａ。

２５ｂ、２５ｃに印加される荷重は全て同じ荷重Ｗが用
いられ、゛荷重Ｗは荷重計算手段２６により生成される
。荷重計算手段２６はノツチ周波数計算手段１７が出力
した信号である周波数ｒ　ＩＩＩａｘに基づき、その内
部で第（９ン式で示される演算を実行して荷重Ｗを生成
する。

以上述べた演算をその内部で実行することにより、ノツ
チフィルタ１２はディジタル信号ｘ　（１）〜ｘ（Ｎ）
に含まれる妨害波信号Ｓ２を除去する。目標信号３１．
妨害信号Ｓ２は平面波であるから、ディジタル信号ｘ　
（１）〜ｘ（Ｎ）Ｇよ次式によって表すことができる。

−Ｊ２’ｌ’ｌ　５ｌｎａｌ　　　−ＪＬｔｃ４１５ｒ
ｎ６ｚ　　　＋＋＋　Ｑｌｘ　（ｉ）　−５１ｅ　　λ
　　＋Ｓユｅｎ−１〜Ｎ 第００式において、第１項は目標信号Ｓ１の受信の結果
表記される項であり、第２項は妨害信号Ｓ２の受信の結
果表記される項である。第２項に示されるｅｘｐ　［−
３２瞠ｉ　ｓｉｎθ２］なる位相項は、妨害信号Ｓ２が
各アンテナ素子１ａ〜１ｃに到来する時間遅れによる位
相差を表したものである。同様に、第１項に示される位
相項は目標信号Ｓ１が各アンテナ素子に到来する時間遅
れによる位相差を表したものである。第（９）式、第０
０式を第（８）式に代入して書き直すと次式が得られる
。

＋　　Ｓ、ｅｊスｔｉＬｊ５＋１’＋５λ［ｅ−ｊａｊ
！：５ｌｎ６ａ　　　−−コ丸−１誓デα＆］ｉ＝ｌ〜
Ｎ−１・・・（１１） さらに、第（１１）式に第（７）式を代入すると第２項
［］の中が０になり、第（１２）式が得られる。

ｕ（１）＝［ｅづ、、４５ｉｈθ＋　−ｏ−Ｊｌ＊ｒ　
］３、、−ｊ２ｔｆｊ　５ｌｎ１９＋ｉ＝ｌ〜Ｎ−１・
・・（１２） 第（１２）式に示されるように、ディジタル信号Ｕ（１
１には妨害信号成分は含まれておらず、ノツチフィルタ
１２がディジタル信号ｘ（１）〜ｘ（Ｎ）に含まれる妨
害信号Ｓ２成分を除去したことが分かる。これは第７図
に示すように、アンテナ素子１ａ〜ＩＣの受信利得を妨
害信号Ｓ２到来方向θ２に対して０になるように成形し
たことに相当する。

このようにディジタル信号ｕ（１）〜ｕ（Ｎ　−１）に
は妨害信号Ｓ２成分は含まれないから、ＦＦＴプロセッ
サ４が出力するスペクトルｖ　（１）の強度１ｖ（ｉｌ
１２は第８図に示すようになる。第８図に示されるよう
に、ｖ　（１）の強度には目標信号Ｓ１の電力が積分さ
れて生じたスペクトルピーク６のみが現われ、目標信号
Ｓｌを検出することができる。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、妨害信号の到来を検
出してその方向にノツチが形成されるようにホログラフ
ィックレーダを構成したので、妨害信号を除去して精度
よく目標信号を検出できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例によるホログラフィックレ
ーダを示すブロック図、第２図は該レーダの加減算器の
構成を示す図、第３図は該レーダのゲートスイッチの動
作概念を示す図、第４図は該レーダのノツチ周波数計算
手段の構成を示すブロック図、第５図は誤差補正関数を
示す図、第６図は上記第１図に示すホログラフィックレ
ーダのノツチフィルタの構成を示す図、第７図は該ノツ
チフィルタの受信利得を示す図、第８図は本実施例装置
のスペクトル強度分布を示す図、第９図は従来のホログ
ラフィックレーダの構成を示すブロック図、第１０図は
ホログラフィックレーダが形成するマルチビーム図、第
１１図はスペクトル強度を示す図、第１２図はペンシル
ビームの拡大図、第１３図はスペクトル強度分布を示す
図である。 １ａ〜ＩＣ・・・アンテナ素子、２ａ〜２Ｃ・・・受信
機、３ａ〜３ｃ・・・Ａ／Ｄ変換器、４．１３−ＦＦＴ
プロセッサ、１２・・・ノツチフィルタ、１４・・・複
素加減算器、１５・・・ゲートスイッチ、１６・・・最
大値検出器、１７・・・ノツチ周波数計算手段、１８・
・・複素加算器、１９・・・複素減算器、２０・・・複
素割算器、２１・・・定数てい倍器、２２・・・加算器
、２３・・・誤差補正関数、２４ａ〜２４Ｃ・・・複素
減算器、２５ａ〜２５Ｃ・・・複素乗算器、２６・・・
荷重社葬手段。 なお図中同一符号は同−又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）複数個のアンテナ素子と、該アンテナ素子に接続
   された複数個の受信機と、該受信機に接続された複数個
   のＡ／Ｄ変換器と、該Ａ／Ｄ変換器から出力されるディ
   ジタル信号を高速フーリエ変換する第１のＦＦＴ演算手
   段とを備え、受信信号をディジタル処理して受信信号に
   含まれる妨害信号を除去するようにしたホログラフィッ
   クレーダにおいて、 上記第１のＦＦＴ演算手段の前段に挿入され、上記ディ
   ジタル信号に含まれる特定の周波数成分を除去するノッ
   チフィルタと、 上記各Ａ／Ｄ変換器から出力されたディジタル信号をそ
   れぞれ高速フーリエ変換する第２のＦＦＴ演算手段と、 該第２のＦＦＴ演算手段の互いに隣接する２つの出力信
   号を入力して該２つの出力信号の和信号及び差信号を演
   算する複数個の複素加減算器と、該複数個の複素加減算
   器が出力する和信号群を入力してそれらのうちの最大の
   和信号を検出する最大値検出手段と、 該最大値検出手段の検出結果に応じて、上記和信号群及
   び差信号群のうちの所定の和信号及び差信号を選択出力
   する切替手段と、 該切替手段から出力される和信号及び差信号により上記
   最大値検出手段の出力信号を補正し、上記ノッチフィル
   タに入力すべき特定の周波数成分を計算するノッチ周波
   数計算手段とを備えたことを特徴とするホログラフィッ
   クレーダ。