JP2006208044A - 不要波抑圧装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 アンテナのサイドローブだけでなく、主ビーム方向やそれに近い方向から入射するクラッタなどの不要波を十分に抑圧することができる不要波抑圧装置を得ることを目的とする。
【解決手段】 ディジタルマルチビーム形成部５により形成された受信ビームのビーム信号を複数の帯域に分割するＤＦＢ６−ｎと、そのＤＦＢ６−ｎにより分割された複数のビーム信号に荷重計算部１０により計算された荷重を乗算し、荷重乗算後のビーム信号を足し合わせて不要信号のレプリカを生成する加算器１４等とを設け、そのＤＦＢ６−ｎにより分割された複数のビーム信号の中から主ビーム方向に対応している注目帯域のビーム信号から不要信号のレプリカを減算する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、複数の素子アンテナから構成されるアレーアンテナの受信信号に含まれる不要波成分（例えば、クラッタや妨害波）を抑圧する不要波抑圧装置に関するものである。

目標を観測するレーダにおいては、地面、海面、雲などから不要反射エコー（クラッタ）を意図せずに受信することがある。したがって、目標を正確に検出するには、受信したクラッタを抑圧することが必要である。
クラッタの反射源は１点ではなく、レーダから見ると一般に角度広がりを持って分布している。
このため、アレーアンテナを用いて、クラッタを抑圧しようとする場合、図２に示すように、クラッタの入射方向範囲のサイドローブレベルを溝状に下げるようなアンテナパターンを持たせることが必要になる。
従来の不要波抑圧装置は、そのようなアンテナパターンを持たせるようなアダプティブアレーを備えている（例えば、非特許文献１，２参照）。

また、他の従来例として、ある角度範囲でサイドローブレベルの低いアンテナパターンを形成することを目的とするものではないが、不要波を抑圧するために、予め、不要波の入射方向を計測しておき、その入射方向から仮想的な信号が入射されたものとして、その仮想入射波を用いて荷重計算を実施し、不要波の入射方向にアンテナパターンの零点を形成する不要波抑圧装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
即ち、不要波の到来方向のアンテナ情報を有するステアリングベクトルを用いて、理想的な共分散行列を求める演算器を設けるようにしている。

特開平１０−２８８６５９号公報（段落番号［００１８］から［００３５］、図１） R. J. Mailloux,「Covariance matrix augmentation to produce adaptive array pattern troughs」Electronics Letters, vol.31, No.10, pp.771-772, 11th May 1995 矢野、鷹尾、「アダプティヴアレイ技術を用いたパターン合成法」電子情報通信学会技術研究報告、アンテナ・伝播研究会Ａ・Ｐ８３−１２６，１９８３

従来の不要波抑圧装置は以上のように構成されているので、クラッタや妨害波の入射方向範囲が分かれば、クラッタや妨害波を抑圧することができる。しかし、アンテナのサイドローブから入射する不要波は抑圧することができるが、主ビーム方向やそれに近い方向から入射する不要波を十分に抑圧することができないことがある課題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、サイドローブだけでなく、主ビーム方向やそれに近い方向から入射するクラッタなどの不要波を十分に抑圧することができる不要波抑圧装置を得ることを目的とする。

この発明に係る不要波抑圧装置は、マルチビーム形成手段により形成された受信ビームのビーム信号を複数の帯域に分割する帯域分割手段と、その帯域分割手段により分割された複数のビーム信号に荷重計算手段により計算された荷重を乗算し、荷重乗算後のビーム信号を足し合わせて不要信号のレプリカを生成するレプリカ生成手段とを設け、その帯域分割手段により分割された複数のビーム信号の中から主ビーム方向に対応している注目帯域のビーム信号からレプリカ生成手段により生成された不要信号のレプリカを減算するようにしたものである。

この発明によれば、マルチビーム形成手段により形成された受信ビームのビーム信号を複数の帯域に分割する帯域分割手段と、その帯域分割手段により分割された複数のビーム信号に荷重計算手段により計算された荷重を乗算し、荷重乗算後のビーム信号を足し合わせて不要信号のレプリカを生成するレプリカ生成手段とを設け、その帯域分割手段により分割された複数のビーム信号の中から主ビーム方向に対応している注目帯域のビーム信号からレプリカ生成手段により生成された不要信号のレプリカを減算するように構成したので、サイドローブだけでなく、主ビーム方向やそれに近い方向から入射するクラッタなどの不要波を十分に抑圧することができる効果がある。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による不要波抑圧装置を示す構成図であり、図において、アレーアンテナ１はＮ個の素子アンテナ１−１，１−２，・・・，１−Ｎから構成されている。なお、素子アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は、複数の素子アンテナから構成されているサブアレーであってもよい。素子アンテナ１−ｎの配置は任意である。
受信機２−１，２−２，・・・，２−Ｎは素子アンテナ１−ｎにより受信された高周波信号（ＲＦ信号）を増幅し、増幅後のＲＦ信号を中間周波信号（ＩＦ信号）に周波数変換する。

Ａ／Ｄ変換器３−１，３−２，・・・，３−Ｎは受信機２−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）から出力されたアナログのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換して、ディジタルのＩＦ信号（ディジタルＩＦ信号）を出力する。
位相検波器４−１，４−２，・・・，４−ＮはＡ／Ｄ変換器３−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）から出力されたディジタルＩＦ信号に対する位相検波処理を実施して、ディジタル同相・直交信号ｕ_ｎ（ｋ’）を出力する。
ただし、ｋ’はサンプリング間隔で正規化された時刻を表し、ディジタル同相・直交信号ｕ_ｎ（ｋ’）は実部が同相成分、虚部が直交成分を表す複素信号である。

ディジタルマルチビーム形成部５は位相検波器４−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）から出力されたディジタル同相・直交信号ｕ_ｎ（ｋ’）を入力して複数の方向に受信ビームを同時に形成する処理を行い、複数の方向の受信ビームのビーム信号ｘ_ｎ（ｒ，ｋ）を出力する。ただし、事前に受信ビームを形成するための各素子の校正は必要である。ｒはレンジビン番号、ｋはヒット番号である。
なお、受信機２−ｎ、Ａ／Ｄ変換器３−ｎ、位相検波器４−ｎ及びディジタルマルチビーム形成部５からマルチビーム形成手段が構成されている。

ドップラーフィルタバンクであるＤＦＢ６−１，６−２，・・・，６−Ｎは通過域中心周波数が相互に異なるＬ個の帯域通過フィルタが並列に接続されて構成されおり、ディジタルマルチビーム形成部５により形成された受信ビームのビーム信号ｘ_ｎ（ｒ，ｋ）をＬ個の帯域に分割し、Ｌ個の帯域のビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）を出力する。ＤＦＢ６−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の処理から、レンジビン毎の処理になるのが一般的である。ただし、ｌ（アルファベッドの小文字のエル）は帯域番号を示している。なお、ＤＦＢ６−ｎは帯域分割手段を構成している。

素子時空間周波数特性データ記憶部７は素子アンテナ１−ｎからＡ／Ｄ変換器３−ｎに至るアナログ部分の指向特性、即ち、各アナログ素子における想定帯域内の各周波数に対する指向特性を示す時空間周波数特性データを記憶している。
なお、素子時空間周波数特性データ記憶部７はデータ記憶手段を構成している。

入射方向・ドップラー周波数計測部８はＤＦＢ６−ｎにより分割された複数のビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）から不要波の入射方向とドップラー周波数を計測する。
仮想信号生成部９は入射方向・ドップラー周波数計測部８により計測された不要波の入射方向とドップラー周波数に基づいて、素子時空間周波数特性データ記憶部７に記憶されている時空間周波数特性データを読み出して仮想的に受信したとする信号（以下、仮想信号と呼ぶ）を生成するとともに、選択部１２により選択される信号（信号の数と、選択するビーム番号ｎと帯域番号ｌの組）を決定する。
荷重計算部１０は仮想信号生成部９により生成された仮想信号から例えば相関行列と相互相関ベクトルを求め、その相関行列と相互相関ベクトルを用いて、仮想信号に対応した減算器１５から出力される信号の電力を最小化する荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（１），ｗ_ｒ，ｌ０ ^（２），・・・，ｗ_ｒ，ｌ０ ^（Ｓ）を計算する。
なお、入射方向・ドップラー周波数計測部８、仮想信号生成部９及び荷重計算部１０から荷重計算手段が構成されている。

信号切替部１１はＤＦＢ６−１により分割された複数のビーム信号ｙ_１，ｌ（ｒ，ｋ）の中から主ビーム方向に対応している注目帯域のビーム信号ｙ_１，ｌ０（ｒ，ｋ）を選択して減算器１５に出力し、それ以外のビーム信号を選択部１２に出力する。ただし、ｌ_０は注目帯域（想定する目標のドップラー周波数を含む帯域）の帯域番号を示している。
目標のドップラー周波数は一般に不明であるから、１つのＣＰＩ（Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）で、信号切替部１１がＬ回切替を行う必要があり、それぞれの切替に対して、レンジビン毎に荷重係数器１３−ｓの荷重を計算する必要がある。
なお、信号切替部１１は信号選択手段を構成している。

選択部１２は信号切替部１１及びＤＦＢ６−２〜６−Ｎより出力されたビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）の中から、仮想信号生成部９により決定された信号を選択する。
荷重係数器１３−１，１３−２，・・・，１３−Ｓは選択部１２により選択されたビーム信号ｙ^（１）（ｒ，ｋ），ｙ^（２）（ｒ，ｋ），・・・，ｙ^（Ｓ）（ｒ，ｋ）に、荷重計算部１０により計算された荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（１），ｗ_ｒ，ｌ０ ^（２），・・・，ｗ_ｒ，ｌ０ ^（Ｓ）を乗算する。
加算器１４は荷重係数器１３−ｓ（ｓ＝１，２，・・・，Ｓ）により荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）が乗算されたビーム信号ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を足し合わせて不要信号のレプリカを生成する。
なお、選択部１２、荷重係数器１３−ｓ及び加算器１４からレプリカ生成手段が構成されている。
減算器１５は信号切替部１１から出力された主ビーム方向に対応している注目帯域のビーム信号ｙ_１，ｌ０（ｒ，ｋ）から加算器１４により生成された不要信号のレプリカを減算する。なお、減算器１５は不要波除去手段を構成している。

この実施の形態１では、不要波としてクラッタを想定して説明する。
従来の不要波抑圧装置は、図２に示すように、クラッタの入射方向範囲のサイドローブレベルを溝状に下げるようなアンテナパターンを有するようにしている。
これに対して、この実施の形態１の不要波抑圧装置では、図３に示すように、ドップラー周波数と空間周波数（入射方向に対応）の２次元周波数平面上において、不要波であるクラッタの２次元スペクトルが、ハッチング領域のように分布しているとき、この不要波を囲む領域（図中、破線で囲まれた領域）の振幅特性の値が、他の阻止域の振幅特性の値よりも小さい時空間周波数特性を有するようにしている。
図３において、点線で囲んでいる小さい四角の領域は時空間フィルタの通過域である。また、図３は素子アンテナ１−ｎの配置は等間隔リニアアレーを想定したものであるが、実際には素子アンテナ１−ｎの配置は任意である。

次に動作について説明する。
ただし、素子アンテナ１−ｎ、受信機２−ｎ及びＡ／Ｄ変換器３−ｎの透過振幅・位相は、事前に調整されて揃えられているものとする。あるいは、ディジタルマルチビーム形成部５の入力時に補償されるものとする。

受信機２−ｎは、アレーアンテナ１を構成している素子アンテナ１−ｎがＲＦ信号を受信すると、そのＲＦ信号を増幅し、増幅後のＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換する。
Ａ／Ｄ変換器３−ｎは、受信機２−ｎからアナログのＩＦ信号を受けると、そのアナログのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換して、ディジタルのＩＦ信号（ディジタルＩＦ信号）を出力する。
位相検波器４−ｎは、Ａ／Ｄ変換器３−ｎからディジタルＩＦ信号を受けると、そのディジタルＩＦ信号に対する位相検波処理を実施して、ディジタル同相・直交信号ｕ_ｎ（ｋ’）を出力する。

この実施の形態１では、Ａ／Ｄ変換器３−ｎがアナログのＩＦ信号をディジタルＩＦ信号に変換してから、位相検波器４−ｎがディジタルＩＦ信号に対する位相検波処理を実施して、ディジタル同相・直交信号ｕ_ｎ（ｋ’）を出力しているが、位相検波器４−ｎがアナログのＩＦ信号に対する位相検波処理を実施して、アナログ同相・直交信号を出力してから、Ａ／Ｄ変換器３−ｎがアナログ同相・直交信号をディジタル同相・直交信号に変換するようにしてもよい。他の実施の形態でも同様である。

ディジタルマルチビーム形成部５は、位相検波器４−ｎからディジタル同相・直交信号ｕ_ｎ（ｋ’）を受けると、複数の方向に受信ビームを同時に形成する処理を行う。
即ち、位相検波器４−ｎから出力されたディジタル同相・直交信号ｕ_ｎ（ｋ’）を下記の式（１）に代入して、複数の方向の受信ビームのビーム信号ｘ_ｎ（ｋ’）を出力する。
Ｘ（ｋ’）＝Ｃ・Ｕ（ｋ’） （１）
Ｕ（ｋ’）＝［ｕ_１（ｋ’），ｕ_２（ｋ’），・・・，ｕ_Ｎ（ｋ’）］^Ｔ （２）
Ｘ（ｋ’）＝［ｘ_１（ｋ’），ｘ_２（ｋ’），・・・，ｘ_Ｎ（ｋ’）］^Ｔ （３）

ただし、式（１）において、ＣはＮ×Ｎの行列であり、その要素は複数のビーム形成方向に対応している値（一般に複素数）である。
ここでは、ディジタルマルチビーム形成部５の出力信号の数が入力信号の数と等しいＮとしているが、入力信号と出力信号の数は必ずしも一致する必要はない。
説明の便宜上、ディジタルマルチビーム形成部５の出力信号の１つであるビーム信号ｘ_１（ｋ’）は、レーダの受信ビーム（主ビーム）で受信された信号とする。式（２），（３）において、肩文字Ｔは行列やベクトルの転置を表している。

ドップラーフィルタバンクであるＤＦＢ６−ｎは、ディジタルマルチビーム形成部５から受信ビームのビーム信号ｘ_ｎ（ｋ’）であるビーム信号ｘ_ｎ（ｒ，ｋ）を受けると、そのビーム信号ｘ_ｎ（ｒ，ｋ）をＬ個の帯域に分割する。
ＤＦＢ６−ｎの帯域分割処理から、レンジビン毎の処理となるのが一般的であるため、ｒ（ｒ＝１，２，・・・，Ｒ；Ｒはレンジビン数）をレンジビン番号、ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ；Ｋはヒット数）をヒット番号として、ビーム信号ｘ_ｎ（ｋ’）をｘ_ｎ（ｒ，ｋ）のように表している。ヒットに関するサンプリング間隔は、パルス繰り返し周波数である。
ＤＦＢ６−ｎにより分割されたＬ個の帯域のビーム信号をｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）と表す。ｌは帯域番号であり、ｌ＝１，２，・・・，Ｌである。
例えば、ＤＦＢ６−ｎがＦＩＲ形ディジタルフィルタを用いて構成されている場合、その帯域番号ｌの係数をｈ_ｌ（ｑ）（ｑ＝０，１，・・・，Ｑ−１；Ｑはインパルス応答長）とすると、Ｌ個の帯域のビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）は下記の式（４）のようになる。
ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）＝Σｈ_ｌ（ｑ）ｘ_ｎ（ｒ，ｋ−ｑ） （４）
ただし、Σはｑ＝０からＱ−１まで、ｈ_ｌ（ｑ）ｘ_ｎ（ｒ，ｋ−ｑ）を加算する記号である。

ここで、荷重係数器１３−ｓが使用する適正な荷重を計算するため、素子時空間周波数特性データ記憶部７には、予め、素子アンテナ１−ｎからＡ／Ｄ変換器３−ｎに至るアナログ部分の指向特性、即ち、各アナログ素子における想定帯域内の各周波数に対する複素数としての指向特性を時空間周波数特性データとして記憶される。
素子時空間周波数特性データ記憶部７が記憶する時空間周波数特性データは、振幅と位相を考慮した複素数のデータであり、方向と周波数に関して離散的に記録される。また、時空間周波数特性データは、あらかじめ計測、あるいは、モデル化されたデータであり、周波数のサンプル点に関しては、方向毎に異なるものである。
周波数のサンプル点の間隔は、ＤＦＢ６−ｎの各帯域通過フィルタの帯域幅より狭く、方向のサンプル点の間隔は、ビーム幅より狭くする。各アナログ素子の指向特性が想定帯域内で同一とみなせる場合、ある１つの周波数に対する複素数としての指向特性を時空間周波数特性データとして記憶される。

入射方向・ドップラー周波数計測部８は、受信した不要波に対応してＤＦＢ６−ｎから複数のビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）を受けると、複数のビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）（主ビーム方向に対応している注目帯域のビーム信号ｙ_１，ｌ０（ｒ，ｋ）を除く）から不要波の入射方向とドップラー周波数を計測する。
具体的には、次のようにして、不要波の入射方向とドップラー周波数を計測する。
まず、入射方向・ドップラー周波数計測部８は、ＤＦＢ６−ｎから出力された複数のビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）の電力を計算する。ビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）の電力は、一般にレンジビン番号ｒ毎に異なる。
入射方向・ドップラー周波数計測部８は、複数のビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）の電力を計算すると、例えば、複数のビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）の電力と閾値を比較し、その閾値より大きい電力のビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）を選択する。
あるいは、電力が大きいビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）から順番に選択し、予め設定している数になるまでビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）を選択する。

ただし、入射方向・ドップラー周波数計測部８は、ビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）を選択するに際して、図３のクラッタ存在領域を囲む破線内の領域のビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）を選択するようにする。
その選択したビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）に対応する受信ビームの形成方向とＤＦＢ６−ｎの帯域は、それぞれ不要波の入射方向とドップラー周波数に対応する。
なお、この実施の形態１に限らず、不要波の入射方向とドップラー周波数の計測で用いる信号電力は、ある有限サンプルにおける振幅二乗平均である。

このようにして、ＤＦＢ６−ｎから出力された複数のビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）の中から、いくつかのビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）を選択するということは、不要波の入射方向領域とドップラー周波数領域を計測していることになる。
この実施の形態１では、このような簡単な方法で、不要波の入射方向領域を計測している。このとき、電力計算に必要なサンプル数は多くなくてもよい。図１のようなビームスペース形アダプティブアレーでは、基本的に信号選択手段が必要であり、何らかの基準で信号選択を行う。この実施の形態１では、ビームスペース形アダプティブアレーの構成を活かすことにより、不要波の入射方向領域やドップラー周波数領域の計測のために特別な付加装置を用いなくてよいという特徴がある。

仮想信号生成部９は、入射方向・ドップラー周波数計測部８が不要波の入射方向とドップラー周波数を計測すると、その不要波の入射方向とドップラー周波数に基づいて、素子時空間周波数特性データ記憶部７に記憶されている時空間周波数特性データを読み出して仮想信号を生成するとともに、選択部１２により選択される信号（信号の数と、選択するビーム番号ｎと帯域番号ｌの組）を決定する。
具体的には、次のようにして、仮想信号の生成と、その仮想信号の選択を行う。

仮想信号生成部９は、素子時空間周波数特性データ記憶部７に記憶されている時空間周波数特性データの中から、入射方向・ドップラー周波数計測部８により計測された不要波の入射方向領域とドップラー周波数領域の時空間周波数特性データＡ_ｎ ^（ｐ）（ｒ）の読み出しを行う。
ここで、時空間周波数特性データＡ_ｎ ^（ｐ）（ｒ）の添字ｎは素子番号、ｐ＝１，２,・・・,Ｐは不要波の入射方向とドップラー周波数領域内の通算の番号、Ｐは読み出した信号の数、ｒはレンジビン番号である。
次に、仮想信号生成部９は、その時空間周波数特性データＡ_ｎ ^（ｐ）（ｒ）を下記の式（５）に代入して、正弦波の仮想信号ｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を生成する。

ｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）
＝ａＡ_ｎ ^（ｐ）（ｒ）ｅｘｐ［−ｊφ_ｎ ^（ｐ）（ｒ）］
ｅｘｐ［ｊ（２πｆ^（ｐ）ｋ＋ψ^（ｐ））］ （５）
ただし、ａは正弦波の振幅であり、受信機２−ｎの雑音に対して十分大きい値である。φ_ｎ ^（ｐ）（ｒ）は素子アンテナ１−ｎにより受信されたと仮定する信号のうち、基準点で受信されたとする信号に対する位相差であり、番号ｐに対応する入射方向に依存する。ｆ^（ｐ）は番号ｐに対応する正規化周波数、ψ^（ｐ）は任意の初期位相である。

仮想信号生成部９は、正弦波の仮想信号ｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を生成すると、その仮想信号ｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を下記の式（６）に代入して、ディジタルマルチビームの形成演算を実施する。
［ｖＢ_１ ^（ｐ）（ｒ，ｋ），ｖＢ_２ ^（ｐ）（ｒ，ｋ），
・・・，ｖＢ_Ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）］^Ｔ
＝Ｃ［ｖ_１ ^（ｐ）（ｒ，ｋ），ｖ_２ ^（ｐ）（ｒ，ｋ），
・・・，ｖ_Ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）］^Ｔ （６）
仮想信号生成部９は、ｖＢ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を計算すると、そのｖＢ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）に対して、ＤＦＢ６−ｎと同様のフィルタリング処理を実施する。
フィルタリング処理による出力信号は、下記の式（７）に示すような仮想信号ｖＢＦ_ｎ，ｌ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）になる。
ｖＢＦ_ｎ，ｌ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）
＝Σｈ_ｌ（ｑ）ｖＢ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ−ｑ） （７）
ただし、Σはｑ＝０からＱ−１まで、ｈ_ｌ（ｑ）ｖＢ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ−ｑ）を加算する記号である。

また、仮想信号生成部９は、上記のようにして仮想信号ｖＢＦ_ｎ，ｌ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を生成すると、荷重計算部１０に与える仮想信号の選択を行う。それは、選択部１２により選択される信号の数Ｓと選択されるビーム番号ｎと帯域番号ｌの組と同じであり、仮想信号生成部９は、同時に選択されるビーム番号ｎと帯域番号ｌの組を選択部１２に出力する。この信号選択数Ｓは、素子時空間周波数特性データ記憶部７から読み出した信号の数Ｐ以上とする。
具体的には、次のようにして、仮想信号を選択するが、その選択方法は次の２通りである。

〔１〕第１の選択方法
第１の選択方法では、受信不要波に対するＤＦＢの出力電力に基づいて、電力順に仮想信号をＳ個選択する。
この場合、仮想信号生成部９は、上述した式（７）のフィルタ処理については、選択するＳ個の出力に対応するものと、主ビーム方向に対応しているＤＦＢ６−１のうち、注目帯域番号ｌ_０に対応するものだけでよい。
即ち、仮想信号生成部９は、生成した仮想信号ｖＢＦ_ｎ，ｌ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）の中から、受信不要波電力の大きいビーム番号ｎと帯域番号ｌの組に対応する仮想信号ｖＢＦ_ｎ，ｌ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）から順番に選択する。
そして、その選択した“ｎ”と“ｌ”の組に対応する仮想信号毎に、ｐ＝１，２，…，Ｐに関して加算する。
主ビーム方向に対応しているＤＦＢ６−１の注目帯域番号の信号をｐ＝１，２，…，Ｐに関して加算し、その加算結果をｖＢＦＳ_１，ｌ０（ｒ，ｋ）と表し、それ以外の加算した信号をｖＢＦＳ^（ｓ）（ｒ，ｋ）（ｓ＝１，２，…，Ｓ）と表す。肩文字ｓは選択した“ｎ”と“ｌ”に関して通算した番号である。
仮想信号生成部９は、注目帯域番号ｌ_０の仮想信号ｖＢＦＳ_１，ｌ０（ｒ，ｋ）と、その選択した仮想信号ｖＢＦＳ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を荷重計算部１０に出力する。

〔２〕第２の選択方法
第２の選択方法では、生成した仮想信号に対するＤＦＢの出力電力に基づいて、電力順にビーム信号をＳ個選択する。
この場合、仮想信号生成部９は、上述した式（７）のフィルタ処理については、すべてのｎ＝１，２，・・・，Ｎと、ｌ＝１，２，・・・，Ｌに対して行う。
即ち、仮想信号生成部９は、仮想信号ｖＢＦ_ｎ，ｌ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を生成すると、全ての“ｎ”と“ｌ”の組に対応する仮想信号毎に、ｐ＝１，２，…，Ｐに関して加算する。その加算した信号をｖＢＦＳ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）で表現する。
そして、主ビーム方向に対応しているＤＦＢ６−１の注目帯域番号ｌ_０の仮想信号ｖＢＦＳ_１，ｌ０（ｒ，ｋ）を除いて、電力の大きい加算した信号ｖＢＦＳ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）から順番に選択する。その選択したＳ個の信号をｖＢＦＳ^（ｓ）（ｒ，ｋ）（ｓ＝１，２，…，Ｓ）とする。肩文字ｓは選択した“ｎ”と“ｌ”に関して通算した番号である。
仮想信号生成部９は、注目帯域番号ｌ_０の仮想信号ｖＢＦＳ_１，ｌ０（ｒ，ｋ）と、その選択した仮想信号ｖＢＦＳ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を荷重計算部１０に出力する。

荷重計算部１０は、仮想信号生成部９から主ビームに対応した注目帯域番号ｌ_０の仮想信号ｖＢＦＳ_１，ｌ０（ｒ，ｋ）と、選択された仮想信号ｖＢＦＳ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を受けると、それらの仮想信号から例えば相関行列と相互相関ベクトルを求め、その相関行列と相互相関ベクトルを用いて、仮想信号に対応した減算器１５から出力される信号の電力を最小化する荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（１），ｗ_ｒ，ｌ０ ^（２），・・・，ｗ_ｒ，ｌ０ ^（Ｓ）を計算する。
即ち、荷重計算部１０は、図３に示すように、ドップラー周波数と空間周波数（入射方向に対応）の２次元周波数平面上において、不要波（例えば、クラッタ）の２次元スペクトルがハッチング領域のように分布しているとき、そのハッチング領域を囲む破線で囲まれた領域の振幅特性値が、他の阻止域よりも小さい周波数特性を有する時空間フィルタとなるように、荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）を計算する。
具体的には、次のようにして、荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）を計算する。

ここでは、荷重計算部１０がＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）法を用いて、荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）を計算する方法を説明する。ただし、荷重計算方法はＳＭＩ法に限るものではなく、他の様々な方法（例えば、ＬＭＳ法）などを使用してもよい。
荷重計算部１０は、下記の式（８）の行列Ａ_ｒと、式（９）のベクトルｂ_ｒ，ｌ０を構成して、式（１０）で与えられる相関行列Ｒ_ｒと、相互相関ベクトルｐ_ｒ，ｌ０を求める。
Ｋ_０（＞Ｓ）は荷重計算に用いるサンプル数であり、ヒット数Ｋとは無関係である。相関行列Ｒ_ｒ、相互相関ベクトルｐ_ｒ，ｌ０及び荷重ベクトルＷ_ｒ，ｌ０の関係を示す正規方程式は、下記の式（１１）のようになる。
これにより、荷重ベクトルＷ_ｒ，ｌ０は式（１２）のようになる。荷重ベクトルＷ_ｒ，ｌ０の定義は式（１３）である。直接、正規方程式を解くのが好ましくない場合もある。このときは、‖Ａ_ｒＷ_ｒ，ｌ０−ｂ_ｒ，ｌ０‖^２をなるべく小さくするような荷重ベクトルＷ_ｒ，ｌ０を、例えば、行列Ａ_ｒの特異値分解を用いて計算すればよい。式（１０）において、肩文字Ｈは行列やベクトルの共役転置を表している。

Ｒ_ｒ＝Ａ_ｒ ^ＨＡ_ｒ ， ｐ_ｒ，ｌ０＝Ａ_ｒ ^Ｈｂ_ｒ，ｌ０ （１０）
Ｒ_ｒＷ_ｒ，ｌ０＝ｐ_ｒ，ｌ０ （１１）
Ｗ_ｒ，ｌ０＝Ｒ_ｒ ^−１ｐ_ｒ，ｌ０ （１２）
Ｗ_ｒ，ｌ０＝［ｗ_ｒ，ｌ０ ^（１） ｗ_ｒ，ｌ０ ^（２）
・・・ ｗ_ｒ，ｌ０ ^（Ｓ）］^Ｔ （１３）

信号切替部１１は、受信不要波に対応してＤＦＢ６−１から主ビーム方向に対応しているビーム信号ｙ_１，ｌ（ｒ，ｋ）を受けると、帯域番号がｌ_０である注目帯域のビーム信号ｙ_１，ｌ０（ｒ，ｋ）を選択して減算器１５に出力する。
ＤＦＢ６−１から出力されたビーム信号ｙ_１，ｌ（ｒ，ｋ）のうち、注目帯域以外のビーム信号ｙ_１，ｌ（ｒ，ｋ）（ｌ≠ｌ_０）については、選択部１２に出力する。

選択部１２は、信号切替部１１から注目帯域以外のビーム信号ｙ_１，ｌ（ｒ，ｋ）を受け、ＤＦＢ６−２〜ＤＦＢ６−Ｎからビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）を受けると、これらのビーム信号の中から、仮想信号生成部９により決定されたＳ個のビーム番号ｎと帯域番号ｌの組の対応したビーム信号ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を選択する。

荷重係数器１３−ｓは、選択部１２がＳ個のビーム信号ｙ^（１）（ｒ，ｋ），ｙ^（２）（ｒ，ｋ），・・・，ｙ^（Ｓ）（ｒ，ｋ）を選択し、荷重計算部１０により計算された荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（１），ｗ_ｒ，ｌ０ ^（２），・・・，ｗ_ｒ，ｌ０ ^（Ｓ）を受けると、そのビーム信号ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）にｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）を乗算し、荷重乗算後のビーム信号ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を加算器１４に出力する。
加算器１４は、荷重係数器１３−ｓから荷重乗算後のビーム信号ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を受けると、荷重乗算後のビーム信号ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を足し合わせて不要信号のレプリカを生成する。

減算器１５は、加算器１４が不要信号のレプリカを生成すると、信号切替部１１から出力された主ビーム方向に対応している注目帯域のビーム信号ｙ_１，ｌ０（ｒ，ｋ）から不要信号のレプリカを減算することにより、主ビーム方向に対応している注目帯域のビーム信号ｙ_１，ｌ０（ｒ，ｋ）に含まれている不要信号を除去する。不要信号が除去された信号ｚ_ｌ０（ｒ，ｋ）は下記の式（１４）のようになる。
ｚ_ｌ０（ｒ，ｋ）
＝ｙ_１，ｌ０（ｒ，ｋ）−Σｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ） （１４）
ただし、Σはｓ＝１からＳまで、ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を加算する記号である。
なお、上述したように、目標のドップラー周波数は不明であるから、１つのＣＰＩで、信号切替部１１による選択は複数回行う必要があり、その都度、想定する目標のドップラー周波数に対応する帯域番号ｌ_０は変わる。それぞれに対して、レンジビン番号ｒ毎に荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）を計算し、式（１４）の処理を行う必要がある。以上のような不要波抑圧処理の後、目標検出処理が行われるのが一般的である。

以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、ディジタルマルチビーム形成部５により形成された受信ビームのビーム信号を複数の帯域に分割するＤＦＢ６−ｎと、そのＤＦＢ６−ｎにより分割された複数のビーム信号に荷重計算部１０により計算された荷重を乗算し、荷重乗算後のビーム信号を足し合わせて不要信号のレプリカを生成する加算器１４等とを設け、そのＤＦＢ６−ｎにより分割された複数のビーム信号の中から主ビーム方向に対応している注目帯域のビーム信号から不要信号のレプリカを減算するように構成したので、アンテナのサイドローブだけでなく、主ビーム方向やそれに近い方向から入射するクラッタなどの不要波を十分に抑圧することができる効果を奏する。

また、ビームスペース形アダプティブアレーの構成を活かして、不要波の入射方向とドップラー周波数領域を計測し、その入射方向とドップラー周波数領域に応じて、その領域の振幅特性値が小さくなるような時空間周波数特性を形成する。不要波の入射方向とドップラー周波数領域の計測のために付加的な手段を設けているわけではないので、その目的のために装置規模が大きくなることはないという特徴がある。さらに、受信不要波を直接荷重計算に使わず、ＤＦＢ６−ｎの出力信号の電力の比較による不要波の入射方向とドップラー周波数領域の計測に使用しているだけである。したがって、荷重計算に使う仮想信号のサンプル数が受信不要波信号には依存せずに決められる特徴がある。

実施の形態２．
図４はこの発明の実施の形態２による不要波抑圧装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
マルチビーム形成部２１は例えばバトラーマトリックスや、光制御型のビーム形成回路などを用いて構成され、素子アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）により受信されたＲＦ信号を入力して、ＲＦ領域で複数の受信ビームを同時に形成する。
ただし、ここでは素子アンテ１−ｎの数Ｎと、マルチビーム形成部２１の出力信号の数Ｎが一致しているが、素子アンテ１−ｎの個数とマルチビーム形成部２１から出力される信号数は必ずしも一致する必要はない。
なお、受信機２−ｎ、Ａ／Ｄ変換器３−ｎ、位相検波器４−ｎ及びマルチビーム形成部２１からマルチビーム形成手段が構成されている。

ビーム時空間周波数特性データ記憶部２２は素子アンテナ１−ｎ、マルチビーム形成部２１、受信機２−ｎ及びＡ／Ｄ変換器３−ｎからなるアナログ部分の指向特性、即ち、想定帯域内の各周波数に対する指向特性を時空間周波数特性データとして記憶している。
ビーム時空間周波数特性データ記憶部２２が記憶する時空間周波数特性データは、振幅と位相を示す複素数のデータであり、方向と周波数に関して離散的に記録される。また、時空間周波数特性データは、あらかじめ計測、あるいは、モデル化されたデータであり、周波数のサンプル点に関しては、方向毎に異なるものである。
周波数のサンプル点の間隔は、ＤＦＢ６−ｎの各帯域通過フィルタの帯域幅より狭く、方向のサンプル点の間隔は、ビーム幅より狭くする。各アナログ部分の指向特性が想定帯域内で同一とみなせる場合、ある１つの周波数に対する複素数としての指向特性を時空間周波数特性データとして記憶する。
なお、ビーム時空間周波数特性データ記憶部２２はデータ記憶手段を構成している。

次に動作について説明する。
マルチビーム形成部２１は、アレーアンテナ１を構成している素子アンテナ１−ｎがＲＦ信号を受信すると、そのＲＦ信号を入力して、ＲＦ領域で複数の受信ビームを同時に形成する。
マルチビーム形成部２１がＲＦ領域でマルチビームを形成する点で、図１のディジタルマルチビーム形成部５と異なる。

受信機２−ｎは、マルチビーム形成部２１がＲＦ領域でマルチビームを形成すると、複数の受信ビームのＲＦ信号を増幅し、増幅後のＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換する。
Ａ／Ｄ変換器３−ｎは、受信機２−ｎからアナログのＩＦ信号を受けると、そのアナログのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換して、ディジタルのＩＦ信号（ディジタルＩＦ信号）を出力する。
位相検波器４−ｎは、Ａ／Ｄ変換器３−ｎからディジタルＩＦ信号を受けると、そのディジタルＩＦ信号に対する位相検波処理を実施して、ディジタル同相・直交信号ｘ_ｎ（ｋ’）を出力する。
ただし、ｋ’はサンプリング間隔で正規化された時刻を表し、ディジタル同相・直交信号ｘ_ｎ（ｋ’）は実部が同相成分、虚部が直交成分を表す複素信号である。
なお、位相検波器４−ｎからＤＦＢ６−ｎに出力されるディジタル同相・直交信号ｘ_ｎ（ｋ’）は、図１のディジタルマルチビーム形成部５からＤＦＢ６−ｎに出力されるビーム信号ｘ_ｎ（ｋ’）に相当する。
以下、上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。

この実施の形態２のように、マルチビーム形成部２１がＲＦ領域でマルチビームを形成してから、受信機２−ｎ、Ａ／Ｄ変換器３−ｎ及び位相検波器４−ｎが受信ビームのビーム信号であるディジタル同相・直交信号ｘ_ｎ（ｋ’）を得るようにしても、上記実施の形態１と同様に、アンテナのサイドローブだけでなく、主ビーム方向やそれに近い方向から入射するクラッタなどの不要波を十分に抑圧することができる効果を奏する。

実施の形態３．
図５はこの発明の実施の形態３による不要波抑圧装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
主アンテナ３１はアレーアンテナ１と独立に設けられ、レーダ波の受信もしくは送信と受信の両方を行う。この場合、アレーアンテナ１はサイドローブキャンセラにおける補助アンテナとして動作する。
受信機２−０は主アンテナ３１により受信された高周波信号（ＲＦ信号）を増幅し、増幅後のＲＦ信号を中間周波信号（ＩＦ信号）に周波数変換する。
Ａ／Ｄ変換器３−０は受信機２−０から出力されたアナログのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換して、ディジタルのＩＦ信号（ディジタルＩＦ信号）を出力する。
位相検波器４−０はＡ／Ｄ変換器３−０から出力されたディジタルＩＦ信号に対する位相検波処理を実施して、ディジタル同相・直交信号ｕ_０（ｋ’）を出力する。
ただし、ｋ’はサンプリング間隔で正規化された時刻を表し、ディジタル同相・直交信号ｕ_０（ｋ’）は実部が同相成分、虚部が直交成分を表す複素信号である。

ドップラーフィルタバンクであるＤＦＢ６−０は通過域中心周波数が相互に異なるＬ個の帯域通過フィルタが並列に接続されて構成されおり、位相検波器４−０から出力されたディジタル同相・直交信号ｕ_０（ｋ’）をＬ個の帯域に分割し、Ｌ個の帯域のビーム信号ｙ_０，ｌ（ｒ，ｋ）を出力する。ＤＦＢ６−０の処理から、レンジビン毎の処理になるのが一般的である。ただし、ｌは帯域番号を示している。
信号切替部１１ａはＤＦＢ６−０により分割された複数のビーム信号ｙ_０，ｌ（ｒ，ｋ）の中から注目帯域のビーム信号ｙ_０，ｌ０（ｒ，ｋ）を選択して減算器１５に出力する。ただし、ｌ_０は注目帯域（想定する目標のドップラー周波数を含む帯域）の帯域番号を示している。
目標のドップラー周波数は一般に不明であるから、１つのＣＰＩ（Ｃｏｈｅｒｅｎｔ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）で、信号切替部１１ａがＬ回切替を行う必要があり、それぞれの切替に対して、レンジビン毎に荷重係数器１３−ｓの荷重を計算する必要がある。
なお、受信機２−０、Ａ／Ｄ変換器３−０、位相検波器４−０、ＤＦＢ６−０及び信号切替部１１ａから信号選択手段が構成されている。

主アンテナ時空間周波数特性データ記憶部２３は主アンテナ３１からＡ／Ｄ変換器３−０に至るアナログ部分の指向特性、即ち、想定帯域内の各周波数に対する複素数としての指向特性を時空間周波数特性データとして記憶している。
主アンテナ時空間周波数特性データ記憶部２３が記憶する時空間周波数特性データは、振幅と位相を考慮した複素数のデータであり、方向と周波数に関して離散的に記録される。また、時空間周波数特性データは、あらかじめ計測、あるいは、モデル化されたデータであり、周波数のサンプル点に関しては、方向毎に異なるものである。記録する周波数と方向は、素子時空間周波数特性データ記憶部７と同一にする。
主アンテナ３１の指向特性が想定帯域内で同一とみなせる場合、ある１つの周波数に対する複素数としての指向特性を時空間周波数特性データとして記憶する。
なお、主アンテナ時空間周波数特性データ記憶部２３はデータ記憶手段を構成している。

入射方向・ドップラー周波数計測部８ａはＤＦＢ６−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）により分割された複数のビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）から不要波の入射方向とドップラー周波数を計測する。

仮想信号生成部９ａは入射方向・ドップラー周波数計測部８ａにより計測された不要波の入射方向とドップラー周波数に基づいて、素子時空間周波数特性データ記憶部７及び主アンテナ時空間周波数特性データ記憶部２３に記憶されている時空間周波数特性データを読み出して仮想信号を生成するとともに、選択部１２により選択される信号（信号の数と、選択するビーム番号ｎと帯域番号ｌの組）を決定する。
荷重計算部１０ａは仮想信号生成部９ａにより生成された仮想信号から例えば相関行列と相互相関ベクトルを求め、その相関行列と相互相関ベクトルを用いて、仮想信号に対応した減算器１５から出力される信号の電力を最小化する荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（１），ｗ_ｒ，ｌ０ ^（２），・・・，ｗ_ｒ，ｌ０ ^（Ｓ）を計算する。
なお、入射方向・ドップラー周波数計測部８ａ、仮想信号生成部９ａ及び荷重計算部１０ａから荷重計算手段が構成されている。

次に動作について説明する。
受信機２−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は、アレーアンテナ１を構成している素子アンテナ１−ｎがＲＦ信号を受信すると、そのＲＦ信号を増幅し、増幅後のＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換する。
受信機２−０は、主アンテナ３１がＲＦ信号を受信すると、そのＲＦ信号を増幅し、増幅後のＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換する。

Ａ／Ｄ変換器３−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は、受信機２−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）からアナログのＩＦ信号を受けると、そのアナログのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換して、ディジタルのＩＦ信号（ディジタルＩＦ信号）を出力する。
Ａ／Ｄ変換器３−０は、受信機２−０からアナログのＩＦ信号を受けると、そのアナログのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換して、ディジタルのＩＦ信号（ディジタルＩＦ信号）を出力する。
位相検波器４−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は、Ａ／Ｄ変換器３−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）からディジタルＩＦ信号を受けると、そのディジタルＩＦ信号に対する位相検波処理を実施して、ディジタル同相・直交信号ｕ_ｎ（ｋ’）を出力する。
位相検波器４−０は、Ａ／Ｄ変換器３−０からディジタルＩＦ信号を受けると、そのディジタルＩＦ信号に対する位相検波処理を実施して、ディジタル同相・直交信号ｕ_０（ｋ’）を出力する。

この実施の形態３では、Ａ／Ｄ変換器３−ｎ（ｎ＝０，１，２，・・・，Ｎ）がアナログのＩＦ信号をディジタルＩＦ信号に変換してから、位相検波器４−ｎ（ｎ＝０，１，２，・・・，Ｎ）がディジタルＩＦ信号に対する位相検波処理を実施して、ディジタル同相・直交信号ｕ_ｎ（ｋ’）を出力しているが、位相検波器４−ｎ（ｎ＝０，１，２，・・・，Ｎ）がアナログのＩＦ信号に対する位相検波処理を実施して、アナログ同相・直交信号を出力してから、Ａ／Ｄ変換器３−ｎ（ｎ＝０，１，２，・・・，Ｎ）がアナログ同相・直交信号をディジタル同相・直交信号に変換するようにしてもよい。

ディジタルマルチビーム形成部５は、位相検波器４−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）からディジタル同相・直交信号ｕ_ｎ（ｋ’）を受けると、上記実施の形態１と同様に、複数の方向に受信ビームを同時に形成する処理を行う。
即ち、位相検波器４−ｎから出力されたディジタル同相・直交信号ｕ_ｎ（ｋ’）を上記の式（１）に代入して、複数の方向の受信ビームのビーム信号ｘ_ｎ（ｋ’）を出力する。

ＤＦＢ６−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）は、ディジタルマルチビーム形成部５から受信ビームのビーム信号ｘ_ｎ（ｋ’）を受けると、上記実施の形態１と同様に、そのビーム信号ｘ_ｎ（ｒ，ｋ）をＬ個の帯域に分割する。
ＤＦＢ６−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）により分割されたＬ個の帯域のビーム信号をｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）と表す。ｌは帯域番号であり、ｌ＝１，２，・・・，Ｌである。
ＤＦＢ６−０は、位相検波器４−０からディジタル同相・直交信号ｕ_０（ｋ’）を受けると、そのディジタル同相・直交信号ｕ_０（ｋ’）をＬ個の帯域に分割する。
ＤＦＢ６−０により分割されたＬ個の帯域のビーム信号をｙ_０，ｌ（ｒ，ｋ）と表す。ｌは帯域番号であり、ｌ＝１，２，・・・，Ｌである。

ここで、荷重係数器１３−ｓが使用する適正な荷重を計算するため、素子時空間周波数特性データ記憶部７には、上記実施の形態１と同様に、予め、素子アンテナ１−ｎからＡ／Ｄ変換器３−ｎに至るアナログ部分の指向特性、即ち、想定帯域内の各周波数に対する複素数としての指向特性を時空間周波数特性データとして記憶される。
また、主アンテナ時空間周波数特性データ記憶部２３には、予め、主アンテナ３１からＡ／Ｄ変換器３−０に至るアナログ部分の指向特性、即ち、想定帯域内の各周波数に対する複素数としての指向特性を時空間周波数特性データとして記憶される。記録する周波数サンプル点と方向は、素子時空間周波数特性データ記憶部７と同一にする。

入射方向・ドップラー周波数計測部８ａは、受信した不要波に対応してＤＦＢ６−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）から複数のビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）を受けると、図１の入射方向・ドップラー周波数計測部８と同様にして、複数のビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）から不要波の入射方向とドップラー周波数を計測する。
ただし、入射方向・ドップラー周波数計測部８ａは、図１の入射方向・ドップラー周波数計測部８と異なり、ＤＦＢ６−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）から出力されたビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）を取り込むが、クラッタの入射方向とドップラー周波数を計測するための電力計算時において、主アンテナ３１のビーム方向とほぼ同じで、かつ、注目帯域番号ｌ_０の信号の電力は計算しないようにする。これは、想定する所望信号の方向とドップラー周波数に一致するからである。

仮想信号生成部９ａは、入射方向・ドップラー周波数計測部８ａが不要波の入射方向とドップラー周波数を計測すると、その不要波の入射方向とドップラー周波数に基づいて、素子時空間周波数特性データ記憶部７及び主アンテナ時空間周波数特性データ記憶部２３に記憶されている時空間周波数特性データを読み出して仮想信号を生成するとともに、選択部１２により選択される信号（信号の数と、選択するビーム番号ｎと帯域番号ｌの組）を決定する。
具体的には、次のようにして、仮想信号の生成と、その仮想信号の選択を行う。

仮想信号生成部９ａは、入射方向・ドップラー周波数計測部８ａで計測した不要波の入射方向領域とドップラー周波数領域に対応した主アンテナ時空間周波数特性データ記憶部２３に記憶されている時空間周波数特性データＡ_０ ^（ｐ）（ｒ）の読み出しを行う。
ここで、ｐ＝１，２,・・・,Ｐは不要波の入射方向とドップラー周波数領域内の通算の番号、Ｐは読み出した信号の数、ｒはレンジビン番号である。
次に、仮想信号生成部９ａは、その時空間周波数特性データＡ_０ ^（ｐ）（ｒ）を下記の式（１５）に代入して、主アンテナ３１により受信されたとする仮想信号ｖ_０ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を生成する。

ｖ_０ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）
＝ａＡ_０ ^（ｐ）（ｒ）ｅｘｐ［−ｊφ_０ ^（ｐ）（ｒ）］
ｅｘｐ［ｊ（２πｆ^（ｐ）ｋ＋ψ^（ｐ））］ （１５）
ただし、ａは正弦波の振幅であり、受信機２−０の雑音に対して十分大きい値である。φ_０ ^（ｐ）（ｒ）は主アンテナ３１により受信されたと仮定する信号のうち、基準点で受信されたとする信号に対する位相差であり、番号ｐに対応する入射方向に依存する。ｆ^（ｐ）は番号ｐに対応する正規化周波数、ψ^（ｐ）は任意の初期位相である。

仮想信号生成部９ａは、主アンテナ３１により受信されたとする仮想信号ｖ_０ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を生成すると、その仮想信号ｖ_０ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）に対して、ＤＦＢ６−０と同様のフィルタリング処理を実施する。
フィルタリング処理による出力信号は、下記の式（１６）に示すような仮想信号ｖＦ_０，ｌ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）になる。
ｖＦ_０，ｌ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）
＝Σｈ_ｌ（ｑ）ｖ_０ ^（ｐ）（ｒ，ｋ−ｑ） （１６）
ただし、Σはｑ＝０からＱ−１まで、ｈ_ｌ（ｑ）ｖ_０ ^（ｐ）（ｒ，ｋ−ｑ）を加算する記号である。

また、仮想信号生成部９ａは、上記実施の形態１と同様に、素子時空間周波数特性データ記憶部７に記録されている時空間周波数特性データの中から、入射方向・ドップラー周波数計測部８ａにより計測された不要波の入射方向領域とドップラー周波数領域の時空間周波数特性データＡ_ｎ ^（ｐ）（ｒ）の読み出しを行う。
そして、仮想信号生成部９ａは、その時空間周波数特性データＡ_ｎ ^（ｐ）（ｒ）を上記の式（５）に代入して、正弦波の仮想信号ｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を生成する。

仮想信号生成部９ａは、正弦波の仮想信号ｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を生成すると、その仮想信号ｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を上記の式（６）に代入して、ディジタルマルチビームの形成演算を実施する。
仮想信号生成部９ａは、ｖＢ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を計算すると、そのｖＢ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）に対して、ＤＦＢ６−ｎと同様のフィルタリング処理を実施する。
フィルタリング処理による出力信号は、上記の式（７）に示すような仮想信号ｖＢＦ_ｎ，ｌ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）になる。

また、仮想信号生成部９ａは、上記のようにして、仮想信号ｖＢＦ_ｎ，ｌ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を生成すると、荷重計算部１０ａに与える仮想信号の選択を行う。それは、選択部１２により選択される信号の数Ｓと選択されるビーム番号ｎと帯域番号ｌの組と同じであり、仮想信号生成部９ａは、同時に選択されるビーム番号ｎと帯域番号ｌの組を選択部１２に出力する。この信号選択数Ｓは、素子時空間周波数特性データ記憶部７から読み出した信号の数Ｐ以上とする。
具体的には、次のようにして、仮想信号を選択するが、その選択方法は次の２通りである。

〔１〕第１の選択方法
第１の選択方法では、受信不要波に対するＤＦＢの出力電力に基づいて、電力順に仮想信号をＳ個選択する。
この場合、仮想信号生成部９ａは、上述した式（７）のフィルタ処理については、選択するＳ個の出力に対応するものと、主アンテナ３１に対応しているＤＦＢ６−０のうち、注目帯域番号ｌ_０に対応するものだけでよい。
即ち、仮想信号生成部９ａは、生成した仮想信号ｖＢＦ_ｎ，ｌ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）の中から、受信不要波電力の大きいビーム番号ｎと帯域番号ｌの組に対応する仮想信号から順番に選択する。
そして、その選択した“ｎ”と“ｌ”の組に対応する仮想信号毎に、ｐ＝１，２，…，Ｐに関して加算する。加算した信号をｖＢＦＳ^（ｓ）（ｒ，ｋ）（ｓ＝１，２，…，Ｓ）と表す。肩文字ｓは選択した“ｎ”と“ｌ”に関して通算した番号である。
仮想信号生成部９ａは、主アンテナ３１に対応しているＤＦＢ６−０の注目帯域番号の信号ｖＦ_０，ｌ０ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）に対して、ｐ＝１，２，…，Ｐに関して加算する。加算した信号をｖＦＳ_ｌ０（ｒ，ｋ）と表す。
仮想信号生成部９ａは、主アンテナ３１に対応している注目帯域番号ｌ_０の仮想信号ｖＦＳ_ｌ０（ｒ，ｋ）と、選択した仮想信号ｖＢＦＳ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を荷重計算部１０ａに出力する。

〔２〕第２の選択方法
第２の選択方法では、生成した仮想信号に対するＤＦＢの出力電力に基づいて、電力順にビーム信号をＳ個選択する。
この場合、仮想信号生成部９ａは、上述した式（７）のフィルタ処理については、すべてのｎ＝１，２，・・・，Ｎと、ｌ＝１，２，・・・，Ｌに対して行う。
即ち、仮想信号生成部９ａは、仮想信号ｖＢＦ_ｎ，ｌ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を生成すると、全ての“ｎ”と“ｌ”の組に対応する仮想信号毎に、ｐ＝１，２，…，Ｐに関して加算する。その加算した信号をｖＢＦＳ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）と表す。
そして、主アンテナ３１の主ビーム方向に対応しているＤＦＢ６−０の注目帯域番号ｌ_０に近いビーム方向と帯域番号の仮想信号を除いて、電力が大きい加算した信号ｖＢＦＳ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）から順番に選択する。その選択したＳ個の信号をｖＢＦＳ^（ｓ）（ｒ，ｋ）（ｓ＝１，２，…，Ｓ）とする。肩文字ｓは選択した“ｎ”と“ｌ”に関して通算した番号である。ただし、ｎは０以外である。
仮想信号生成部９ａは、主アンテナ３１に対応しているＤＦＢ６−０の注目帯域番号ｌ_０の信号をｖＦ_０，ｌ０ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）に対して、ｐ＝１，２，…，Ｐに関して加算する。加算した信号をｖＦＳ_ｌ０（ｒ，ｋ）と表す。そして、主アンテナ３１に対応している注目帯域番号ｌ_０の仮想信号ｖＦＳ_ｌ０（ｒ，ｋ）と仮想信号ｖＢＦＳ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を荷重計算部１０ａに出力する。

荷重計算部１０ａは、仮想信号生成部９ａから注目帯域番号ｌ_０の仮想信号ｖＦＳ_ｌ０（ｒ，ｋ）と、選択された仮想信号ｖＢＦＳ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を受けると、それらの仮想信号から例えば相関行列と相互相関ベクトルを求め、その相関行列と相互相関ベクトルを用いて、仮想信号に対応した減算器１５から出力される信号の電力を最小化する荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（１），ｗ_ｒ，ｌ０ ^（２），・・・，ｗ_ｒ，ｌ０ ^（Ｓ）を計算する。
即ち、荷重計算部１０ａは、図３に示すように、ドップラー周波数と空間周波数（入射方向に対応）の２次元周波数平面上において、不要波（例えば、クラッタ）の２次元スペクトルがハッチング領域のように分布しているとき、そのハッチング領域を囲む破線で囲まれた領域の振幅特性値が、他の阻止域よりも小さい周波数特性を有する時空間フィルタとなるように、荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）を計算する。
具体的には、次のようにして、荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）を計算する。

ここでは、荷重計算部１０ａがＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）法を用いて、荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）を計算する方法を説明する。ただし、荷重計算方法はＳＭＩ法に限るものではなく、他の様々な方法（例えば、ＬＭＳ法）などを使用してもよい。
荷重計算部１０ａは、下記の式（１７）の行列Ａ_ｒと、式（１８）のベクトルｂ_ｒ，ｌ０を構成して、式（１９）で与えられる相関行列Ｒ_ｒと、相互相関ベクトルｐ_ｒ，ｌ０を求める。
Ｋ_０（＞Ｓ）は荷重計算に用いるサンプル数であり、ヒット数Ｋとは無関係である。相関行列Ｒ_ｒ、相互相関ベクトルｐ_ｒ，ｌ０及び荷重ベクトルＷ_ｒ，ｌ０の関係を示す正規方程式は、下記の式（２０）のようになる。
これにより、荷重ベクトルＷ_ｒ，ｌ０は式（２１）のようになる。荷重ベクトルＷ_ｒ，ｌ０の定義は式（２２）である。直接、正規方程式を解くのが好ましくない場合もある。このときは、‖Ａ_ｒＷ_ｒ，ｌ０−ｂ_ｒ，ｌ０‖^２をなるべく小さくするような荷重ベクトルＷ_ｒ，ｌ０を、例えば、行列Ａ_ｒの特異値分解を用いて計算すればよい。式（１９）において、肩文字Ｈは行列やベクトルの共役転置を表している。

Ｒ_ｒ＝Ａ_ｒ ^ＨＡ_ｒ ， ｐ_ｒ，ｌ０
＝Ａ_ｒ ^Ｈｂ_ｒ，ｌ０ （１９）
Ｒ_ｒＷ_ｒ，ｌ０＝ｐ_ｒ，ｌ０ （２０）
Ｗ_ｒ，ｌ０＝Ｒ_ｒ ^−１ｐ_ｒ，ｌ０ （２１）
Ｗ_ｒ，ｌ０＝［ｗ_ｒ，ｌ０ ^（１） ｗ_ｒ，ｌ０ ^（２）
・・・ ｗ_ｒ，ｌ０ ^（Ｓ）］^Ｔ （２２）

選択部１２は、上記のようにして、ＤＦＢ６−１〜ＤＦＢ６−Ｎから受信不要波に対応するビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）を受けると、これらのビーム信号の中から、仮想信号生成部９ａにより決定されたＳ個のビーム番号ｎと帯域番号ｌの組の対応したビーム信号ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を選択する。

荷重係数器１３−ｓは、選択部１２がＳ個のビーム信号ｙ^（１）（ｒ，ｋ），ｙ^（２）（ｒ，ｋ），・・・，ｙ^（Ｓ）（ｒ，ｋ）を選択し、荷重計算部１０ａにより計算された荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（１），ｗ_ｒ，ｌ０ ^（２），・・・，ｗ_ｒ，ｌ０ ^（Ｓ）を受けると、上記実施の形態１と同様に、そのビーム信号ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）にｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）を乗算し、荷重乗算後のビーム信号ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を加算器１４に出力する。
加算器１４は、荷重係数器１３−ｓから荷重乗算後のビーム信号ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を受けると、上記実施の形態１と同様に、荷重乗算後のビーム信号ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を足し合わせて不要信号のレプリカｚ_{ｓｕｂｌ０}（ｒ，ｋ）を生成する。
ｚ_{ｓｕｂｌ０}（ｒ，ｋ）＝Σｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）
（２３）
ただし、Σはｓ＝１からＳまで、ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を加算する記号である。

信号切替部１１ａは、上記のようにして、ＤＦＢ６−０から受信不要波に対応するビーム信号ｙ_０，ｌ（ｒ，ｋ）を受けると、帯域番号がｌ_０である注目帯域のビーム信号ｙ_０，ｌ０（ｒ，ｋ）を選択して減算器１５に出力する。
減算器１５は、加算器１４が不要信号のレプリカを生成すると、上記実施の形態１と同様に、信号切替部１１ａから出力された主アンテナ３１の主ビーム方向に対応している注目帯域のビーム信号ｙ_０，ｌ０（ｒ，ｋ）から不要信号のレプリカを減算することにより、主アンテナ３１の主ビーム方向に対応している注目帯域のビーム信号ｙ_０，ｌ０（ｒ，ｋ）に含まれている不要信号を除去する。不要信号が除去された信号ｚ_ｌ０（ｒ，ｋ）は下記の式（２４）のようになる。
ｚ_ｌ０（ｒ，ｋ）＝ｙ_０，ｌ０（ｒ，ｋ）−ｚ_{ｓｕｂｌ０}（ｒ，ｋ）
（２４）
なお、上述したように、目標のドップラー周波数は不明であるから、１つのＣＰＩで、信号切替部１１ａによる選択は複数回行う必要があり、その都度、想定する目標のドップラー周波数に対応する帯域番号ｌ_０は変わる。それぞれに対して、レンジビン番号ｒ毎に荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）を計算し、式（２４）の処理を行う必要がある。以上のような不要波抑圧処理の後、目標検出処理が行われるのが一般的である。

以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、ディジタルマルチビーム形成部５により形成された受信ビームのビーム信号を複数の帯域に分割するＤＦＢ６−ｎと、そのＤＦＢ６−ｎにより分割された複数のビーム信号に荷重計算部１０ａにより計算された荷重を乗算し、荷重乗算後のビーム信号を足し合わせて不要信号のレプリカを生成する加算器１４等とを設け、主アンテナ３１の受信信号に係る注目帯域のビーム信号から不要信号のレプリカを減算するように構成したので、主アンテナ３１のサイドローブだけでなく、主アンテナ３１の主ビーム方向やそれに近い方向から入射するクラッタなどの不要波を十分に抑圧することができる効果を奏する。

また、ビームスペース形アダプティブアレーの構成を生かして、不要波の入射方向とドップラー周波数領域を計測し、その入射方向とドップラー周波数領域に応じて、その領域の振幅特性値が小さくなるような時空間周波数特性を形成する。不要波の入射方向とドップラー周波数領域の計測のために付加的な手段を設けているわけではないので、その目的のために装置規模が大きくなることはないという特徴がある。さらに、受信不要波を直接荷重計算に使わず、ＤＦＢ６−ｎの出力信号の電力の比較による不要波の入射方向とドップラー周波数領域の計測に使用しているだけである。したがって、荷重計算に使う仮想信号のサンプル数が受信不要波信号には依存せずに決められる特徴がある。

実施の形態４．
図６はこの発明の実施の形態４による不要波抑圧装置を示す構成図であり、図において、図４及び図５と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
上記実施の形態３では、ディジタルマルチビーム形成部５が位相検波器４−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）からディジタル同相・直交信号ｕ_ｎ（ｋ’）を受けると、複数の方向に受信ビームを同時に形成処理するものについて示したが、マルチビーム形成部２１が素子アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）により受信されたＲＦ信号を受けると、ＲＦ領域で複数の受信ビームを同時に形成するようにしてもよい。

具体的には、次の通りである。
マルチビーム形成部２１は、アレーアンテナ１を構成している素子アンテナ１−ｎがＲＦ信号を受信すると、そのＲＦ信号を入力して、ＲＦ領域で複数の受信ビームを同時に形成する。
マルチビーム形成部２１がＲＦ領域でマルチビームを形成する点で、図５のディジタルマルチビーム形成部５と異なる。また、ビーム時空間周波数特性データ記憶部２２と主アンテナ時空間周波数特性データ記憶部２３に記録する周波数サンプル点と方向は同じにする。

受信機２−ｎは、マルチビーム形成部２１がＲＦ領域でマルチビームを形成すると、複数の受信ビームのＲＦ信号を増幅し、増幅後のＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換する。
Ａ／Ｄ変換器３−ｎは、受信機２−ｎからアナログのＩＦ信号を受けると、そのアナログのＩＦ信号をＡ／Ｄ変換して、ディジタルのＩＦ信号（ディジタルＩＦ信号）を出力する。
位相検波器４−ｎは、Ａ／Ｄ変換器３−ｎからディジタルＩＦ信号を受けると、そのディジタルＩＦ信号に対する位相検波処理を実施して、ディジタル同相・直交信号ｘ_ｎ（ｋ’）を出力する。
なお、位相検波器４−ｎからＤＦＢ６−ｎに出力されるディジタル同相・直交信号ｘ_ｎ（ｋ’）は、図５のディジタルマルチビーム形成部５からＤＦＢ６−ｎに出力されるビーム信号ｘ_ｎ（ｋ’）に相当する。
以下、上記実施の形態３と同様であるため説明を省略する。

この実施の形態４のように、マルチビーム形成部２１がＲＦ領域でマルチビームを形成してから、受信機２−ｎ、Ａ／Ｄ変換器３−ｎ及び位相検波器４−ｎが受信ビームのビーム信号であるディジタル同相・直交信号ｘ_ｎ（ｋ’）を得るようにしても、上記実施の形態３と同様に、主アンテナ３１のサイドローブだけでなく、主アンテナ３１の主ビーム方向やそれに近い方向から入射するクラッタなどの不要波を十分に抑圧することができる効果を奏する。

実施の形態５．
図７はこの発明の実施の形態５による不要波抑圧装置を示す構成図であり、図において、図１及び図５と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
仮想信号生成部９ｂは入射方向・ドップラー周波数計測部８ａにより計測された不要波の入射方向とドップラー周波数に基づいて、素子時空間周波数特性データ記憶部７に記憶されている時空間周波数特性データを読み出して仮想信号を生成するとともに、選択部１２により選択される信号（信号の数と、選択するビーム番号ｎと帯域番号ｌの組）を決定する。
荷重計算部１０ｂは仮想信号生成部９ｂにより生成された仮想信号に対応する予め設定した所望の時空間周波数特性に対応した応答信号と加算器１４により足し合わされた上記仮想信号に対応する信号ｚ_ｌ０（ｒ，ｋ）との差信号の電力を最小化する荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（１），ｗ_ｒ，ｌ０ ^（２），・・・，ｗ_ｒ，ｌ０ ^（Ｓ）を計算する。
なお、入射方向・ドップラー周波数計測部８ａ、仮想信号生成部９ｂ及び荷重計算部１０ｂから荷重計算手段が構成されている。

次に動作について説明する。
アレーアンテナ１からＤＦＢ６−ｎまでの処理内容は、上記実施の形態１と同様であるため説明を省略する。
入射方向・ドップラー周波数計測部８ａは、上記実施の形態３と同様に、ＤＦＢ６−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）により分割された複数のビーム信号ｙ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）から不要波の入射方向とドップラー周波数を計測する。
即ち、入射方向・ドップラー周波数計測部８ａは、ＤＦＢ６−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の出力信号を取り込むが、クラッタの入射方向とドップラー周波数を計測するための電力計算時において、主ビーム方向とほぼ同じで、かつ、注目帯域番号ｌ_０の信号の電力は計算しないようにする。
これは想定する所望信号の方向とドップラー周波数と一致するため、後で説明するように、そのような信号は必ず選択することになるからである。この実施の形態５では、想定する目標のドップラー周波数は、ＤＦＢ６−ｎの帯域中心付近である必要はないが、便宜上、ＤＦＢ６−ｎの帯域中心付近として説明する。

次に、仮想信号生成部９ｂと荷重計算部１０ｂの動作を説明する前に、荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）の計算原理について説明する。
この実施の形態５は、上記実施の形態１〜４と異なり、不要波の入射方向とドップラー周波数領域に対応する仮想信号に対して、不要波抑圧装置の出力信号ｚ_ｌ０（ｒ，ｋ）の電力が最小となる荷重を求めるのではない。
この実施の形態５では、予め、不要波抑圧装置の所望時空間周波数特性（以下、所望特性と称する）を設定しておき、全方向・ＰＲＦ内の全周波数から仮想信号を受信したと想定したときの所望特性応答信号と不要波抑圧装置の出力信号との差信号の電力がなるべく小さくなるような荷重を求める。
このとき、不要波の入射方向とドップラー周波数領域内の仮想信号の電力を他方向より大きく設定するようにする。これにより、不要波の入射方向とドップラー周波数領域に対する振幅特性値を、他の領域より下げるような時空間周波数特性を得ることが可能になる。

図８は全方向・全周波数から仮想信号を受信したと仮定したときの所望特性応答信号と不要波抑圧装置の出力信号との差信号ｅ_ｌ０（ｒ，ｋ）（ｌ_０は注目帯域番号、ｒはレンジビン番号、ｋはヒット番号）を求めるブロック構成図を示すものである。
入力信号ｖ_１ ^（ｐ）（ｋ）（ｐ＝１，２，・・・，Ｐ；Ｐは素子時空間周波数特性データ記憶部７から読み出す時空間周波数特性データの方向と周波数に関する数であるが、これは結局、事前に取得したデータの全入射方向・全周波数の数である。）は、素子時空間周波数特性データ記憶部７に記録する方向と周波数に関して通算した番号（以下、方向・周波数番号と称する）ｐの素子番号１（ここでは、素子番号１として説明するが、任意に設定することができる）のデータから生成した仮想信号であり、下記の式（２５）で与えられる。式（２５）において、Ａ_１ ^（ｐ）は素子時空間周波数特性データ記憶部７から読み出した素子番号１のデータである。全データを読み出しているため、上記の式（５）と異なり、位相差φ_１ ^（ｐ）も含めてレンジビン番号ｒには依存しない。
ｖ_１ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）
＝ａＡ_１ ^（ｐ）ｅｘｐ［−ｊφ_１ ^（ｐ）］
ｅｘｐ［ｊ（２πｆ^（ｐ）ｋ＋ψ^（ｐ））］ （２５）

α_ｒ ^（ｐ）は方向・周波数番号ｐに応じて、入力信号ｖ_１ ^（ｐ）（ｋ）に乗ずる０以上の実数の重み係数であり、乗算器５１で重み係数α_ｒ ^（ｐ）を入力信号ｖ_１ ^（ｐ）（ｋ）に乗算する。添字ｒはレンジビン番号であり、不要波の時空間スペクトル分布は一般にレンジビン番号ｒにより異なるために付けたものである。
重み係数α_ｒ ^（ｐ）の値は、入射方向・ドップラー周波数計測部８ａによりレンジビン毎に計測された不要波の入射方向とドップラー周波数領域に対しては大きく設定され、それ以外の方向とドップラー周波数に対しては小さく設定される。入射方向・ドップラー周波数計測部８ａにより計算された電力に応じて値を変えてもよい。

素子受信信号生成部５２は、信号α_ｒ ^（ｐ）ｖ_１ ^（ｐ）（ｋ）から、後で説明するように、それに対応する各素子受信信号ｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を生成する。このとき、ｐ＝１，２，…，Ｐに関して加算して、同時に全方向・全周波数から信号が入射した状況を仮想的に作り出す。そのときの各素子受信信号をｖ_ｎ（ｒ，ｋ）とする。
次に、ディジタルマルチビーム形成部５は、素子受信信号ｖ_ｎ（ｒ，ｋ）を入力して、ビーム形成演算を実施し、その仮想信号に対応したビーム信号ｖＢ_ｎ（ｒ，ｋ）を出力する（式（６）を参照）。
次に、ＤＦＢ６−ｎは、ディジタルマルチビーム形成部５から出力された仮想信号に対応したビーム信号ｖＢ_ｎ（ｒ，ｋ）に対するフィルタ処理を実施して（式（７）を参照）、仮想信号に対応したビーム信号ｖＢＦ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）を出力する。
次に、選択部１２は、ＤＦＢ６−ｎから出力された仮想信号に対応したビーム信号ｖＢＦ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）の中から、後述するように、Ｓ個の信号ｖＢＦ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を選択する。
次に、荷重加算部５３は、選択部１２により選択された信号ｖＢＦ^（ｓ）（ｒ，ｋ）に荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）を乗算し、その乗算結果をｓ＝１からＳに亘って加算し、その加算結果を仮想信号に対する出力信号ｚ_ｌ０（ｒ，ｋ）とする。

所望信号生成部５４は、信号α_ｒ ^（ｐ）ｖ_１ ^（ｐ）（ｋ）の所望特性に対する応答信号である所望信号を生成する。ドップラー周波数と方向からなるベクトルをＦとする。方位角のみを考える場合はＦが２要素となり、方位角と仰角を考える場合はＦが３要素となる。添字ｐを付けて、Ｆ_ｐを方向・周波数番号ｐに対応する入射方向とドップラー周波数を表すものとする。所望特性をＤ_ｌ０（Ｆ_ｐ）と表すことにする。これは一般に複素数である。
所望特性Ｄ_ｌ０（Ｆ_ｐ）の設定には自由度がある。典型例として、所望のビーム方向とドップラー周波数に対しては、ある正数に位相項を掛けた値に設定され、それ以外では微小値に位相項を掛けた値、あるいは、０に設定される。注目帯域番号ｌ_０に対応する帯域をドップラー周波数に関する通過域とするが、一般にレンジビン番号ｒにはよらない。信号α_ｒ ^（ｐ）ｖ_１ ^（ｐ）（ｋ）が正弦波であることに注意すると、同時に全方向・全周波数から入射した状況を仮想的に作り出したときの所望信号生成部５４の出力信号ｄ_ｌ０（ｒ，ｋ）は、下記の式（２６）のように求められる。
ｄ_ｌ０（ｒ，ｋ）
＝ΣＤ_ｌ０（Ｆ_ｐ）α_ｒ ^（ｐ）ｖ_１ ^（ｐ）（ｋ） （２６）
ただし、Σはｐ＝１からＰまで、Ｄ_ｌ０（Ｆ_ｐ）α_ｒ ^（ｐ）ｖ_１ ^（ｐ）（ｋ）を加算する記号である。

方向・周波数番号ｐの基準素子での受信信号α_ｒ ^（ｐ）ｖ_１ ^（ｐ）（ｋ）から、素子番号ｎの受信信号ｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）を下記の式（２７）のように生成することができる。
ここで、Ａ_ｎ ^（ｐ）は、素子時空間周波数特性データ記憶部７から読み出した素子番号ｎのデータである。各素子受信信号ｖ_ｎ（ｒ，ｋ）は各方向からの信号の和であるから、下記の式（２８）のようになる。
荷重加算部５３の出力信号ｚ_ｌ０（ｒ，ｋ）は、下記の式（２９）のようになる。これは、仮想信号に対する不要波抑圧装置の出力信号である。
また、式（２７）において、φ_ｎ（θ）は入射方向θに対応する基準素子に対する素子番号ｎの受信位相差である。θ_ｐは方向・周波数番号ｐに対応する入射方向である。仮想信号を受信したときの所望特性応答信号ｄ_ｌ０（ｒ，ｋ）と不要波抑圧装置の出力信号ｚ_ｌ０（ｒ，ｋ）との差信号ｅ_ｌ０（ｒ，ｋ）は、下記の式（３０）のようになり、減算器５５が所望特性応答信号ｄ_ｌ０（ｒ，ｋ）から出力信号ｚ_ｌ０（ｒ，ｋ）を減算して差信号ｅ_ｌ０（ｒ，ｋ）を出力する。

ｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）
＝Ａ_ｎ ^（ｐ）α_ｒ ^（ｐ）ｖ_１ ^（ｐ）（ｋ）ｅｘｐ
［−ｊφ_ｎ（θ_ｐ）］／Ａ_１ ^（ｐ） （２７）
ｖ_ｎ（ｒ，ｋ）＝Σｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ） （２８）
ただし、Σはｐ＝１からＰまでの加算を表す記号である。
ｚ_ｌ０（ｒ，ｋ）＝Σｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｖＢＦ^（ｓ）（ｒ，ｋ）
（２９）
ただし、Σはｓ＝１からＳまでの加算を表す記号である。
ｅ_ｌ０（ｒ，ｋ）＝ｄ_ｌ０（ｒ，ｋ）−ｚ_ｌ０（ｒ，ｋ）
（３０）

注目帯域番号ｌ_０とレンジビン番号ｒ毎に、差信号ｅ_ｌ０（ｒ，ｋ）の電力が最小になるような荷重を適用すれば、所望の方向とドップラー周波数に通過域、不要波の入射方向とドップラー周波数領域に低振幅特性値となるような時空間周波数特性が得られる。
各注目帯域番号ｌ_０とレンジビン番号ｒに対して、Ｋ_０サンプル（Ｋ_０＞Ｓ）に対する差信号ｅ_ｌ０（ｒ，ｋ）の絶対値二乗平均を最小にする最小二乗法を適用すれば、下記の式（３１）の行列Ａ_ｒと、下記の式（３２）のベクトルｂ_ｒ，ｌ０を構成し、下記の式（３３）のように、相関行列Ｒ_ｒおよび相互相関ベクトルｐ_ｒ，ｌ０を求め、式（３４）の正規方程式を例えば式（３５）のように解くことで荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）を計算することができる。
式（３５）における荷重ベクトルＷ_ｒ，ｌ０の定義は式（３６）である。なお、これらのＡ_ｒ、ｂ_ｒ，ｌ０、Ｒ_ｒ、ｐ_ｒ，ｌ０、Ｗ_ｒ，ｌ０は、上記実施の形態１等と異なる。

Ｒ_ｒ＝Ａ_ｒ ^ＨＡ_ｒ ， ｐ_ｒ，ｌ０＝Ａ_ｒ ^Ｈｂ_ｒ，ｌ０
（３３）
Ｒ_ｒＷ_ｒ，ｌ０＝ｐ_ｒ，ｌ０ （３４）
Ｗ_ｒ，ｌ０＝Ｒ_ｒ ^−１ｐ_ｒ，ｌ０ （３５）
Ｗ_ｒ，ｌ０＝［ｗ_ｒ，ｌ０ ^（１） ｗ_ｒ，ｌ０ ^（２）
・・・ ｗ_ｒ，ｌ０ ^（Ｓ）］^Ｔ （３６）

以上が荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）の計算原理である。これは、ディジタルフィルタの設計における非特許文献である『J. S. Mason and N. N. Chit,「New approach to the design of FIR digital filters,」IEE Proceedings, vol. 134, Pt. G, No. 4, pp. 167-180, Aug. 1987.』 に開示されている方法の大幅な拡張ともいえる。
この実施の形態５では、低振幅特性値とする領域は、不要波に対するＤＦＢ６−ｎの出力信号の電力が大きい方向とドップラー周波数に基づいて決めている点に特徴がある。

次に、仮想信号生成部９ｂは、入射方向・ドップラー周波数計測部８ａにおける不要波の入射方向とドップラー周波数領域の計測結果に基づいて、重み係数α_ｒ ^（ｐ）を設定し、素子時空間周波数特性データ記憶部７に記憶されている時空間周波数特性データを読み出し、上記の式（２５）を用いて、信号ｖ_１ ^（ｐ）（ｋ）を生成し、上記の式（２６）、式（２７）の計算を行う。
また、仮想信号生成部９ｂは、式（２７）の計算結果である信号ｖ_ｎ（ｒ，ｋ）から、ディジタルマルチビーム形成部５と同じ演算と、ＤＦＢ６−ｎの処理と同じ演算とを実施し、図８の信号ｖＢＦ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）を計算する。

選択部１２は、仮想信号生成部９ｂにより計算された信号ｖＢＦ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）の中から、次に説明するように電力が大きい順にＳ個の信号ｖＢＦ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を選択する。
Ｓは入射方向・ドップラー周波数計測部８ａでの選択数より大きくする。このときの選択の基準である信号電力は、ｖＢＦ_ｎ，ｌ（ｒ，ｋ）の電力か、不要波受信時のＤＦＢ６−ｎの出力信号の電力とする。また、所望方向・所望ドップラー周波数に一番近い信号は選択するようにする。
また、仮想信号生成部９ｂは、式（２６）の計算結果である所望特性応答信号ｄ_ｌ０（ｒ，ｋ）と信号ｖＢＦ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を荷重計算部１０ｂに出力する。加えて、選択すべきビーム番号と帯域番号を選択部１２に出力する。これは、実際の不要波受信時の選択部１２での選択に使われる。

荷重計算部１０ｂは、式（３１）の行列Ａ_ｒと式（３２）のベクトルｂ_ｒ，ｌ０を構成し、式（３３）〜（３５）の計算を行う。式（３５）の逆行列演算ではなく、特異値分解法などを用いて荷重を計算してもよい。
荷重計算部１０ｂは、式（３５）の計算結果である荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）を荷重係数器１３−ｓに出力する。

荷重係数器１３−ｓは、選択部１２から受信不要波に対応するＳ個の信号ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を受け、荷重計算部１０ｂから荷重ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）を受けると、そのｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）にｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）を乗算し、荷重乗算後の信号ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を加算器１４に出力する。
加算器１４は、荷重係数器１３−ｓから荷重乗算後のビーム信号ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を受けると、荷重乗算後のビーム信号ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を足し合わせて不要信号が抑圧されている信号ｚ_ｌ０（ｒ，ｋ）を生成する。
ｚ_ｌ０（ｒ，ｋ）
＝Σｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ） （３７）
ただし、Σはｓ＝１からＳまで、ｗ_ｒ，ｌ０ ^（ｓ）ｙ^（ｓ）（ｒ，ｋ）を加算する記号である。
一般に目標のドップラー周波数は不明であるから、以上の処理は１ＣＰＩに関して、ｌ_０＝１，２，…，Ｌに対して行う必要がある。以上のような不要波抑圧処理の後、目標検出処理が行われるのが一般的である。

以上で明らかなように、この実施の形態５によれば、素子時空間周波数特性データ記憶部７に記憶されている時空間周波数特性データから仮想信号を生成し、その仮想信号に対応する所望の時空間周波数特性に対する応答信号と加算器１４により足し合わされた信号との差信号の電力を最小化する荷重を計算するように構成したので、アンテナのサイドローブだけでなく、主ビーム方向やそれに近い方向から入射するクラッタなどの不要波を十分に抑圧することができる効果を奏する。

また、マルチビームとＤＦＢによって不要波の入射方向とドップラー周波数領域を計測し、それに応じて、その領域の振幅特性値を小さくするような時空間周波数特性を形成する。不要波の入射方向とドップラー周波数領域を計測するために付加的な装置は必要とせず、装置規模が大きくなることはないという特徴がある。さらに、受信不要波を直接荷重計算に使わないので、荷重計算に使う仮想信号サンプル数は受信不要波信号には依存せずに決められる特徴がある。

実施の形態６．
図９はこの発明の実施の形態６による不要波抑圧装置を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
仮想信号生成部９ｃは入射方向・ドップラー周波数計測部８により計測された不要波の入射方向とドップラー周波数から仮想信号を生成するとともに、選択部１２により選択される信号（信号の数と、選択するビーム番号ｎと帯域番号ｌの組）を決定する。なお、仮想信号生成部９ｃは荷重計算手段を構成している。

上記実施の形態１では、仮想信号生成部９が入射方向・ドップラー周波数計測部８により計測された不要波の入射方向とドップラー周波数に基づいて、素子時空間周波数特性データ記憶部７に記憶されている時空間周波数特性データを読み出して仮想信号を生成するものについて示したが、対象とする方向と想定帯域内の各素子の時空間周波数特性をほぼ同じと見なすことができる場合、素子時空間周波数特性データ記憶部７を設けずに、仮想信号生成部９ｃが入射方向・ドップラー周波数計測部８により計測された不要波の入射方向とドップラー周波数から仮想信号を生成するようにしてもよい。
具体的には、次のようにして、仮想信号生成部９ｃが仮想信号を生成する。

仮想信号生成部９ｃは、レンジビン番号ｒ毎に、入射方向・ドップラー周波数計測部８により計測された不要波の入射方向とドップラー周波数に対応して、下記の式（３８）のように正弦波の仮想信号ｖ_ｎ（ｐ）（ｒ，ｋ）を生成する。添字ｎは素子番号、ｐ＝１，２,…,Ｐは不要波の入射方向とドップラー周波数領域内の通算の番号、Ｐは生成する正弦波信号の数である。
ｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）
＝ａｅｘｐ［−ｊφ_ｎ ^（ｐ）（ｒ）］
ｅｘｐ［ｊ（２πｆ^（ｐ）ｋ＋ψ^（ｐ））］ （３８）

他の記号は上述した式（５）と同じである。式（３８）は式（５）における素子時空間周波数特性データのない形である。
仮想信号ｖ_ｎ（ｐ）（ｒ，ｋ）において、入射方向・ドップラー周波数計測部８により計測された不要波の入射方向とドップラー周波数域内での周波数や方向の設定の仕方は、上記実施の形態１の素子時空間周波数特性データに準ずる。
つまり、周波数のサンプル点に関しては、方向毎に異なるようにして、周波数のサンプル点の間隔をＤＦＢ１６−ｎの各帯域通過フィルタの帯域幅より狭くする。方向のサンプル点の間隔はビーム幅より狭くする。仮想信号ｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）の生成以外の処理は、上記実施の形態１と同様である。

入射方向・ドップラー周波数計測部８により計測された不要波の入射方向とドップラー周波数領域内から相関がない複数の電力の大きな信号が入射された状況を仮想的に作り出し、それらを抑圧するような荷重を荷重計算部１０が算出するようにしているので、図３に示すように、全体として上記領域で振幅特性値が小さくなる時空間周波数特性を作り出すことが可能になる。実際に受信した不要波を上記の式（１２）で求めた荷重を用いて、上記の式（１４）の処理を行えば、不要波が抑圧されることになる。

この実施の形態６では、ビームスペース形アダプティブアレーの構成を活かして、不要波の入射方向とドップラー周波数領域を計測し、その入射方向とドップラー周波数領域に応じて、その領域の振幅特性値が小さくなるような時空間周波数特性を形成する。不要波の入射方向とドップラー周波数領域の計測のために付加的な手段を設けているわけではないので、その目的のために装置規模が大きくなることはないという特徴がある。さらに、受信不要波を直接荷重計算に使わず、ＤＦＢ６−ｎの出力信号の電力の比較による不要波の入射方向とドップラー周波数領域の計測に使用しているだけである。したがって、荷重計算に使う仮想信号のサンプル数が受信不要波信号には依存せずに決められる特徴がある。

実施の形態７．
図１０はこの発明の実施の形態７による不要波抑圧装置を示す構成図であり、図において、図７と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
仮想信号生成部９ｄは入射方向・ドップラー周波数計測部８ａにより計測された不要波の入射方向とドップラー周波数から仮想信号を生成するとともに、選択部１２により選択される信号（信号の数と、選択するビーム番号ｎと帯域番号ｌの組）を決定する。

上記実施の形態５では、仮想信号生成部９ｂが入射方向・ドップラー周波数計測部８ａにより計測された不要波の入射方向とドップラー周波数に基づいて、素子時空間周波数特性データ記憶部７に記憶されている時空間周波数特性データを読み出して仮想信号を生成するものについて示したが、対象とする方向と想定帯域内の各素子の時空間周波数特性をほぼ同じと見なすことができる場合、素子時空間周波数特性データ記憶部７を設けずに、仮想信号生成部９ｄが入射方向・ドップラー周波数計測部８ａにより計測された不要波の入射方向とドップラー周波数から仮想信号を生成するようにしてもよい。
具体的には、次のようにして、仮想信号生成部９ｄが仮想信号を生成する。

仮想信号生成部９ｄは、図７の仮想信号生成部９ｂと異なり、上記の式（２５）の代わりに、素子時空間周波数特性データＡ_１ ^（ｐ）が含まれていない下記の式（３９）を用いて、仮想信号ｖ_１ ^（ｐ）（ｋ）を生成する。
そして、各素子で受信されたとする仮想信号ｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）は、上記の式（２７）の代わりに、下記の式（４０）を用いて生成する。仮想信号ｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）の生成以外の処理は、上記実施の形態５と同様である。
ｖ_１ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）
＝ａｅｘｐ［−ｊφ_１ ^（ｐ）］
ｅｘｐ［ｊ（２πｆ^（ｐ）ｋ＋ψ^（ｐ））］ （３９）
ｖ_ｎ ^（ｐ）（ｒ，ｋ）
＝α_ｒ ^（ｐ）ｖ_１ ^（ｐ）（ｋ）ｅｘｐ［−ｊφ_ｎ（θ_ｐ）］ （４０）

この実施の形態７では、マルチビームとＤＦＢによって不要波の入射方向とドップラー周波数領域を計測し、それに応じて、その領域の振幅特性値を小さくするような時空間周波数特性を形成する。不要波の入射方向とドップラー周波数領域を計測するために付加的な装置は必要とせず、装置規模が大きくなることはないという特徴がある。さらに、受信不要波を直接荷重計算に使わないので、荷重計算に使う仮想信号サンプル数は受信不要波信号には依存せずに決められる特徴がある。

この発明の実施の形態１による不要波抑圧装置を示す構成図である。 アンテナパターンを示す説明図である。 クラッタ存在領域や、振幅特性の値を小さくする領域などを示す説明図である。 この発明の実施の形態２による不要波抑圧装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態３による不要波抑圧装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態４による不要波抑圧装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態５による不要波抑圧装置を示す構成図である。 全方向・全周波数から仮想信号を受信したときの所望特性応答信号と不要波抑圧装置の出力信号との差信号を求めるブロック構成図である。 この発明の実施の形態６による不要波抑圧装置を示す構成図である。 この発明の実施の形態７による不要波抑圧装置を示す構成図である。

符号の説明

１ アレーアンテナ、１−０，１−１，１−２，・・・，１−Ｎ 素子アンテナ、２−０ 受信機（信号選択手段）、２−１，２−２，・・・，２−Ｎ 受信機（マルチビーム形成手段）、３−０ Ａ／Ｄ変換器（信号選択手段）、３−１，３−２，・・・，３−Ｎ Ａ／Ｄ変換器（マルチビーム形成手段）、４−０ 位相検波器（信号選択手段）、４−１，４−２，・・・，４−Ｎ 位相検波器（マルチビーム形成手段）、５ ディジタルマルチビーム形成部（マルチビーム形成手段）、６−０ ＤＦＢ（信号選択手段）、６−１，６−２，・・・，６−Ｎ ＤＦＢ（帯域分割手段）、７ 素子時空間周波数特性データ記憶部（データ記憶手段）、８ 入射方向・ドップラー周波数計測部（荷重計算手段）、８ａ 入射方向・ドップラー周波数計測部（荷重計算手段）、９ 仮想信号生成部（荷重計算手段）、９ａ 仮想信号生成部（荷重計算手段）、９ｂ 仮想信号生成部（荷重計算手段）、９ｃ 仮想信号生成部（荷重計算手段）、９ｄ 仮想信号生成部（荷重計算手段）、１０ 荷重計算部（荷重計算手段）、１０ａ 荷重計算部（荷重計算手段）、１０ｂ 荷重計算部（荷重計算手段）、１１ 信号切替部（信号選択手段）、１１ａ 信号切替部（信号選択手段）、１２ 選択部（レプリカ生成手段）、１３−１，１３−２，・・・，１３−Ｓ 荷重係数器（レプリカ生成手段）、１４ 加算器（レプリカ生成手段）、１５ 減算器（不要波除去手段）、２１ マルチビーム形成部（マルチビーム形成手段）、２２ ビーム時空間周波数特性データ記憶部（データ記憶手段）、２３ 主アンテナ時空間周波数特性データ記憶部（データ記憶手段）、３１ 主アンテナ、５１ 乗算器、５２ 素子受信信号生成部、５３ 荷重加算部、５４ 所望信号生成部、５５ 減算器。

Claims (17)

1. アレーアンテナを構成する複数の素子アンテナの受信信号を入力して、複数の方向に受信ビームを同時に形成するマルチビーム形成手段と、上記マルチビーム形成手段により形成された受信ビームのビーム信号を複数の帯域に分割する帯域分割手段と、上記複数の素子アンテナにおける想定帯域内の各周波数に対する指向特性を示す時空間周波数特性データを記憶するデータ記憶手段と、上記データ記憶手段に記憶されている時空間周波数特性データから荷重を計算する荷重計算手段と、上記帯域分割手段により分割された複数のビーム信号に上記荷重計算手段により計算された荷重を乗算し、荷重乗算後のビーム信号を足し合わせて不要信号のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、上記帯域分割手段により分割された複数のビーム信号の中から主ビーム方向に対応している注目帯域のビーム信号を選択する信号選択手段と、上記信号選択手段により選択されたビーム信号から上記レプリカ生成手段により生成された不要信号のレプリカを減算する不要波除去手段とを備えた不要波抑圧装置。
2. 荷重計算手段は、データ記憶手段に記憶されている時空間周波数特性データから不要波除去手段による減算後のビーム信号の電力を最小化する荷重を計算することを特徴とする請求項１記載の不要波抑圧装置。
3. 荷重計算手段は、帯域分割手段により分割された複数のビーム信号から不要波の入射方向及び周波数領域を計測し、その入射方向及び周波数領域とデータ記憶手段に記憶されている時空間周波数特性データから仮想的な受信信号を生成するとともに、その仮想的な受信信号から相関行列と相互相関ベクトルを求め、その相関行列と相互相関ベクトルを用いて不要波除去手段による減算後のビーム信号の電力を最小化する荷重を計算することを特徴とする請求項２記載の不要波抑圧装置。
4. アレーアンテナを構成する複数の素子アンテナの受信信号を入力して、複数の方向に受信ビームを同時に形成するマルチビーム形成手段と、上記マルチビーム形成手段により形成された受信ビームのビーム信号を複数の帯域に分割する帯域分割手段と、上記複数の素子アンテナにおける想定帯域内の各周波数に対する指向特性を示す時空間周波数特性データを記憶するとともに、主アンテナにおける想定帯域内の各周波数に対する指向特性を示す時空間周波数特性データを記憶するデータ記憶手段と、上記データ記憶手段に記憶されている複数の素子アンテナ及び主アンテナの時空間周波数特性データから荷重を計算する荷重計算手段と、上記帯域分割手段により分割された複数のビーム信号に上記荷重計算手段により計算された荷重を乗算し、荷重乗算後のビーム信号を足し合わせて不要信号のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、上記主アンテナの受信信号を複数の帯域に分割し、複数の受信信号の中から注目帯域の受信信号を選択する信号選択手段と、上記信号選択手段により選択された受信信号から上記レプリカ生成手段により生成された不要信号のレプリカを減算する不要波除去手段とを備えた不要波抑圧装置。
5. 荷重計算手段は、データ記憶手段に記憶されている複数の素子アンテナ及び主アンテナの時空間周波数特性データから不要波除去手段による減算後のビーム信号の電力を最小化する荷重を計算することを特徴とする請求項４記載の不要波抑圧装置。
6. 荷重計算手段は、帯域分割手段により分割された複数のビーム信号から不要波の入射方向及び周波数領域を計測し、その入射方向及び周波数領域とデータ記憶手段に記憶されている複数の素子アンテナ及び主アンテナの時空間周波数特性データから仮想的な受信信号を生成するとともに、その仮想的な受信信号から相関行列と相互相関ベクトルを求め、その相関行列と相互相関ベクトルを用いて不要波除去手段による減算後のビーム信号の電力を最小化する荷重を計算することを特徴とする請求項５記載の不要波抑圧装置。
7. アレーアンテナを構成する複数の素子アンテナの受信信号を入力して、複数の方向に受信ビームを同時に形成するマルチビーム形成手段と、上記マルチビーム形成手段により形成された受信ビームのビーム信号を複数の帯域に分割する帯域分割手段と、上記帯域分割手段により分割された複数のビーム信号に所定の荷重を乗算し、荷重乗算後のビーム信号を足し合わせる総和手段と、上記複数の素子アンテナにおける想定帯域内の各周波数に対する指向特性を示す時空間周波数特性データを記憶するデータ記憶手段と、上記データ記憶手段に記憶されている時空間周波数特性データから仮想的な受信信号を生成し、その仮想的な受信信号に対応する所定の時空間周波数特性の応答信号と上記総和手段により足し合わされた上記仮想的な受信信号に対応するビーム信号との差信号の電力を最小化する荷重を計算し、その荷重を上記総和手段に出力する荷重計算手段とを備えた不要波抑圧装置。
8. 荷重計算手段は、仮想的な受信信号に対応する所定の時空間周波数特性の応答信号と、その仮想的な受信信号に対応する帯域分割手段により分割された複数のビーム信号とから相関行列と相互相関ベクトルを求め、その相関行列と相互相関ベクトルを用いて、その時空間周波数特性応答信号と総和手段により足し合わされた帯域信号との差信号の電力を最小化する荷重を計算することを特徴とする請求項７記載の不要波抑圧装置。
9. データ記憶手段は、複数の素子アンテナの指向特性が想定帯域内で同一とみなせる場合、ある１つの周波数に対する指向特性を示す時空間周波数特性データを記憶することを特徴とする請求項１から請求項８のうちのいずれか１項記載の不要波抑圧装置。
10. データ記憶手段は、主アンテナの指向特性が想定帯域内で同一とみなせる場合、ある１つの周波数に対する指向特性を示す時空間周波数特性データを記憶することを特徴とする請求項４から請求項６のうちのいずれか１項記載の不要波抑圧装置。
11. アレーアンテナを構成する複数の素子アンテナの受信信号を入力して、複数の方向に受信ビームを同時に形成するマルチビーム形成手段と、上記マルチビーム形成手段により形成された受信ビームのビーム信号を複数の帯域に分割する帯域分割手段と、上記帯域分割手段により分割された複数のビーム信号から不要波の入射方向及び周波数領域を計測し、その入射方向及び周波数領域から荷重を計算する荷重計算手段と、上記帯域分割手段により分割された複数のビーム信号に上記荷重計算手段により計算された荷重を乗算し、荷重乗算後のビーム信号を足し合わせて不要信号のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、上記帯域分割手段により分割された複数のビーム信号の中から主ビーム方向に対応している注目帯域のビーム信号を選択する信号選択手段と、上記信号選択手段により選択されたビーム信号から上記レプリカ生成手段により生成された不要信号のレプリカを減算する不要波除去手段とを備えた不要波抑圧装置。
12. 荷重計算手段は、不要波の入射方向及び周波数領域から不要波除去手段による減算後のビーム信号の電力を最小化する荷重を計算することを特徴とする請求項１１記載の不要波抑圧装置。
13. 荷重計算手段は、帯域分割手段により分割された複数のビーム信号から不要波の入射方向及び周波数領域を計測し、その入射方向及び周波数領域から仮想的な受信信号を生成するとともに、その仮想的な受信信号から相関行列と相互相関ベクトルを求め、その相関行列と相互相関ベクトルを用いて不要波除去手段による減算後のビーム信号の電力を最小化する荷重を計算することを特徴とする請求項１２記載の不要波抑圧装置。
14. アレーアンテナを構成する複数の素子アンテナの受信信号を入力して、複数の方向に受信ビームを同時に形成するマルチビーム形成手段と、上記マルチビーム形成手段により形成された受信ビームのビーム信号を複数の帯域に分割する帯域分割手段と、上記帯域分割手段により分割された複数のビーム信号に所定の荷重を乗算し、荷重乗算後のビーム信号を足し合わせる総和手段と、上記帯域分割手段により分割された複数のビーム信号から不要波の入射方向及び周波数領域を計測し、その入射方向及び周波数領域から仮想的な受信信号を生成し、その仮想的な受信信号に対応する所定の時空間周波数特性の応答信号と上記総和手段により足し合わされた上記仮想的な受信信号に対応するビーム信号との差信号の電力を最小化する荷重を計算し、その荷重を上記総和手段に出力する荷重計算手段とを備えた不要波抑圧装置。
15. 荷重計算手段は、仮想的な受信信号に対応する所定の時空間周波数特性の応答信号と、その仮想的な受信信号に対応する帯域分割手段により分割された複数のビーム信号とから相関行列と相互相関ベクトルを求め、その相関行列と相互相関ベクトルを用いて、その時空間周波数特性応答信号と総和手段により足し合わされた帯域信号との差信号の電力を最小化する荷重を計算することを特徴とする請求項１４記載の不要波抑圧装置。
16. マルチビーム形成手段は、複数の素子アンテナの受信信号をディジタルの同相・直交信号に変換し、その同相・直交信号に基づいて複数の方向に受信ビームを同時に形成することを特徴とする請求項１から請求項１５のうちのいずれか１項記載の不要波抑圧装置。
17. マルチビーム形成手段は、複数の素子アンテナの受信信号に基づいて複数の方向に受信ビームを同時に形成し、その受信ビームの信号をディジタルの同相・直交信号に変換し、その同相・直交信号をビーム信号としてレプリカ生成手段に出力することを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載の不要波抑圧装置。

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