JP2001133538A - 信号処理装置および信号処理方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 素子アンテナ数が多くなると、適応的にフィ
ルタ係数を計算するために要する時間が増大する。 【解決手段】 素子アンテナ１−１〜１−Ｎおよび受信
機２−１〜２−Ｎにより受信され、Ａ／Ｄ変換器３−１
〜３−Ｎによりデジタル信号に変換されたＮ本の受信信
号のうちの所定の複数Ｎ_s 本の受信信号の組がサブアレ
ー選択器４によりサブアレー信号としてそれぞれ選択
し、アダプティブアレー５ａおよび重み付け合成器６−
１〜６−（Ｉ−１）によりサブアレー信号毎にまず干渉
波成分の抑圧を実行し、その処理後に信号に対してクラ
ッタ抑圧フィルタ７ａによりクラッタ成分の抑圧を実行
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、移動物体に搭載
され、一直線上で等間隔に配置された複数Ｎ個の素子ア
ンテナを介して受信されたＮ本の受信信号に含まれる不
要信号成分を抑圧する信号処理装置および信号処理方法
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】航空機搭載用パルスドップラレーダなど
において目標信号の抽出は受信信号に対する時間領域の
ドップラフィルタ処理によって通常行われていたが、ク
ラッタのドップラ周波数と目標のドップラ周波数が重な
った場合、時間領域のみのフィルタ処理では両者の分離
は困難である。そこで、複数の素子アンテナを配列した
アレーアンテナを使用して受信した複数の受信信号に対
して時間−空間信号処理を実行すれば、クラッタのドッ
プラ周波数と目標のドップラ周波数が重なっていても、
ドップラ周波数−空間周波数平面において両者のスペク
トルが重ならなければ分離可能である。

【０００３】以下、複数の素子アンテナを配列したアレ
ーアンテナを使用して受信した受信信号に対する干渉波
成分およびクラッタ成分の抑圧のための時間−空間信号
処理の原理について説明する。

【０００４】まず、送信機により、波長λ、周波数ｆ_c
のパルス信号を搬送波（送信信号）として送信する。こ
のパルス信号の帯域幅は周波数ｆ_c に比べて十分小さい
ものとする。また、アレーアンテナは地面から所定の高
さの位置に配置され、速さｖで移動するものとする。

【０００５】図１０は等間隔ｄで直線上に配置された複
数の素子アンテナからなるアレーアンテナを示す図であ
る。等間隔ｄで直線上に配置されたＮ個の素子アンテナ
１−１〜１−Ｎからなるアレーアンテナは、目標などで
反射して入射する信号を受信する。図１０に示すよう
に、信号の入射角度をθとすると、第ｎ番目の素子アン
テナ１−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）による受信信号ｕ_n
（ｔ）は一般的に式（１）となる。

【数１】 ここで、ｒ（ｔ）は基準となる素子アンテナ１−１にお
ける受信信号である。また、ここでは目標からの反射信
号（以下、目標信号という）、クラッタ成分、干渉波成
分の区別はしていない。

【０００６】次に、ヒットとレンジを考慮して式（２）
に示す時間ｔ毎に受信信号をサンプリングした場合、受
信信号は、式（３）に示すようにレンジビン番号ｋ、ヒ
ット番号ｍ、素子番号ｎに関する信号となる。

【数２】

【数３】 ここで、ＰＲＩはパルス繰返し周期であり、Ｔはレンジ
ビンに関するサンプリング間隔であり、ｔ₀ は適当な時
間オフセットである。

【０００７】次に、目標信号、干渉波成分およびグラン
ドクラッタ成分のドップラ周波数−空間周波数に関する
２次元スペクトルについてそれぞれ説明する。

【０００８】まず第１に、目標信号のドップラ周波数−
空間周波数に関する２次元スペクトルについて説明す
る。

【０００９】振幅１、パルス間隔ＰＲＩの送信信号（等
価低域表現）をｓ（ｔ）とし、ドップラ周波数をｆｄと
し、送信波を送信してから目標に反射して目標信号とし
て受信するまでの時間をτとし、Ａを定数とすると、受
信信号ｒ（ｔ）（各素子受信信号ではなく、単一アンテ
ナとしての受信信号）は式（４）に示すようになる。従
って、式（１）および式（４）に基づいて各素子アンテ
ナ１−ｎの受信信号ｕ _n （ｔ）は式（５）に示すように
なり、サンプリング後の信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）は式
（６）に示すようになる。

【数４】

【数５】

【数６】

【００１０】そして式（６）において、目標の存在する
レンジビンについてはｓ（ｋＴ＋ｍＰＲＩ＋ｔ₀ −τ）
＝１となる。ここで目標の存在するレンジビンをｋ₀ と
し（ｋ＝ｋ₀ ）、そのレンジビンにおける信号をｙ_T
（ｋ₀ ，ｍ，ｎ）とすると、レンジビンがｋ₀ に固定さ
れるので、この信号はヒット番号ｍおよび素子番号ｎに
関する信号となり、式（７）に示すようになる。すなわ
ちこの信号はヒット番号ｍおよび素子番号ｎの２変数に
関する変数分離型の２次元正弦波である。

【数７】 ここでＢ（ｋ₀ ）は目標の存在するレンジビンｋ₀ に依
存し、目標までの距離や目標の反射断面積、送信アンテ
ナパターンに依存する複素数である。

【００１１】次に、Ｆ₁ をＰＲＩの逆数であるパルス繰
返し周波数ＰＲＦで正規化したドップラ周波数とし、Ｆ
₂ を素子間隔ｄの逆数で正規化した空間周波数とする
と、サンプリング後の目標信号ｙ_T （ｋ₀ ，ｍ，ｎ）の
２次元フーリエ変換Ｙ_T （Ｆ₁，Ｆ₂ ；ｋ₀ ）は式
（８）に示すようになる。

【数８】 ここでδ（ａ，ｂ）は２次元のデルタ関数であり、ａ＝
ｂ＝０の場合のみδ（ａ，ｂ）＝１となり、ａおよびｂ
がその他の値である場合にはδ（ａ，ｂ）＝０となる。
図１１は目標信号ｙ_T（ｋ₀ ，ｍ，ｎ）の２次元フーリ
エ変換Ｙ_T （Ｆ₁，Ｆ₂ ；ｋ₀ ）の振幅を示す図であ
り、あるレンジビンに目標が存在するとき、そのレンジ
ビンにおけるドップラ周波数−空間周波数に関するスペ
クトルはその２次元周波数平面上でインパルス状とな
り、このインパルスの位置は目標のドップラ周波数と入
射角に応じた位置になる。

【００１２】第２に、干渉波成分のドップラ周波数−空
間周波数に関する２次元スペクトルについて説明する。

【００１３】干渉波の受信信号ｒ（ｔ）は送信信号とは
無関係であるため、干渉波の各素子アンテナ１−ｎによ
る受信信号は式（９）に示すようになる。

【数９】 ここでｆ₀ は干渉波源とアレーアンテナとの相対速度で
決まるドップラ周波数である。

【００１４】そしてこの干渉波の受信信号をサンプリン
グし、レンジビンｋ₀ （目標は存在しなくてもよい）の
信号をｙ_J （ｋ₀ ，ｍ，ｎ）とすると、レンジビンがｋ
₀ に固定されるので、この信号はヒット番号ｍおよび素
子番号ｎに関する信号となり、式（１０）に示すように
なる。すなわちこの信号はヒット番号ｍおよび素子番号
ｎの２変数に関する変数分離型の２次元正弦波である。

【数１０】

【００１５】次にこの信号ｙ_J （ｋ₀ ，ｍ，ｎ）は変数
分離型であるので、その２次元フーリエ変換Ｙ_J （Ｆ
₁ ，Ｆ₂ ；ｋ₀ ）は式（１１）に示すように各変数部分
の１次元フーリエ変換の積になる。すなわち、ｒ（ｍＰ
ＲＩ＋ｋ₀ Ｔ＋ｔ₀ ）ｅｘｐ（ｊ２πｆ₀ （ｍＰＲＩ＋
ｋ₀ Ｔ＋ｔ₀ ））の１次元フーリエ変換（周波数変数は
Ｆ₁ ）と、ｅｘｐ（ｊ２π（ｎ−１）（ｄ／λ）ｓｉｎ
θ）の１次元フーリエ変換（周波数変数はＦ₂ ）との積
になる。

【数１１】

【００１６】なお、式（１１）においてｋ₀ に依存する
絶対値１の複素定数は省略した。また、Ｒ（Ｆ₁ −ｆ₀
ＰＲＩ）は、ｒ（ｔ）をＰＲＩ間隔でサンプリングした
もののフーリエ変換をｆ₀ ＰＲＩだけ平行移動したもの
である。図１２は干渉信号ｙ _J （ｋ₀ ，ｍ，ｎ）の２次
元フーリエ変換Ｙ_J （Ｆ₁ ，Ｆ₂ ；ｋ₀ ）を示す図であ
り、その振幅スペクトルは直線Ｆ₂ ＝（ｄ／λ）ｓｉｎ
θ上に分布する。なお、干渉波はアレーアンテナからの
距離に関係しないため、全レンジビンに現れる。

【００１７】第３に、グランドクラッタ成分のドップラ
周波数−空間周波数に関する２次元スペクトルについて
説明する。

【００１８】グランドクラッタの受信信号の２次元スペ
クトルはアレーアンテナの移動方向により異なる。ここ
では、アレーアンテナが例えば航空機の機体の側面にあ
り、素子アンテナの配列方向と移動方向が一致している
場合（すなわちサイドルッキングの場合）と、アレーア
ンテナが例えば航空機の機首にあり、アレーアンテナの
ブロードサイド方向にアンテナが移動している場合（す
なわちフォワードルッキングの場合）について説明す
る。

【００１９】図１３は、アレーアンテナの存在する空間
の座標系を示す図である。図１３におけるクラッタ反射
源となる第ｉの反射点について、角度φ_i ，ψ_i ，θ
_i 、アレーアンテナの高度Ｈ、アレーアンテナから第ｉ
の反射点までの距離Ｒ_i を図１３のように定義する。

【００２０】サイドルッキングの場合、アレーアンテナ
がｘ軸方向に速さｖで移動するものとすると、アレーア
ンテナから第ｉの反射点への方向の速度成分Ｖ_i は式
（１２）に示すようになり、この反射点によるドップラ
周波数ｆｄ_i は式（１３）に示すようになる。

【数１２】

【数１３】

【００２１】そして送信信号を送信してからτ_i 後にア
レーアンテナからの距離がＲ_i の第ｉの反射点からの反
射信号を受信するものとすると、τ_i ＝２Ｒ_i ／ｃであ
り、この反射点からの各素子アンテナ１−ｎによるクラ
ッタの受信信号ｘ_n ⁽ⁱ⁾（ｔ）は式（１４）に示すように
なる。

【数１４】 ここでＣ_i は反射断面積、反射係数、反射点までの距
離、送信アンテナパターンに基づく係数である。

【００２２】そしてこのクラッタの受信信号をサンプリ
ングし、距離Ｒ_ｉに対応するレンジビンｋ₀ の信号をｙ
_SC ⁽ⁱ⁾ （ｋ₀ ，ｍ，ｎ）とすると、レンジビンがｋ₀ に
固定されるので、この信号はヒット番号ｍおよび素子番
号ｎに関する信号となり、式（１５）に示すようにな
る。すなわちこの信号はヒット番号ｍおよび素子番号ｎ
の２変数に関する変数分離型の２次元正弦波である。

【数１５】 ここでＤ_i は複素数である。

【００２３】距離Ｒ_i からのすべてのクラッタの受信信
号ｙ_SC（ｋ₀ ，ｍ，ｎ）は、Ｒ_i と同じ距離で位置の異
なる反射点からの反射信号の総和となり、式（１６）に
示すようになる。つまり変数分離型２次元正弦波の和に
なる。

【数１６】

【００２４】そしてこのクラッタの受信信号ｙ_SC（ｋ
₀ ，ｍ，ｎ）の２次元フーリエ変換Ｙ _SC（Ｆ₁ ，Ｆ₂ ；
ｋ₀ ）は式（１７）に示すようになる。

【数１７】

【００２５】式（１７）より、第ｉの反射点からの受信
信号の正規化ドップラ周波数Ｆ₁ と正規化空間周波数Ｆ
₂ は、アレーアンテナと第ｉの反射点の位置とのなす角
θ_iに応じて式（１８）に示すようになる。

【数１８】

【００２６】クラッタは様々な角度から入射するので、
特定のレンジビンにおけるグランドクラッタのドップラ
周波数−空間周波数に関する２次元スペクトルは、式
（１８）の２式からｓｉｎθ_i を消去した式（１９）で
与えられ、アレーアンテナの移動する速さに応じた傾き
で原点を通る直線の上に現れる。すなわち、すべてのレ
ンジビンに対して式（１９）で示される直線上に分布す
る。ただし、式（１９）の直線上での分布の仕方はレン
ジビンにより異なる。図１４は、グランドクラッタの２
次元スペクトルを示す図である。

【数１９】

【００２７】一方、フォワードルッキングの場合、図１
３においてアレーアンテナはｙ軸方向に速さｖで移動す
るものとすると、アンテナから見た反射点方向の速度成
分Ｖ _i は式（２０）に示すようになり、ドップラ周波数
ｆｄ_i は式（２１）に示すようになる。

【数２０】

【数２１】

【００２８】以下、サイドルッキングの場合と同様にし
て、距離Ｒ_i に対応するレンジビンｋ₀ におけるクラッ
タの受信信号ｙ_FC（ｋ₀ ，ｍ，ｎ）は式（２２）に示す
ようになり、その２次元フーリエ変換Ｙ_FC（Ｆ₁ ，Ｆ
₂ ；ｋ₀ ）は式（２３）に示すようになる。

【数２２】

【数２３】

【００２９】式（２３）より、第ｉの反射点からの受信
信号の正規化ドップラ周波数Ｆ₁ と正規化空間周波数Ｆ
₂ はアレーアンテナと第ｉの反射点の位置とのなす角θ
_i に応じて式（２４）で与えられる。

【数２４】

【００３０】クラッタは様々な角度から入射するので、
特定のレンジビンにおけるグランドクラッタのドップラ
周波数−空間周波数に関する２次元スペクトルは、式
（２４）からｃｏｓθ_i とｓｉｎθ_i を消去した式（２
５）で与えられる。式（２５）の関係式は正規化ドップ
ラ周波数（Ｆ₁ ）−正規化空間周波数（Ｆ₂ ）平面上で
の楕円を表す。すなわち、アンテナの移動する速さやア
ンテナの高度、クラッタ反射点までの距離などに応じた
長径と短径を有する楕円の上に、グランドクラッタの２
次元スペクトルが現れることになる。

【数２５】

【００３１】なお、式（２５）は特定のレンジビンに対
する関係式であり、他のレンジビンに対しては反射点ま
での距離が変わるため、式（２５）の楕円の径はレンジ
ビンによって変わる。図１５は、異なるレンジビンｋ
₁ ，ｋ₂ ，ｋ₃ に対するグランドクラッタの２次元スペ
クトルの分布を示す図であり、図に示すように異なるレ
ンジビンｋ₁ ，ｋ₂ ，ｋ₃ ではこの楕円の径が変わる。

【００３２】以上のように、目標信号、干渉波成分およ
びクラッタ成分はドップラ周波数−正規化空間周波数平
面上では互いに異なる分布を有するので、受信信号に対
して時間−空間信号処理を実行することにより、仮にク
ラッタのドップラ周波数と目標のドップラ周波数が重な
っていても、図１１の目標信号の２次元スペクトルと、
図１２の干渉波の２次元スペクトルおよび図１４または
図１５のクラッタの２次元スペクトルとが重なっていな
ければ、目標信号が抽出可能である。

【００３３】次に受信信号に対して干渉波成分やクラッ
タ成分を抑圧するための時間−空間信号処理を実行する
従来の信号処理装置について説明する。図１６は、例え
ば「Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｔｈｅ ａｄａｐｔｉｖ
ｅ ｓｐａｃｅ ｔｉｍｅｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｔｅ
ｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ａｉｒｂｏｒｎｅ ｒａｄａ
ｒ」（Ｐ．Ｇ．Ｒｉｃｈａｒｄｓｏｎ著、ＩＥＥ Ｐｒ
ｏｃ．Ｒａｄａｒ，Ｓｏｎａｒ Ｎａｖｉｇ．，ｖｏ
ｌ．１４１，ｎｏ．４，第１８７頁〜第１９５頁、１９
９４年８月）に記載の従来の信号処理装置を示すブロッ
ク図である。

【００３４】図１６において、１１は間隔ｄで直線上に
Ｎ個の素子アンテナ１−１〜１−Ｎを配置したアレーア
ンテナであり、２−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は各素子
アンテナ１−ｎに接続され、受信信号から同相信号およ
び直交信号を生成する受信機であり、３−ｎは受信機２
−ｎの出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器であり、１０１はＡ／Ｄ変換器３−１〜３−Ｎからの
Ｎ本の信号に基づいてレンジビン（あるいはレンジゲー
ト）毎にフィルタリング処理を行う不要信号抑圧適応フ
ィルタである。

【００３５】不要信号抑圧適応フィルタ１０１におい
て、１１１はＰＲＩだけ信号を遅延させる遅延器であ
り、Ｎ×（Ｌ−１）個の遅延器１１１はタップ数ＬのＮ
本のタップ付き遅延線回路を構成する。１１２は適応的
に設定される係数α（ｋ，ｌ（エル），ｎ）（ｋ＝１，
２，・・・，Ｋ、Ｋはレンジビン数またはレンジゲート
数、ｌ（エル）＝０，１，・・・，Ｌ−１、ｎ＝１，
２，・・・，Ｎ）を乗ずる乗算器であり、１１３は初段
の乗算器１１２、または前段の加算器１１３の出力と乗
算器１１２の出力とを加算する加算器であり、１１４は
最終段のＮ個の加算器１１３の出力の総和を演算する加
算器である。

【００３６】次に動作について説明する。アレーアンテ
ナ１１の各素子アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）
により受信された信号は受信機２−ｎにより同相信号お
よび直交信号とされ、Ａ／Ｄ変換器３−ｎに供給され
る。Ａ／Ｄ変換器３−ｎはその信号をディジタル信号に
変換してディジタル同相・直交信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）
（ｋはレンジビン番号、ｍはパルスヒット番号、ｎは素
子番号）を不要信号抑圧適応フィルタ１０１に供給す
る。

【００３７】不要信号抑圧適応フィルタ１０１にはＡ／
Ｄ変換器３−１〜３−ＮからＮ本のディジタル同相・直
交信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）（ｎ＝１，・・・，Ｎ）が供給
され、タップ数ＬのＮ本のタップ付き遅延線に入力され
る。その信号はＰＲＩ毎にタップ付き遅延線を進んでい
き、各タップ付き遅延線に接続された乗算器１１２およ
び加算器１１３により各タップでの信号値とフィルタ係
数α（ｋ，ｌ，ｎ）との積和演算が実行され、各タップ
付き遅延線毎に演算された積和演算値の総和が加算器１
１４により演算され、出力される。このときの出力信号
ｚ_c （ｋ，ｍ）は式（２６）に示すようになる。不要信
号抑圧適応フィルタ１０１は一種のビームフォーマでも
あり、ｚ_c （ｋ，ｍ）はビーム合成後の信号ともいえ
る。

【数２６】

【００３８】不要信号抑圧適応フィルタ１０１のフィル
タ係数値α（ｋ，ｌ，ｎ）を決定するアルゴリズムとし
ては、ＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｖｅ
ｒｓｉｏｎ）法、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑ
ｕａｒｅ）法、拘束条件付出力電力最小化法などがあ
る。

【００３９】このとき、決定すべき係数値の自由度は
（タップ数Ｌ）×（素子アンテナ数Ｎ）程度であり、適
応アルゴリズムの種類や拘束条件の数によってはそれよ
りやや少ない程度になる。従って素子アンテナ数を多く
した場合、それにほぼ比例してフィルタ係数の数が増加
し、フィルタ係数の決定のための計算時間が増大する。

【００４０】また、図１６に示すように不要信号抑圧適
応フィルタ１０１にタップ付き遅延線を使用する場合、
適応アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズムなどの反復計算
型のアルゴリズムを使用すると、収束までの時間が長く
なる傾向がある。

【００４１】なお、不要信号抑圧適応フィルタ１０１で
の処理はフィルタ係数の制御も含めて原則として各レン
ジビン（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ）毎に行う。

【００４２】

【発明が解決しようとする課題】従来の信号処理装置は
以上のように構成されているので、時間−空間信号処理
により不要信号を抑圧する場合、適応的に制御するフィ
ルタ係数の数が多いため、素子アンテナ数が多くなる
と、適応的にフィルタ係数を制御するための信号処理の
負担が大きくなる。また、収束までの時間が長くなり、
迅速に不要エコー信号を適切に抑圧することが困難にな
るなどの課題があった。

【００４３】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、Ｎ本の受信信号のうちの所定の複
数Ｎ_s 本の受信信号の組をサブアレー信号としてそれぞ
れ選択し、サブアレー信号毎にまず干渉波成分またはク
ラッタ成分の抑圧を実行し、その処理後の信号に対して
残りの干渉波成分、またはクラッタ成分の抑圧を実行す
るようにし、干渉波成分の抑圧のためにのみアダプティ
ブアレーを使用するため、アダプティブアレーにおいて
適応的に設定される荷重係数の数が素子アンテナ数Ｎよ
り少なくなり、その荷重係数を制御するために要する信
号処理の負担が少なくて済み、迅速に不要信号を適切に
抑圧することができる信号処理装置および信号処理方法
を得ることを目的とする。

【００４４】また、この発明は、適応アルゴリズムにＬ
ＭＳアルゴリズムのような荷重係数を逐次更新する反復
計算型のアルゴリズムを用いた場合に反復計算の収束が
速い信号処理装置および信号処理方法を得ることを目的
とする。

【００４５】

【課題を解決するための手段】この発明に係る信号処理
装置は、Ｎ本の受信信号からサブアレー信号毎に所定の
複数Ｎ_s 本の受信信号を選択して複数組のサブアレー信
号を生成するサブアレー信号選択手段と、各サブアレー
信号を構成するＮ_s 本の受信信号に基づいて、干渉波成
分を抑圧するための荷重係数を適応的に設定し、Ｎ_s 本
の受信信号に荷重係数を乗じた信号を各サブアレー信号
毎に合成する複数の干渉波成分抑圧手段と、複数の干渉
波成分抑圧手段により演算された複数の信号のクラッタ
成分を抑圧するクラッタ成分抑圧手段とを備えるもので
ある。

【００４６】この発明に係る信号処理装置は、複数の干
渉波成分抑圧手段のうちの１つの干渉波成分抑圧手段に
より、複数組のサブアレー信号のうちの１つを構成する
Ｎ_s本の受信信号に基づいて、干渉波成分を抑圧するた
めの荷重係数を適応的に計算し、残りの干渉波成分抑圧
手段に供給するとともに、Ｎ_s 本の受信信号に荷重係数
を乗じた信号を合成し、残りの各干渉波成分抑圧手段に
より、複数組のサブアレー信号のうちの残りの各サブア
レー信号を構成するＮ_s 本の受信信号に前記１つの干渉
波成分抑圧手段より供給された荷重係数を乗じた信号を
それぞれ合成するようにしたものである。

【００４７】この発明に係る信号処理装置は、Ｎ個の素
子アンテナが移動物体の移動方向と平行な一直線上で等
間隔に配置される場合、クラッタ成分抑圧手段におい
て、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、移動物
体の速さおよびパルス繰返し周期に基づいてドップラ周
波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する
ようにしたものである。

【００４８】この発明に係る信号処理装置は、レンジア
ンビギュイティがない場合、クラッタ成分抑圧手段では
クラッタの入射する角度範囲に応じてクラッタ成分を抑
圧する阻止帯域を設定するようにしたものである。

【００４９】この発明に係る信号処理装置は、複数組の
サブアレー信号間の位相中心間隔、移動物体の速さおよ
びパルス繰返し周期に基づいてドップラ周波数−空間周
波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する２次元ＦＩＲ
ディジタルフィルタのフィルタ係数を計算するフィルタ
係数計算手段を備え、クラッタ成分抑圧手段が、フィル
タ係数計算手段により計算されたフィルタ係数を持つ２
次元ＦＩＲディジタルフィルタであるものである。

【００５０】この発明に係る信号処理装置は、Ｎ個の素
子アンテナが移動物体の移動方向と垂直な一直線上で等
間隔に配置される場合、クラッタ成分抑圧手段におい
て、受信信号の波長、複数組のサブアレー信号間の位相
中心間隔、移動物体の速さ、パルス繰返し周期、素子ア
ンテナの高度およびクラッタ反射源までの距離に基づい
てドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成
分を抑圧するようにしたものである。

【００５１】この発明に係る信号処理装置は、受信信号
の波長、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、移
動物体の速さ、パルス繰返し周期、素子アンテナの高度
およびクラッタ反射源までの距離に基づいてドップラ周
波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する
２次元ＦＩＲディジタルフィルタのフィルタ係数を計算
するフィルタ係数計算手段を備え、クラッタ成分抑圧手
段が、フィルタ係数計算手段により計算されたフィルタ
係数を持つ２次元ＦＩＲディジタルフィルタであるもの
である。

【００５２】この発明に係る信号処理装置は、クラッタ
成分抑圧手段においてレンジビン毎にクラッタ成分を抑
圧するようにしたものである。

【００５３】この発明に係る信号処理方法は、Ｎ本の受
信信号からサブアレー信号毎に所定の複数Ｎ_s 本の受信
信号を選択して複数組のサブアレー信号を生成するステ
ップと、各サブアレー信号を構成するＮ_s 本の受信信号
に基づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適
応的に設定し、Ｎ_s 本の受信信号に荷重係数を乗じた信
号を各サブアレー信号毎に合成するステップと、それぞ
れ荷重係数を乗じて合成され生成された複数の信号のク
ラッタ成分を抑圧するステップとを備えるものである。

【００５４】この発明に係る信号処理装置は、Ｎ本の受
信信号からサブアレー信号毎に所定の複数Ｎ_s 本の受信
信号を選択して複数組のサブアレー信号を生成するサブ
アレー信号選択手段と、各サブアレー信号を構成するＮ
_s 本の受信信号のクラッタ成分をそれぞれ抑圧する複数
のクラッタ成分抑圧手段と、複数のクラッタ成分抑圧手
段によりそれぞれクラッタ成分を抑圧された複数の信号
に基づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適
応的に計算し、その複数の信号に荷重係数を乗じた信号
を合成する干渉波成分抑圧手段とを備えるものである。

【００５５】この発明に係る信号処理装置は、Ｎ個の素
子アンテナが移動物体の移動方向と平行な一直線上で等
間隔に配置される場合、各クラッタ成分抑圧手段におい
て、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、移動物
体の速さおよびパルス繰返し周期に基づいてドップラ周
波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する
ようにしたものである。

【００５６】この発明に係る信号処理装置は、複数組の
サブアレー信号間の位相中心間隔、移動物体の速さおよ
びパルス繰返し周期に基づいてドップラ周波数−空間周
波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する２次元ＦＩＲ
ディジタルフィルタのフィルタ係数を計算するフィルタ
係数計算手段を備え、各クラッタ成分抑圧手段が、フィ
ルタ係数計算手段により計算されたフィルタ係数を持つ
２次元ＦＩＲディジタルフィルタであるものである。

【００５７】この発明に係る信号処理装置は、Ｎ個の素
子アンテナが移動物体の移動方向と垂直な一直線上で等
間隔に配置される場合、各クラッタ成分抑圧手段におい
て、受信信号の波長、複数組のサブアレー信号間の位相
中心間隔、移動物体の速さ、パルス繰返し周期、素子ア
ンテナの高度およびクラッタ反射源までの距離に基づい
てドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成
分を抑圧するようにしたものである。

【００５８】この発明に係る信号処理装置は、受信信号
の波長、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、移
動物体の速さ、パルス繰返し周期、素子アンテナの高度
およびクラッタ反射源までの距離に基づいてドップラ周
波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する
２次元ＦＩＲディジタルフィルタのフィルタ係数を計算
するフィルタ係数計算手段を備え、各クラッタ成分抑圧
手段が、フィルタ係数計算手段により計算されたフィル
タ係数を持つ２次元ＦＩＲディジタルフィルタであるも
のである。

【００５９】この発明に係る信号処理装置は、クラッタ
成分抑圧手段において、レンジビン毎にクラッタ成分を
抑圧するようにしたものである。

【００６０】この発明に係る信号処理方法は、Ｎ本の受
信信号からサブアレー信号毎に所定の複数Ｎ_s 本の受信
信号を選択して複数組のサブアレー信号を生成するステ
ップと、サブアレー信号毎にクラッタ成分をそれぞれ抑
圧するステップと、サブアレー信号毎にそれぞれクラッ
タ成分を抑圧して生成した複数の信号に基づいて、干渉
波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に計算し、そ
の複数の信号に荷重係数を乗じた信号を合成するステッ
プとを備えるものである。

【００６１】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１による信
号処理装置の構成を示すブロック図であり、図２は図１
のアダプティブアレーの構成を示すブロック図であり、
図３は図１の重み付け合成器の構成を示すブロック図で
あり、図４は図１のクラッタ抑圧フィルタの構成を示す
ブロック図である。

【００６２】図１において、１１は地面や海面から高さ
Ｈのところにあり、速さｖで移動する航空機などの移動
物体において間隔ｄで直線上にＮ個の素子アンテナ１−
１〜１−Ｎを配置したアレーアンテナであり、２−ｎ
（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は各素子アンテナ１−ｎに接続
され、受信信号から同相信号および直交信号を生成する
受信機であり、３−ｎは受信機２−ｎの出力信号をディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器である。

【００６３】４はＮ本の受信信号（すなわちＡ／Ｄ変換
器３−１〜３−Ｎからのディジタル信号）からサブアレ
ー信号毎に所定の複数Ｎ_s 本の受信信号を選択して複数
Ｉ組のサブアレー信号を生成するサブアレー選択器（サ
ブアレー信号選択手段）である。

【００６４】５ａは複数Ｉ組のサブアレー信号のうちの
１つ（今の場合、第１番目のサブアレー信号）を構成す
るＮ_s 本の受信信号に基づいて、干渉波成分を抑圧する
ための荷重係数を計算し、そのＮ_s 本の受信信号に荷重
係数を乗じた信号を合成するアダプティブアレー（干渉
波成分抑圧手段）である。

【００６５】図２のアダプティブアレー５ａは、一例と
してサイドローブキャンセラと同様な動作を行うエレメ
ントスペース構成のパーシャリアダプティブアレーとし
て構成されている。すなわち、既知の目標信号の入射方
向に主ビームを向け、サブアレー信号のＮ_s 本の信号の
うちのＢ本の信号を補助アンテナの受信信号として利用
してそのサイドローブから入射する干渉波を再生し、受
信信号から再生した干渉波成分を減算して干渉波をキャ
ンセルするようになされている。

【００６６】図２において、２１はアンテナパターンの
主ビームを目標の方向に向けるための係数値ａ₁ ，ａ
₂ ，・・・，ａ_Nsを、サブアレー信号を構成するＮ_s 本
の信号のそれぞれに乗ずる荷重係数器であり、２２は荷
重係数器２１のＮ_s 本の出力信号を合成する合成器であ
る。

【００６７】２３は干渉波の入射方向にアンテナパター
ンの零点を向けるための係数値ｗ₁，ｗ₂ ，・・・，ｗ_B
を、サブアレー信号を構成するＮ_s 本の信号のうちの
所定のＢ本にそれぞれに乗ずる適応荷重係数器である。
なお、図２においてはサブアレー信号を構成するＮ_s 本
の信号のうちの第２番目から第（Ｎ_s −１）番目までの
信号が選択されているが、第１番目の信号や第Ｎ_s 番目
の信号が必要に応じて含まれるようにしても勿論よい。
また、もっと少なくしてもよいが、少なくとも入射する
干渉波の数以上でなければならない。２４は適応荷重係
数器２３のＢ本の出力信号を合成する合成器である。２
５は合成器２２の出力信号から合成器２４の出力信号を
減算する減算器である。

【００６８】２６はサブアレー信号を構成するＮ_s 本の
信号のうちの上記Ｂ本の信号および合成器２２の出力信
号に基づいて、干渉波の入射方向にアンテナパターンの
零点を向けるための係数値ｗ₁ ，ｗ₂ ，・・・，ｗ_B を
適応的に計算し、適応荷重係数器２３に供給する荷重係
数制御部であり、２７は荷重係数器２１の係数値ａ₁，
・・・，ａ_Nsおよび適応荷重係数器２３の係数値ｗ₁ ，
・・・，ｗ_B に基づいて、アダプティブアレー５ａによ
りサブアレー信号に重み付けされる係数と同一の係数ｃ
₁ ，・・・，ｃ_Nsを計算し、重み付け合成器６−１〜６
−（Ｉ−１）に供給する等価荷重係数計算部である。

【００６９】なお、図２のアダプティブアレー５ａは、
一例としてサイドローブキャンセラと同様な動作を行う
エレメントスペース構成のパーシャリアダプティブアレ
ーとして構成されているが、これに限定されるものでは
ない。例えば、ビームスペース構成としてもよい。アダ
プティブアレー５ａにおける適応アルゴリズムは特に限
定されるものではない。

【００７０】図１に戻り、６−１〜６−（Ｉ−１）は複
数Ｉ組のサブアレー信号のうちの残り（Ｉ−１）組の各
サブアレー信号を構成するＮ_s 本の受信信号に、アダプ
ティブアレー５ａにおける荷重係数と同一の荷重係数を
それぞれ乗じた信号を合成する複数の重み付け合成器
（干渉波成分抑圧手段）である。図３に示す重み付け合
成器６−（ｉ−１）において、３１はアダプティブアレ
ー５ａの等価荷重係数計算部２７からの係数ｃ₁ ，・・
・，ｃ_Nsを、サブアレー信号を構成するＮ_s 本の信号の
それぞれに乗算する荷重係数器であり、３２は荷重係数
器３１のＮ_s 本の出力信号を合成する合成器である。

【００７１】図１に戻り、７ａはアダプティブアレー５
ａおよび重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）により
それぞれ演算された複数Ｉ本の信号のクラッタ成分を抑
圧するクラッタ抑圧フィルタ（クラッタ成分抑圧手段）
であり、８はクラッタ抑圧フィルタ７ａのフィルタ係数
を計算するフィルタ係数計算部（フィルタ係数計算手
段）である。図４に示すクラッタ抑圧フィルタ７ａにお
いて、４１はＰＲＩだけ信号を遅延させる遅延器であ
り、Ｉ×（Ｌ−１）個の遅延器４１はタップ数ＬのＩ本
のタップ付き遅延線回路を構成する。４２は係数ｈ
（ｋ，ｌ（エル），ｎ）（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ、Ｋ
はレンジビン数、またはレンジゲート数、ｌ（エル）＝
０，１，・・・，Ｌ−１、ｎ＝１，２，・・・，Ｉ）を
乗ずる乗算器であり、４３は初段の乗算器４２、または
前段の加算器４３の出力と乗算器４２の出力とを加算す
る加算器であり、４４は最終段のＩ個の加算器４３の出
力の総和を演算する加算器である。

【００７２】次に動作について説明する。まず、図示せ
ぬ送信機により送信されたパルス信号で目標に反射した
目標信号の他に不要信号が、アレーアンテナ１１を構成
するＮ個の素子アンテナ１−１〜１−Ｎにより受信され
る。

【００７３】各素子アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，・・・，
Ｎ）により受信された信号は、受信機２−ｎにより同相
信号および直交信号とされ、Ａ／Ｄ変換器３−ｎにより
それらの信号がディジタル信号に変換され、サブアレー
選択器４に供給される。サブアレー選択器４に供給され
る信号をｕ（ｋ，ｍ，ｎ）とする。ここでｋはレンジビ
ン番号（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ）とし、ｍはパルスヒ
ット番号（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ，Ｍはヒット数）と
し、ｎは素子番号（素子アンテナ１−ｎ、受信機２−ｎ
およびＡ／Ｄ変換器３−ｎの受信系を示す番号）とす
る。

【００７４】次にサブアレー選択器４はＮ本の受信信号
ｕ（ｋ，ｍ，１）〜ｕ（ｋ，ｍ，Ｎ）から所定の複数Ｎ
_s 本の受信信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）をそれぞれ選択して複
数Ｉ組のサブアレー信号Ｘ_i （ｉ＝１，・・・，Ｉ）を
生成する。なお、第ｉ組のサブアレー信号Ｘ_i を構成す
るＮ_s 本の信号をｘ_i （ｋ，ｍ，１），・・・，ｘ
_i（ｋ，ｍ，Ｎ_s ）とする。

【００７５】このときサブアレー選択器４は、グレーテ
ィングローブが発生せず、各サブアレー信号として選択
されるＮ_s 本の受信信号の素子番号の間隔パターンがす
べてのサブアレー信号において同一になり、かつ、サブ
アレー信号間の位相中心間隔が同一になるように、各サ
ブアレー信号Ｘ_i とするＮ_s 本の受信信号ｕ（ｋ，ｍ，
ｎ）を選択する。例えば素子アンテナ１−ｉと素子アン
テナ１−（ｉ＋１）との間隔を送信波の０．５波長以下
とし、かつ、第ｉ番目のサブアレーと第（ｉ＋１）番目
のサブアレーの位相中心の間隔を送信波の０．５波長以
下とするとグレーティングローブは発生しない。

【００７６】Ｎ_s ＋Ｉ−１≦Ｎとして例えば次に示すよ
うにサブアレー信号Ｘ_i を選択する。この例において
は、サブアレー信号を構成する受信信号の素子番号の間
隔がすべて１である間隔パターンとなっている。 第１番目のサブアレー信号Ｘ₁ ＝｛ｘ₁ （ｋ，ｍ，１），ｘ₁ （ｋ，ｍ，２），・・・， ｘ₁ （ｋ，ｍ，Ｎ_s ）｝ ＝｛ｕ（ｋ，ｍ，１），ｕ（ｋ，ｍ，２），・・・，ｕ（ｋ，ｍ，Ｎ_s ）｝ 第２番目のサブアレー信号Ｘ₂ ＝｛ｘ₂ （ｋ，ｍ，１），ｘ₂ （ｋ，ｍ，２），・・・， ｘ₂ （ｋ，ｍ，Ｎ_s ）｝ ＝｛ｕ（ｋ，ｍ，２），ｕ（ｋ，ｍ，３），・・・， ｕ（ｋ，ｍ，Ｎ_s ＋１）｝ 以下同様に、第ｉ番目のサブアレー信号Ｘ_i ＝｛ｘ_i （ｋ，ｍ，１），ｘ_i （ｋ，ｍ，２），・・・， ｘ_i （ｋ，ｍ，Ｎ_s ）｝ ＝｛ｕ（ｋ，ｍ，ｉ），ｕ（ｋ，ｍ，ｉ＋１），・・・， ｕ（ｋ，ｍ，Ｎ_s ＋ｉ−１）｝ 最後に、第Ｉ番目のサブアレー信号Ｘ_I ＝｛ｘ_I （ｋ，ｍ，１），ｘ_I （ｋ，ｍ，２），・・・， ｘ_I （ｋ，ｍ，Ｎ_s ）｝ ＝｛ｕ（ｋ，ｍ，Ｉ），ｕ（ｋ，ｍ，Ｉ＋１），・・・， ｕ（ｋ，ｍ，Ｎ_s ＋Ｉ−１）｝

【００７７】なお、サブアレー信号として選択される受
信信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）の組合せはこれに限定されるも
のではなく、例えば素子番号の各間隔が２であるＮ_s 本
の受信信号を選択してサブアレー信号を構成するように
してもよい。さらに、第ｉ番目のサブアレー信号の最初
の信号ｘ_i （ｋ，ｍ，１）として選択される受信信号ｕ
（ｋ，ｍ，ｎ₁ ）の素子番号ｎ₁ と、第（ｉ＋１）番目
のサブアレー信号の最初の信号ｘ_i+1 （ｋ，ｍ，１）と
して選択される受信信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ₂ ）の素子番号
ｎ₂ とが２以上離れていてもよいが、グレーティングロ
ーブの発生に気をつけなければならないので、望ましく
は前述のようにグレーティングローブが発生しない選択
方法がよい。

【００７８】次に、アダプティブアレー５ａおよび重み
付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）により、各サブアレ
ー信号Ｘ_i に含まれる干渉波成分がそれぞれ抑圧され
る。このとき、すべてのサブアレー信号を構成する受信
信号の素子番号の間隔パターンが同一であるので、アダ
プティブアレー５ａがいずれか１つのサブアレー信号
（今の場合、第１番目のサブアレー信号）に対して干渉
波抑圧のための適応処理に基づき荷重係数を設定し、ま
た重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）の荷重係数
も、その適応処理の結果に基づきアダプティブアレー５
ａと同一の荷重係数になるように設定する。

【００７９】ここで、図２に示すアダプティブアレー５
ａおよび図３に示す重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−
１）の動作について説明する。荷重係数器２１により、
第１番目のサブアレー信号Ｘ₁ を構成するＮ_s 本の信号
のそれぞれに、アンテナパターンの主ビームを既知の目
標信号の入射方向（あるいは送信信号を送信する方向）
に向けるための係数値ａ₁ ，ａ₂ ，・・・，ａ _Nsが乗算
され、合成器２２により荷重係数器２１のＮ_s 本の出力
信号の総和が演算される。従って荷重係数器２１および
合成器２２によるサブアレー信号Ｘ₁ と荷重係数との積
和演算の結果ｙ₀ （ｋ，ｍ，１）は式（２７）に示すよ
うになる。

【数２７】

【００８０】そして荷重係数制御部２６により、サブア
レー信号および合成器２２の出力信号に基づいて、干渉
波の入射方向にアンテナパターンの零点を向けるための
係数値ｗ₁ ，ｗ₂ ，・・・，ｗ_B が適応的に計算され、
適応荷重係数器２３に設定される。なお、合成器２２の
出力信号を適応処理に使用するのは、これから説明する
ようにＳＭＩ法により係数値ｗ₁ ，・・・，ｗ_B を計算
するからである。荷重係数を逐次更新するＬＭＳ法など
の反復計算型の適応アルゴリズムをＳＭＩ法の代わりに
使用する場合には、合成器２２の出力信号ではなく、一
般的に減算器２５の出力信号を使用する。

【００８１】図２のアダプティブアレー５ａのようにＳ
ＭＩ法を使用する場合、適応荷重係数器２３に入力する
信号数をＢとし、それらＢ本の信号に対応する素子番号
を｛ｉ₁ ，ｉ₂ ，・・・，ｉ_B ｝とすると、式（２８）
において定義される行列Ａとベクトルｂに基づく式（２
９）の正規方程式から式（３０）に示す適応荷重係数ベ
クトルＷを計算することにより、適応荷重係数ｗ₁ ，ｗ
₂ ，・・・，ｗ_B が計算される。

【数２８】

【数２９】

【数３０】

【００８２】式（２８）では受信クラッタ電力が比較的
小さく、クラッタの適応荷重計算への影響が小さい最後
のレンジビン（第Ｋレンジビン）の信号を使うようにし
たが、場合によっては他のあるいは複数のレンジビン
（レンジゲート）や、ある特定のヒットの信号を使うこ
とも考えられる。

【００８３】そして適応荷重係数器２３は、このように
適応的に設定された係数値ｗ₁ ，ｗ ₂ ，・・・，ｗ_B
を、サブアレー信号を構成するＮ_s 本の信号のうちの所
定のＢ本にそれぞれに乗算し、合成器２４は適応荷重係
数器２３のＢ本の出力信号の総和を演算する。

【００８４】そして減算器２５が合成器２２の出力信号
から合成器２４の出力信号を減算し、その演算結果をア
ダプティブアレー５ａの出力信号ｙ_a （ｋ，ｍ，１）と
する。従ってアダプティブアレー５ａの出力信号ｙ_a
（ｋ，ｍ，１）は式（３１）に示すようになる。

【数３１】

【００８５】このようにしてアダプティブアレー５ａに
供給されるサブアレー信号を構成するＮ_s 本の信号に乗
算される荷重係数（ａ₁ ，・・・，ａ_Nsからｗ₁ ，・・
・，ｗ_B を素子番号毎に減算した総合的な荷重係数ｃ
₁ ，・・・，ｃ_Ns）が適応的に計算される。

【００８６】なお、干渉波のドップラ周波数−空間周波
数の２次元スペクトルはレンジビンに関係なくドップラ
周波数軸と同じ距離を保ってドップラ周波数軸と平行に
現れるため、すべてのレンジビンに対して同一の適応荷
重係数ｗ₁ ，ｗ₂ ，・・・，ｗ_B を使用する。

【００８７】一方、等価荷重係数計算部２７は荷重係数
器２１の係数値ａ₁ ，・・・，ａ_Nsおよび適応荷重係数
器２３の係数値ｗ₁ ，・・・，ｗ_B に基づいて、アダプ
ティブアレー５ａによりサブアレー信号に荷重される係
数と同一の係数ｃ₁ ，・・・，ｃ_Nsを式（３２）に従っ
て計算し、重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）に供
給する。

【数３２】 ここで、ｂは｛ｉ₁ ，ｉ₂ ，・・・，ｉ_B ｝の添字１，
２，・・・，Ｂであり、ｉ_b は適応荷重係数器２３の係
数ｗ_b を乗算されるサブアレー信号を構成する信号の番
号である。

【００８８】重み付け合成器６−（ｉ−１）（ｉ＝２，
・・・，Ｉ）は、Ｎ_s 個の係数ｃ₁，・・・，ｃ_Nsが供
給されると、それを荷重係数器３１に設定する。荷重係
数器３１は第ｉ番目のサブアレー信号Ｘ_i の各信号ｘ_i
（ｋ，ｍ，１）〜ｘ_i （ｋ，ｍ，Ｎ_s ）に係数ｃ₁ ，・
・・，ｃ_Nsをそれぞれ乗算し、合成器３２は荷重係数器
３１のＮ_s 本の出力信号の総和を重み付け合成器６−
（ｉ−１）の出力信号ｙ _a （ｋ，ｍ，ｉ）として演算す
る。従って重み付け合成器６−（ｉ−１）の出力信号ｙ
_a （ｋ，ｍ，ｉ）は式（３３）に示すようになる。

【数３３】

【００８９】このようにして、アダプティブアレー５ａ
および重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）により受
信信号の干渉波成分が抑圧され、これらの出力信号ｙ_a
（ｋ，ｍ，１）〜ｙ_a （ｋ，ｍ，Ｉ）がクラッタ抑圧フ
ィルタ７ａに供給される。

【００９０】次にクラッタ抑圧フィルタ７ａにより上記
出力信号ｙ_a （ｋ，ｍ，１）〜ｙ_a（ｋ，ｍ，Ｉ）に対
して時間−空間の２次元のフィルタ処理を実行して受信
信号のクラッタ成分を抑圧する。すなわちクラッタ抑圧
フィルタ７ａは一種の帯域阻止フィルタといえる。アダ
プティブアレー５ａおよび重み付け合成器６−１〜６−
（Ｉ−１）では干渉信号は抑圧されるがクラッタはほと
んど抑圧されないため、クラッタ抑圧フィルタ７ａによ
りクラッタを抑圧する。

【００９１】なお、クラッタのドップラ周波数−空間周
波数２次元スペクトルの２次元周波数平面上での分布
は、式（１９）および式（２５）に示すように、アンテ
ナの移動速度すなわち移動物体の移動する速さｖ、パル
ス繰返し周期ＰＲＩ、素子間隔ｄなど、値が既知のパラ
メータに基づいて定められるので、クラッタ抑圧フィル
タ７ａでは、受信信号に応じて適応的にフィルタ係数を
設定する必要はなく、フィルタ係数を確定的に設定でき
る。

【００９２】クラッタ抑圧フィルタ７ａでは、アダプテ
ィブアレー５ａおよび重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ
−１）からの信号ｙ_a （ｋ，ｍ，１）〜ｙ_a （ｋ，ｍ，
Ｉ）が遅延器４１により構成されるタップ数ＬのＩ本の
タップ付き遅延線回路に入力され、各タップｌ（エル）
の値に対して、乗算器４２により係数ｈ（ｋ，ｌ（エ
ル），ｎ）（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ、Ｋはレンジビン
数、またはレンジゲート数、ｎ＝１，２，・・・，Ｉ）
を乗算し、加算器４３，４４により乗算器４２の演算結
果の総和をこの信号処理装置の出力ｚ_a （ｋ，ｍ）とし
て計算する。従って信号処理装置の出力ｚ_a （ｋ，ｍ）
は式（３４）に示すようになる。

【数３４】

【００９３】信号処理装置の出力信号ｚ_a （ｋ，ｍ）は
レンジおよびヒットに関する信号であり、干渉波成分お
よびクラッタ成分の抑圧された信号となっており、この
信号に基づいて目標検出処理が実行される。

【００９４】一方、クラッタ抑圧フィルタ７ａのフィル
タ係数は、クラッタ成分が存在する領域が阻止帯域とな
るようにフィルタ係数計算部８により計算される。図５
はクラッタ抑圧フィルタの所望特性を示す図であり、図
５（ａ）はサイドルッキングの場合のクラッタ抑圧フィ
ルタの所望特性を示し、図５（ｂ）はフォワードルッキ
ングの場合のクラッタ抑圧フィルタの所望特性を示して
いる。すなわち、サイドルッキングの場合では図５
（ａ）において破線で示される式（１９）のクラッタ成
分を幅Ｆ_SBの阻止帯域により抑圧し、フォワードルッキ
ングの場合では図５（ｂ）において破線で示される式
（２５）のクラッタ成分を幅Ｆ_SBの阻止帯域により抑圧
する。

【００９５】なお、阻止帯域幅Ｆ_SBは、クラッタが十分
抑圧できる範囲でなるべく狭いほうが好ましい。サブア
レー信号の組数Ｉ、クラッタ抑圧フィルタ７ａのタップ
数Ｌ、遷移帯域幅およびクラッタ抑圧フィルタ７ａの阻
止帯域減衰量の関係はトレードオフの関係にある。

【００９６】フィルタ係数計算部８は、クラッタのスペ
クトルが分布する領域が阻止帯域となるように既知のパ
ラメータに基づいてクラッタ抑圧フィルタ７ａのフィル
タ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）を計算する。この既知のパラメ
ータとは、サイドルッキングの場合、素子間隔ｄ、アン
テナの移動する速さ（すなわち移動物体の移動する速
さ）ｖおよびパルス繰返し周期ＰＲＩであり、フォワー
ドルッキングの場合、送信波の波長すなわち受信信号の
波長λ、素子間隔ｄ、アンテナの移動する速さｖ、パル
ス繰返し周期ＰＲＩ、アンテナの高度Ｈおよびレンジビ
ン毎の第ｉの反射点までの距離Ｒ_i である。ただし、式
（１９）および式（２５）における素子間隔ｄとは、こ
こではサブアレー間の位相中心間隔である。

【００９７】なお、サイドルッキングの場合、式（１
９）がクラッタ反射点までの距離Ｒ_iに依存しないた
め、すべてのレンジビンに対して同一のフィルタ係数値
が使用される。一方、フォワードルッキングの場合に
は、式（２５）がクラッタ反射点までの距離Ｒ_i に依存
し、この距離Ｒ_i がレンジビンに依存するので、レンジ
ビン毎にフィルタ係数を計算する。

【００９８】次にフィルタ係数計算部８によるフィルタ
係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）の具体的計算方法について説明す
る。ここでは、窓関数法に基づくフィルタ係数ｈ（ｋ，
ｌ，ｉ）の計算方法について説明する。なお、窓関数法
の代わりに他の計算方法を使用してフィルタ係数ｈ
（ｋ，ｌ，ｉ）を計算するようにしても勿論よい。

【００９９】図４に示すような２次元ＦＩＲ（Ｆｉｎｉ
ｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）ディジタル
フィルタのフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）を窓関数法に
より計算する方法としては、例えば「Ｍｕｌｔｉｄｉｍ
ｅｎｓｉｏｎａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐ
ｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」（Ｄ．Ｅ．Ｄｕｄｇｅｏｎ、Ｒ．
Ｍ．Ｍｅｒｓｅｒｅａｕ著、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌ
ｌ発行、１９８４年）の第１１８頁以降に記載の方法が
ある。

【０１００】まず、サイドルッキングの場合には、図５
（ａ）に示すクラッタ抑圧フィルタ７ａの２次元所望特
性Ｄ（Ｆ₁ ，Ｆ₂ ）は、ｄ／（２ｖＰＲＩ）≧１のとき
には式（３５）に示すようになり、ｄ／（２ｖＰＲＩ）
＜１のときには、式（３６）に示すようになる。

【数３５】

【数３６】 ただし、ｐ＝・・・，−２，−１，０，１，２，・・・
であり、−０．５≦Ｆ ₁ ≦０．５かつ−０．５≦Ｆ₂ ≦
０．５の範囲のみ考慮する。

【０１０１】次に、フォワードルッキングの場合には図
５（ｂ）に示すクラッタ抑圧フィルタ７ａの２次元所望
特性Ｄ（Ｆ₁ ，Ｆ₂ ）は、式（３７）に示すようにな
る。

【数３７】 なお、式（３７）では、クラッタ反射点までの距離Ｒ_i
はレンジビンに依存するため、レンジビン番号ｋの関数
であるＲ（ｋ）と書き換えている。また、式（３７）に
おけるαは図１３に示す係数α（ｋ，ｌ，ｎ）とは関係
ない。

【０１０２】式（３５）〜式（３７）に示す２次元所望
特性Ｄ（Ｆ₁ ，Ｆ₂ ）を、ドップラ周波数Ｆ₁ に関する
格子点の数をＮ₁ とし、空間周波数Ｆ₂ に関する格子点
の数をＮ₂ として、等間隔の周波数格子点（Ｎ₁ ×Ｎ₂
点）上で周波数応答値を計算し、その値を２次元逆離散
フーリエ変換した信号をｈ_D ^(k)（ｎ₁ ，ｎ₂ ）とする。
なお、信号ｈ_D ^(k)（ｎ₁ ，ｎ₂ ）は、（ｎ₁ ，ｎ₂ ）＝
（０，０）を中心として、−Ｎ₁ ／２≦ｎ₁ ＜Ｎ₁ ／２
かつ−Ｎ₂ ／２≦ｎ₂ ＜Ｎ₂ ／２の範囲にあるものとす
る。

【０１０３】なお、格子点数Ｎ₁ はヒット数Ｍの２倍以
上とし、格子点数Ｎ₂ はサブアレー信号の組数Ｉの２倍
以上とする。また、格子点数Ｎ₁ ，Ｎ₂ をそれぞれ２の
べき乗とすると、２次元逆高速フーリエ変換を２次元逆
離散フーリエ変換の代わりに使用することができる。

【０１０４】そしてクラッタ抑圧フィルタ係数ｈ（ｋ，
ｌ，ｉ）は、式（３８）のようにｈ _D ^(k)（ｎ₁ ，ｎ₂ ）
を適当な窓関数で打ち切ることによって得られる。ここ
で、サイドルッキングの場合、式（３８）はレンジビン
番号ｋに依存しない。なお、窓関数法を使用する場合、
サブアレー信号の組数Ｉとクラッタ抑圧フィルタ７ａの
タップ数Ｌは奇数とする。

【数３８】

【０１０５】式（３８）における窓関数ｗ₁ （ｎ），ｗ
₂ （ｎ）はそれぞれ原則として方形窓以外の例えばハミ
ング窓などの１次元窓関数であり、ｎ＝０に中心を有す
るものとする。ｗ₁ （ｌ−（Ｌ−１）／２）の長さ（す
なわち値が０ではない（ｌ−（Ｌ−１）／２）の個数）
はＬであり、ｗ₂ （（Ｉ＋１）／２−ｉ）の長さはＩで
あるものとする。ただし、サイドルッキングで、後で説
明する阻止帯域減衰量をほぼ特定することができるフィ
ルタ係数の計算方法を使用する場合には、窓関数ｗ₁
（ｎ）は方形窓でもよい。

【０１０６】このようにして得られる式（３８）に従っ
てフィルタ係数計算部８はクラッタ抑圧フィルタ７ａの
フィルタ係数を計算する。しかしながら、上述の計算方
法では阻止帯域減衰量などを規定するのが難しいため、
およその阻止帯域減衰量や通過域リップルを規定する場
合には、例えば次に説明する計算方法により窓関数法に
基づいてフィルタ係数を計算する。

【０１０７】まずサイドルッキングの場合について説明
する。この計算方法では、２次元所望特性Ｄ（Ｆ₁ ，Ｆ
₂ ）を式（３５）とせず、所望の阻止帯域幅（Ｆ_SB）、
遷移帯域幅、阻止帯域減衰量、通過域リップルに対応す
る阻止帯域幅Ｆ_SB（カットオフ周波数は約Ｆ_SB／２）の
１次元ＦＩＲ形高域通過ディジタルフィルタを設計し、
それを周波数変換したものを２次元所望特性Ｄ（Ｆ₁ ，
Ｆ₂ ）とする。ただし、ｄ／（２ｖＰＲＩ）≧１の場合
についてのみ適用できる。

【０１０８】設計すべき１次元高域通過ディジタルフィ
ルタは零位相であり、そのインパルス応答長がＬ_p （奇
数）とし、そのインパルス応答をｐ（−（Ｌ_p −１）／
２），ｐ（−（Ｌ_p −１）／２＋１）， ．．．，ｐ
（−１），ｐ（０），ｐ（１），．．．，ｐ（（Ｌ_p −
１）／２）とし、その周波数応答をＰ（Ｆ）とする。こ
こでｐ（ｉ）＝ｐ（−ｉ）である。設計した１次元高域
通過ディジタルフィルタの周波数応答Ｐ（Ｆ）は式（３
９）に示すようになる。

【数３９】 ここで、Ｔ_i （ｘ）はｉ次のチェビシェフ多項式であ
り、Ｔ₀ （ｘ）＝１、Ｔ ₁ （ｘ）＝ｘ、Ｔ_i （ｘ）＝２
ｘＴ_i-1 （ｘ）−Ｔ_i-2 （ｘ）、Ｔ_i （ｃｏｓ（ｙ））
＝ｃｏｓ（ｉｙ）（ｉ＝２，３，．．．）の関係があ
る。

【０１０９】ここで式（４０）により角度ηを定義し、
式（３９）の周波数Ｆに対して式（４１）の変数変換を
すると、式（３９）は式（４２）になる。この式（４
２）は理想的には図５（ａ）に示す所望特性を有する。
従ってこのＱ（Ｆ₁ ，Ｆ₂ ）を式（３５）の２次元所望
特性Ｄ（Ｆ₁ ，Ｆ₂ ）の代わりとして同様に得られるｈ
_D ^(k)（ｎ₁ ，ｎ₂ ）を式（３８）に使用してフィルタ係
数計算部８はフィルタ係数ｈ（ｈ，ｌ，ｉ）を計算す
る。

【数４０】

【数４１】

【数４２】

【０１１０】また、フォワードルッキングの場合、当業
者によく知られた周波数変換（例えば、「Ｄｅｓｉｇｎ
ｏｆ ２−Ｄ ＦＩＲ ｄｉｇｉｔａｌ ｆｉｌｔｅ
ｒｓｂｙ ＭｃＣｌｅｌｌａｎ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａ
ｔｉｏｎ ａｎｄ ｌｅａｓｔ ｓｑｕａｒｅｓ ｅｉ
ｇｅｎｃｏｎｔｏｕｒ ｍａｐｐｉｎｇ」（Ｓ．−Ｃ．
Ｐｅｉ、Ｊ．−Ｊ．Ｓｈｙｕ著、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ
ｓ．Ｃｉｒｃｕｉｔｓａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ − Ｉ
Ｉ： Ａｎａｌｏｇ ａｎｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇ
ｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ．４０，ｎｏ．
９、第５４６頁〜第５５５頁、１９９３年９月）に記載
のもの）に基づいて同様にして、式（３７）に相当する
図５（ｂ）の振幅特性を有する周波数応答が得られ、そ
れに基づくｈ_D ^(k)（ｎ₁ ，ｎ₂ ）を式（３８）に使用し
てフィルタ係数計算部８はフィルタ係数ｈ（ｈ，ｌ，
ｉ）を計算する。

【０１１１】なお、実施の形態１においては、アダプテ
ィブアレー５ａにより適応的に計算された係数を重み付
け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）に供給するようにして
いるが、重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）の代わ
りにアダプティブアレー５ａと同一のアダプティブアレ
ーを設けるようにしてもよい。

【０１１２】以上のように、この実施の形態１によれ
ば、Ｎ本の受信信号のうちの所定の複数Ｎ_s 本の受信信
号の組をサブアレー信号としてそれぞれ選択し、サブア
レー信号毎にまず干渉波成分の抑圧を実行し、その処理
後に信号に対してクラッタ成分の抑圧を実行するように
し、干渉波成分の抑圧のためにのみアダプティブアレー
を使用するようにしたので、アダプティブアレーにおい
て適応的に設定されるフィルタ係数の数が素子アンテナ
数Ｎより少なく、サブアレー信号を構成する信号の数Ｎ
_s と同数程度の荷重係数を制御すればよいため、素子ア
ンテナ数が増えた場合でもフィルタ係数の制御に要する
時間が短くて済み、迅速に不要エコー信号を適切に抑圧
することができるという効果が得られる。

【０１１３】また、この発明は、適応的に設定するフィ
ルタ係数がアダプティブアレーにおけるものだけとな
り、空間に関するフィルタ係数だけであるので（すなわ
ち不要信号抑圧適応フィルタ１０１のように時間に関す
るフィルタ係数を有さないので）、適応アルゴリズムに
ＬＭＳアルゴリズムなどの反復計算型のアルゴリズムを
用いた場合に反復計算の収束が速いという効果が得られ
る。

【０１１４】実施の形態２．この発明の実施の形態２
は、実施の形態１におけるクラッタ抑圧フィルタのフィ
ルタ係数の計算方法を変更したものである。

【０１１５】クラッタ抑圧フィルタ７ａの阻止帯域の面
積は、クラッタが抑圧される大きさであればよく、目標
信号を保存する観点からは狭い方がよい。サイドルッキ
ングの場合、実施の形態１においてはクラッタ抑圧フィ
ルタ７ａの阻止帯域はＦ₂ 軸方向にはレンジビンに関係
なくほぼ全域に広げるようにしていた。しかし近距離の
クラッタ反射点を含む等レンジリング（アンテナからの
距離が同一の地面または水面上の円）ほど、クラッタの
入射角の分布角度（図１３の角度θ_i ）は狭くなる。す
なわち式（１３）より式（４３）が成り立ち、ｃｏｓφ
は−１から１まで変化するが、ψが９０度に近くなるほ
ど、つまりクラッタ反射点がアンテナに近づくほどｃｏ
ｓψが小さくなるため、式（４３）よりθの範囲は狭く
なることになる。

【数４３】 なおクラッタの反射点の番号を表す添字ｉは除いた。

【０１１６】従ってレンジアンビギュイティがない場合
には、クラッタ抑圧フィルタ７ａの空間周波数Ｆ₂ 軸方
向に関する阻止帯域幅を、近距離反射点に対応するレン
ジビンほど狭くしてもクラッタを十分抑圧することがで
きる。

【０１１７】そこでレンジビン番号ｋに対応する角度ψ
をｋの関数ψ（ｋ）とすると、ｓｉｎθの範囲は式（４
４）に示すようになり、それに対応する正規化空間周波
数Ｆ ₂ の範囲は式（４５）に示すようになる。

【数４４】

【数４５】

【０１１８】従って式（３５）または式（３６）の特性
における阻止帯域幅をレンジビン番号ｋに応じてさらに
式（４５）の範囲に限定したものを２次元所望特性Ｄ
（Ｆ₁，Ｆ₂ ）として、ドップラ周波数Ｆ₁ に関する格
子点の数をＮ₁ とし、空間周波数Ｆ₂ に関する格子点の
数をＮ₂ として、等間隔の周波数格子点（Ｎ₁ ×Ｎ₂
点）上で周波数応答値を計算し、その値を２次元逆離散
フーリエ変換した信号をｈ _D ^(k)（ｎ₁ ，ｎ₂ ）とする。

【０１１９】ただし、式（４５）の上限値と下限値が＋
０．５と−０．５にそれぞれ近づいたら、レンジビン番
号ｋに応じて変える必要はなく、式（３５）または式
（３６）をそのまま２次元所望特性として使用してもよ
い。そしてその２次元所望特性に基づきｈ_D ^(k)（ｎ₁ ，
ｎ₂ ）が得られる。従ってフィルタ係数計算部８は、そ
のｈ_D ^(k)（ｎ₁ ，ｎ₂ ）を使用して式（３８）に従って
フィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）を計算する。

【０１２０】さらに、サイドルッキングの場合であり、
かつｄ／（２ｖＰＲＩ）≧１の場合には、実施の形態１
で説明したことと類似して、２次元所望特性Ｄ（Ｆ₁ ，
Ｆ₂）を次のようにしてもよい。

【０１２１】まず、２つのＦＩＲ型の零位相１次元高域
通過デジタルフィルタを設計する。１つのフィルタにつ
いては、阻止帯域幅をＦ_SBとし、周波数応答は式（４
６）に示すＰ₁ （Ｆ）（インパルス応答ｐ₁ （ｌ）、イ
ンパルス応答長Ｌ_p1（奇数））となる。

【数４６】

【０１２２】もう１つのフィルタについては、式（４
７）の範囲を阻止帯域とし、周波数応答を式（４８）に
示すＰ₂ ^(k)（Ｆ₂）（インパルス応答ｐ₂ ^(k)（ｌ）、イ
ンパルス応答長Ｌ_p2（奇数））とする。なお、このフィ
ルタの特性はレンジビン番号ｋによって異なるので、例
えば「Ａ ｓｉｍｐｌｅ ａｐｐｒｏａｃｈ ｔｏ ｔ
ｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｌｉｎｅａｒ ｐｈａｓｅ
ＦＩＲ ｄｉｇｉｔａｌ ｆｉｌｔｅｒｓ ｗｉｔｈ
ｖａｒｉａｂｌｅ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ
ｓ」（Ｐ．Ｊａｒｓｋｅ、Ｙ．Ｎｅｕｖｏ、Ｓ．Ｋ．Ｍ
ｉｔｒａ著、Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、ｖ
ｏｌ．１４、第３１３頁〜第３２６頁、１９８８年）に
記載のものように、ごく少数のパラメータでカットオフ
周波数が変えられるものが便利である。

【数４７】

【数４８】

【０１２３】次に、式（４６）と式（４８）の積の特性
は、ドップラ周波数−空間周波数の２次元周波数平面上
で長方形の阻止帯域を有する。さらに式（４６）と式
（４８）の積について変数変換したものを２次元周波数
平面上での２次元所望特性Ｄ（Ｆ₁ ，Ｆ₂ ）とする。

【０１２４】すなわち、式（４９）に基づいて変数変換
をすることにより、式（４６）および式（４８）の積は
式（５０）に示すようになり、式（５０）のＱ^(k) （Ｆ
₁ ，Ｆ₂ ）を２次元所望特性Ｄ（Ｆ₁ ，Ｆ₂ ）として、
上述の場合と同様にしてｈ_D ^{( k)}（ｎ₁ ，ｎ₂ ）が得られ
る。従ってフィルタ係数計算部８は、そのｈ_D ^(k)（ｎ
₁ ，ｎ₂ ）を使用して式（３８）に従ってフィルタ係数
ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）を計算する。図６は実施の形態２によ
り設計すべきフィルタの所望特性を示す図である。

【数４９】

【数５０】

【０１２５】以上のように、この実施の形態２によれ
ば、サイドルッキングの場合で、かつレンジアンビギュ
イティがない場合、クラッタ抑圧フィルタの阻止帯域を
クラッタの入射する角度の範囲に応じて変えるようにし
たので、クラッタ成分の抑圧において目標信号も一緒に
抑圧されてしまう可能性を低減することができるという
効果が得られる。

【０１２６】実施の形態３．この発明の実施の形態３に
よる信号処理装置は、実施の形態１による信号処理装置
の干渉波抑圧処理とクラッタ抑圧処理の順序を入れ替え
たものである。図７はこの発明の実施の形態３による信
号処理装置の構成を示すブロック図であり、図８は図７
のクラッタ抑圧フィルタの構成を示すブロック図であ
り、図９は図７のアダプティブアレーの構成を示すブロ
ック図である。

【０１２７】図７において、７ｂ−１〜７ｂ−Ｉは、複
数Ｉ組のサブアレー信号を構成するＮ_s 本の受信信号の
クラッタ成分をそれぞれ抑圧するクラッタ抑圧フィルタ
（クラッタ成分抑圧手段）であり、８はクラッタ抑圧フ
ィルタ７ｂ−１〜７ｂ−Ｉのフィルタ係数を計算するフ
ィルタ係数計算部（フィルタ係数計算手段）である。図
８に示すクラッタ抑圧フィルタ７ｂ−ｉにおいて、４１
はＰＲＩだけ信号を遅延させる遅延器であり、Ｎ_s ×
（Ｌ−１）個の遅延器４１はタップ数ＬのＮ_s 本のタッ
プ付き遅延線回路を構成する。４２は係数ｈ（ｋ，ｌ
（エル），ｎ）（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ、Ｋはレンジ
ビン数、またはレンジゲート数、ｌ（エル）＝０，１，
・・・，Ｌ−１、ｎ＝１，２，・・・，Ｎ_s ）を乗ずる
乗算器であり、４３は初段の乗算器４２または前段の加
算器４３の出力と乗算器４２の出力とを加算する加算器
であり、４４は最終段のＮ_s 個の加算器４３の出力の総
和を演算する加算器である。

【０１２８】図７に戻り、５ｂはＩ個のクラッタ抑圧フ
ィルタ７ｂ−１〜７ｂ−ＩのＩ本の出力信号の干渉波成
分を抑圧するための荷重係数を計算し、そのＩ本の受信
信号に荷重係数を乗じ、それらの信号を合成するアダプ
ティブアレー（干渉波成分抑圧手段）である。

【０１２９】図９のアダプティブアレー５ｂは、図２の
アダプティブアレー５ａと同様に、一例としてサイドロ
ーブキャンセラと同様な動作を行うエレメントスペース
構成のパーシャリアダプティブアレーとして構成されて
いる。

【０１３０】図９において、５１はアンテナパターンの
主ビームを目標の方向に向けるための係数値ａ₁ ，ａ
₂ ，・・・，ａ_I を、クラッタ抑圧フィルタ７ｂ−１〜
７ｂ−ＩのＩ本の出力信号のそれぞれに乗ずる荷重係数
器であり、５２は荷重係数器５１のＩ本の出力信号を合
成する合成器である。

【０１３１】５３は干渉波の入射方向にアンテナパター
ンの零点を向けるための係数値ｗ₁，ｗ₂ ，・・・，ｗ_B
を、クラッタ抑圧フィルタ７ｂ−１〜７ｂ−ＩのＩ本
の出力信号のうちのＢ本にそれぞれに乗ずる適応荷重係
数器である。なお、図９においてはクラッタ抑圧フィル
タ７ｂ−１〜７ｂ−ＩのＩ本の出力信号のうちの第２番
目から第（Ｉ−１）番目までの信号が選択されている
が、第１番目の信号や第Ｉ番目の信号が必要に応じて含
まれるようにしても勿論よい。また、もっと少なくして
もよいが、少なくとも入射する干渉波の数以上選択する
必要がある。５４は適応荷重係数器５３のＢ本の出力信
号を合成する合成器である。５５は合成器５２の出力信
号から合成器５４の出力信号を減算する減算器である。

【０１３２】５６はクラッタ抑圧フィルタ７ｂ−１〜７
ｂ−ＩのＩ本の出力信号のうちの上記Ｂ本の信号および
合成器５２の出力信号に基づいて、干渉波の入射方向に
アンテナパターンの零点を向けるための係数値ｗ₁ ，ｗ
₂ ，・・・，ｗ_B を適応的に計算し、適応荷重係数器５
３に供給する荷重係数制御部である。

【０１３３】なお、図９のアダプティブアレー５ｂは、
一例としてサイドローブキャンセラと同様な動作を行う
エレメントスペース構成のパーシャリアダプティブアレ
ーとして構成されているが、これに限定されるものでは
ない。例えばビームスペース構成としてもよい。アダプ
ティブアレー５ｂにおける適応アルゴリズムは特に限定
されるものではない。

【０１３４】なお、図７におけるその他の構成要素につ
いては実施の形態１によるもの（図１）と同様であるの
でその説明を省略する。

【０１３５】次に動作について説明する。アレーアンテ
ナ１１、受信機２−１〜２−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器３−１〜
３−Ｎおよびサブアレー選択器４は実施の形態１と同様
に動作する。サブアレー選択器４はグレーティングロー
ブが発生せず、各サブアレー信号として選択されるＮ_s
本の受信信号の素子番号の間隔パターンがすべてのサブ
アレー信号において同一になるように、Ｎ_s 本の受信信
号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）を１組のサブアレー信号ｘ_i （ｋ，
ｍ）として選択する。実施の形態１とは異なり、このと
きサブアレー信号間の位相中心間隔は同一でなくてもよ
い。

【０１３６】サブアレー信号Ｘ_i （ｉ＝１，２，・・
・，Ｉ）は同一のフィルタ係数を有するクラッタ抑圧フ
ィルタ７ｂ−ｉにそれぞれ供給される。クラッタ抑圧フ
ィルタ７ｂ−１〜７ｂ−Ｉはそれぞれ実施の形態１のク
ラッタ抑圧フィルタ７ａと同様にクラッタ抑圧処理を行
い、出力信号ｙ_b （ｋ，ｍ，１）〜ｙ_b （ｋ，ｍ，Ｉ）
をそれぞれアダプティブアレー５ｂに供給する。クラッ
タ抑圧フィルタ７ｂ−ｉの出力信号は式（５１）に示す
ようになる。

【数５１】

【０１３７】なお、フィルタ係数計算部８の動作は、フ
ィルタ係数の数が異なるものの実施の形態１によるもの
と同様であるのでその説明を省略する。

【０１３８】クラッタ抑圧フィルタ７ｂ−ｉの出力信号
ｙ_b （ｋ，ｍ，ｉ）（ｉ＝１，２，・・・，Ｉ）では、
クラッタ成分が既に抑圧されているが干渉波成分はまだ
含まれている。そこで、次にアダプティブアレー５ｂに
よりクラッタ抑圧フィルタ７ｂ−１〜７ｂ−Ｉの出力信
号ｙ_b （ｋ，ｍ，１）〜ｙ_b （ｋ，ｍ，Ｉ）に含まれる
干渉波成分を抑圧する。

【０１３９】アダプティブアレー５ｂは実施の形態１の
アダプティブアレー５ａと同様に動作し、信号処理装置
の出力信号を出力する。この信号処理装置の出力信号ｚ
_b （ｋ，ｍ）は式（５２）のようになる。

【数５２】 ここでＢは適応荷重係数器５３に入力される信号数であ
り、ｉ_n は適応荷重係数器２３に入力される信号の番号
である。

【０１４０】信号処理装置の出力信号ｚ_b （ｋ，ｍ）は
レンジおよびヒットに関する信号であり、干渉波成分お
よびクラッタ成分の抑圧された信号となっており、この
信号に基づいて目標検出処理が実行される。

【０１４１】以上のように、この実施の形態３によれ
ば、Ｎ本の受信信号のうちの所定の複数Ｎ_s 本の受信信
号の組をサブアレー信号としてそれぞれ選択し、サブア
レー信号毎にまずクラッタ成分の抑圧を実行し、その処
理後の信号に対して干渉波成分の抑圧を実行するように
し、干渉波成分の抑圧のためにのみアダプティブアレー
を使用するようにしたので、アダプティブアレーにおい
て適応的に設定されるフィルタ係数の数が素子アンテナ
数Ｎより少なく、サブアレー信号の組数と同数程度の荷
重係数を制御すればよいため、素子アンテナ数が増えた
場合でもフィルタ係数の制御に要する時間が短くて済
み、迅速に不要エコー信号を適切に抑圧することができ
るという効果が得られる。

【０１４２】また、この発明は、適応的に設定するフィ
ルタ係数がアダプティブアレーにおけるものだけとな
り、空間に関するフィルタ係数だけであるので、適応ア
ルゴリズムにＬＭＳアルゴリズムなどの反復計算型のア
ルゴリズムを用いた場合に反復計算の収束が速いという
効果が得られる。

【０１４３】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、Ｎ本
の受信信号からサブアレー信号毎に所定の複数Ｎ_s 本の
受信信号を選択して複数組のサブアレー信号を生成し、
各サブアレー信号を構成するＮ_s 本の受信信号に基づい
て、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に設
定し、Ｎ_s 本の受信信号に荷重係数を乗じた信号を各サ
ブアレー信号毎に合成し、それぞれ荷重係数を乗じて合
成され生成された複数の信号のクラッタ成分を抑圧する
ように構成したので、サブアレー信号を構成する信号の
数Ｎ_s と同数程度の荷重係数を適応的に制御すればよ
く、素子アンテナ数が増えた場合でもフィルタ係数の制
御に要する時間が短くて済み、迅速に不要エコー信号を
適切に抑圧することができるという効果がある。

【０１４４】また、この発明は、適応的に設定するフィ
ルタ係数が空間に関する荷重係数だけであるので、適応
アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズムのような荷重係数を
逐次更新する反復計算型のアルゴリズムを用いた場合に
反復計算の収束が速いという効果がある。

【０１４５】この発明によれば、複数の干渉波成分抑圧
手段のうちの１つの干渉波成分抑圧手段により、複数組
のサブアレー信号のうちの１つを構成するＮ_s 本の受信
信号に基づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数
を適応的に計算し、残りの干渉波成分抑圧手段に供給す
るとともに、Ｎ_s 本の受信信号に荷重係数を乗じた信号
を合成し、残りの各干渉波成分抑圧手段により、複数組
のサブアレー信号のうちの残りの各サブアレー信号を構
成するＮ_s 本の受信信号に前記１つの干渉波成分抑圧手
段より供給された荷重係数を乗じた信号をそれぞれ合成
するように構成したので、１つの干渉波成分抑圧手段の
みが適応計算を実行すればよいので、残りの干渉波成分
抑圧手段の回路規模を低減することができるという効果
がある。

【０１４６】この発明によれば、Ｎ個の素子アンテナが
移動物体の移動方向と平行な一直線上で等間隔に配置さ
れる場合、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔も
しくは素子アンテナ間隔、移動物体の速さおよびパルス
繰返し周期に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面
におけるクラッタ成分を抑圧するように構成したので、
受信信号に依存した適応的な計算をすることなくクラッ
タ成分を抑圧することができるという効果がある。

【０１４７】この発明によれば、レンジアンビギュイテ
ィがない場合、クラッタの入射する角度範囲に応じてク
ラッタ成分を抑圧するクラッタ成分抑圧手段の阻止帯域
を設定するように構成したので、クラッタ成分の抑圧に
おいて目標信号を抑圧してしまう可能性を低減すること
ができるという効果がある。

【０１４８】この発明によれば、複数組のサブアレー信
号間の位相中心間隔もしくは素子アンテナ間隔、移動物
体の速さおよびパルス繰返し周期に基づいてドップラ周
波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する
２次元ＦＩＲディジタルフィルタのフィルタ係数を計算
するフィルタ係数計算手段を備え、クラッタ成分抑圧手
段を、フィルタ係数計算手段により計算されたフィルタ
係数を持つ２次元ＦＩＲディジタルフィルタとしたの
で、受信信号に依存した適応的な計算をすることなくク
ラッタ成分を抑圧することができる効果がある。加え
て、移動物体の速さなどのパラメータの値が変化した場
合にクラッタ成分抑圧手段の特性を適宜変更することが
できるという効果がある。

【０１４９】この発明によれば、Ｎ個の素子アンテナが
移動物体の移動方向と垂直な一直線上で等間隔に配置さ
れる場合、受信信号の波長、複数組のサブアレー信号間
の位相中心間隔もしくは素子アンテナ間隔、移動物体の
速さ、パルス繰返し周期、素子アンテナの高度およびク
ラッタ反射源までの距離に基づいてドップラ周波数−空
間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧するように構
成したので、受信信号に依存した適応的な計算をするこ
となくクラッタ成分を抑圧することができるという効果
がある。

【０１５０】この発明によれば、受信信号の波長、複数
組のサブアレー信号間の位相中心間隔もしくは素子アン
テナ間隔、移動物体の速さ、パルス繰返し周期、素子ア
ンテナの高度およびクラッタ反射源までの距離に基づい
てドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成
分を抑圧する２次元ＦＩＲディジタルフィルタのフィル
タ係数を計算するフィルタ係数計算手段を備え、クラッ
タ成分抑圧手段を、フィルタ係数計算手段により計算さ
れたフィルタ係数を持つ２次元ＦＩＲディジタルフィル
タとしたので、受信信号に依存した適応的な計算をする
ことなくクラッタ成分を抑圧することができる効果があ
る。加えて、移動物体の速さなどのパラメータの値が変
化した場合にクラッタ成分抑圧手段の特性を適宜変更す
ることができるという効果がある。

【０１５１】この発明によれば、Ｎ本の受信信号からサ
ブアレー信号毎に所定の複数Ｎ_s 本の受信信号を選択し
て複数組のサブアレー信号を生成し、サブアレー信号毎
にクラッタ成分をそれぞれ抑圧し、サブアレー信号毎に
それぞれクラッタ成分を抑圧して生成した複数の信号に
基づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応
的に計算し、その複数の信号に荷重係数を乗じた信号を
合成するように構成したので、サブアレー信号の組数と
同数程度の荷重係数を適応的に制御すればよく、素子ア
ンテナ数が増えた場合でも荷重係数の制御に要する時間
が短くて済み、迅速に不要エコー信号を適切に抑圧する
ことができるという効果がある。

【０１５２】また、この発明は、適応的に設定するフィ
ルタ係数が空間に関するフィルタ係数だけであるので、
適応アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズムのような荷重係
数を逐次更新する反復計算型のアルゴリズムを用いた場
合に反復計算の収束が速いという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１による信号処理装置
の構成を示すブロック図である。

【図２】 図１のアダプティブアレーの構成を示すブロ
ック図である。

【図３】 図１の重み付け合成器の構成を示すブロック
図である。

【図４】 図１のクラッタ抑圧フィルタの構成を示すブ
ロック図である。

【図５】 クラッタ抑圧フィルタの所望特性を示す図で
ある。

【図６】 実施の形態２により設計すべきフィルタの所
望特性を示す図である。

【図７】 この発明の実施の形態３による信号処理装置
の構成を示すブロック図である。

【図８】 図７のクラッタ抑圧フィルタの構成を示すブ
ロック図である。

【図９】 図７のアダプティブアレーの構成を示すブロ
ック図である。

【図１０】 等間隔ｄで直線上に配置された複数の素子
アンテナからなるアレーアンテナを示す図である。

【図１１】 受信した目標信号の２次元フーリエ変換Ｙ
_T（Ｆ₁ ，Ｆ₂ ；ｋ₀）の振幅を示す図である。

【図１２】 受信した干渉波の２次元フーリエ変換Ｙ_J
（Ｆ₁ ，Ｆ₂ ；ｋ₀）の振幅を示す図である。

【図１３】 アレーアンテナの存在する空間の座標系を
示す図である。

【図１４】 グランドクラッタの２次元スペクトルを示
す図である。

【図１５】 異なるレンジビンｋ₁ ，ｋ₂ ，ｋ₃ に対す
るグランドクラッタの２次元スペクトルの分布を示す図
である。

【図１６】 従来の信号処理装置を示すブロック図であ
る。

【符号の説明】

４ サブアレー選択器（サブアレー信号選択手段）、５
ａ，５ｂ アダプティブアレー（干渉波成分抑圧手
段）、６−１〜６−（Ｉ−１） 重み付け合成器（干渉
波成分抑圧手段）、７ａ，７ｂ−１〜７ｂ−Ｉ クラッ
タ抑圧フィルタ（クラッタ成分抑圧手段）、８ フィル
タ係数計算部（フィルタ係数計算手段）。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J021 AA07 AA11 DB01 FA28 FA29 FA32 GA05 HA04 HA08 JA09 5J070 AB01 AC02 AD08 AE20 AF06 AH04 AH08 AH10 AH31 AH35 AH39 AJ10 AK16 AK21 AK35 BA01

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 移動物体に搭載され、一直線上で等間隔
   に配置された複数Ｎ個の素子アンテナを介して受信され
   たＮ本の受信信号に含まれる不要信号成分を抑圧する信
   号処理装置において、 前記Ｎ本の受信信号からサブアレー信号毎に所定の複数
   Ｎ_s 本の前記受信信号を選択して複数組のサブアレー信
   号を生成するサブアレー信号選択手段と、 各サブアレー信号を構成する前記Ｎ_s 本の受信信号に基
   づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的
   に設定し、前記Ｎ_s 本の受信信号に前記荷重係数を乗じ
   た信号を各サブアレー信号毎に合成する複数の干渉波成
   分抑圧手段と、 前記複数の干渉波成分抑圧手段により演算された複数の
   信号のクラッタ成分を抑圧するクラッタ成分抑圧手段と
   を備えることを特徴とする信号処理装置。
2. 【請求項２】 複数の干渉波成分抑圧手段のうちの１つ
   の前記干渉波成分抑圧手段は、複数組のサブアレー信号
   のうちの１つを構成するＮ_s 本の受信信号に基づいて、
   干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に計算
   し、残りの前記干渉波成分抑圧手段に供給するととも
   に、前記Ｎ_s 本の受信信号に前記荷重係数を乗じた信号
   を合成し、 残りの各干渉波成分抑圧手段は、前記複数組のサブアレ
   ー信号のうちの残りの各サブアレー信号を構成するＮ_s
   本の受信信号に前記１つの干渉波成分抑圧手段より供給
   された前記荷重係数を乗じた信号をそれぞれ合成するこ
   とを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
3. 【請求項３】 クラッタ成分抑圧手段は、Ｎ個の素子ア
   ンテナが移動物体の移動方向と平行な一直線上で等間隔
   に配置される場合、複数組のサブアレー信号間の位相中
   心間隔、前記移動物体の速さおよびパルス繰返し周期に
   基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラ
   ッタ成分を抑圧することを特徴とする請求項１または請
   求項２記載の信号処理装置。
4. 【請求項４】 クラッタ成分抑圧手段は、レンジアンビ
   ギュイティがない場合、クラッタの入射する角度範囲に
   応じてクラッタ成分を抑圧する阻止帯域を設定すること
   を特徴とする請求項３記載の信号処理装置。
5. 【請求項５】 複数組のサブアレー信号間の位相中心間
   隔、移動物体の速さおよびパルス繰返し周期に基づいて
   ドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分
   を抑圧する２次元ＦＩＲディジタルフィルタのフィルタ
   係数を計算するフィルタ係数計算手段を備え、 クラッタ成分抑圧手段は、前記フィルタ係数計算手段に
   より計算されたフィルタ係数を持つ２次元ＦＩＲディジ
   タルフィルタであることを特徴とする請求項３記載の信
   号処理装置。
6. 【請求項６】 クラッタ成分抑圧手段は、Ｎ個の素子ア
   ンテナが移動物体の移動方向と垂直な一直線上で等間隔
   に配置される場合、受信信号の波長、複数組のサブアレ
   ー信号間の位相中心間隔、前記移動物体の速さ、パルス
   繰返し周期、前記素子アンテナの高度およびクラッタ反
   射源までの距離に基づいてドップラ周波数−空間周波数
   平面におけるクラッタ成分を抑圧することを特徴とする
   請求項１または請求項２記載の信号処理装置。
7. 【請求項７】 受信信号の波長、複数組のサブアレー信
   号間の位相中心間隔、移動物体の速さ、パルス繰返し周
   期、素子アンテナの高度およびクラッタ反射源までの距
   離に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面における
   クラッタ成分を抑圧する２次元ＦＩＲディジタルフィル
   タのフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段を備
   え、 クラッタ成分抑圧手段は、前記フィルタ係数計算手段に
   より計算されたフィルタ係数を持つ２次元ＦＩＲディジ
   タルフィルタであることを特徴とする請求項６記載の信
   号処理装置。
8. 【請求項８】 クラッタ成分抑圧手段は、レンジビン毎
   にクラッタ成分を抑圧することを特徴とする請求項１か
   ら請求項７のうちのいずれか１項記載の信号処理装置。
9. 【請求項９】 移動物体に搭載され、一直線上で等間隔
   に配置された複数Ｎ個の素子アンテナを介して受信され
   たＮ本の受信信号に含まれる不要信号成分を抑圧する信
   号処理方法において、 前記Ｎ本の受信信号からサブアレー信号毎に所定の複数
   Ｎ_s 本の前記受信信号を選択して複数組のサブアレー信
   号を生成するステップと、 各サブアレー信号を構成する前記Ｎ_s 本の受信信号に基
   づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的
   に設定し、前記Ｎ_s 本の受信信号に前記荷重係数を乗じ
   た信号を各サブアレー信号毎に合成するステップと、 それぞれ荷重係数を乗じて合成され生成された複数の信
   号のクラッタ成分を抑圧するステップとを備えることを
   特徴とする信号処理方法。
10. 【請求項１０】 移動物体に搭載され、一直線上で等間
    隔に配置された複数Ｎ個の素子アンテナを介して受信さ
    れたＮ本の受信信号に含まれる不要信号成分を抑圧する
    信号処理装置において、 前記Ｎ本の受信信号からサブアレー信号毎に所定の複数
    Ｎ_s 本の前記受信信号を選択して複数組のサブアレー信
    号を生成するサブアレー信号選択手段と、 各サブアレー信号を構成する前記Ｎ_s 本の受信信号のク
    ラッタ成分をそれぞれ抑圧する複数のクラッタ成分抑圧
    手段と、 前記複数のクラッタ成分抑圧手段によりそれぞれクラッ
    タ成分を抑圧された複数の信号に基づいて、干渉波成分
    を抑圧するための荷重係数を適応的に計算し、その複数
    の信号に前記荷重係数を乗じた信号を合成する干渉波成
    分抑圧手段とを備えることを特徴とする信号処理装置。
11. 【請求項１１】 各クラッタ成分抑圧手段は、Ｎ個の素
    子アンテナが移動物体の移動方向と平行な一直線上で等
    間隔に配置される場合、複数組のサブアレー信号間の位
    相中心間隔、前記移動物体の速さおよびパルス繰返し周
    期に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面における
    クラッタ成分を抑圧することを特徴とする請求項１０記
    載の信号処理装置。
12. 【請求項１２】 複数組のサブアレー信号間の位相中心
    間隔、移動物体の速さおよびパルス繰返し周期に基づい
    てドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成
    分を抑圧する２次元ＦＩＲディジタルフィルタのフィル
    タ係数を計算するフィルタ係数計算手段を備え、 各クラッタ成分抑圧手段は、前記フィルタ係数計算手段
    により計算されたフィルタ係数を持つ２次元ＦＩＲディ
    ジタルフィルタであることを特徴とする請求項１１記載
    の信号処理装置。
13. 【請求項１３】 各クラッタ成分抑圧手段は、Ｎ個の素
    子アンテナが移動物体の移動方向と垂直な一直線上で等
    間隔に配置される場合、受信信号の波長、複数組のサブ
    アレー信号間の位相中心間隔、前記移動物体の速さ、パ
    ルス繰返し周期、前記素子アンテナの高度およびクラッ
    タ反射源までの距離に基づいてドップラ周波数−空間周
    波数平面におけるクラッタ成分を抑圧することを特徴と
    する請求項１２記載の信号処理装置。
14. 【請求項１４】 受信信号の波長、複数組のサブアレー
    信号間の位相中心間隔、移動物体の速さ、パルス繰返し
    周期、素子アンテナの高度およびクラッタ反射源までの
    距離に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけ
    るクラッタ成分を抑圧する２次元ＦＩＲディジタルフィ
    ルタのフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段を
    備え、 各クラッタ成分抑圧手段は、前記フィルタ係数計算手段
    により計算されたフィルタ係数を持つ２次元ＦＩＲディ
    ジタルフィルタであることを特徴とする請求項１３記載
    の信号処理装置。
15. 【請求項１５】 クラッタ成分抑圧手段は、レンジビン
    毎にクラッタ成分を抑圧することを特徴とする請求項１
    ０から請求項１４のうちのいずれか１項記載の信号処理
    装置。
16. 【請求項１６】 移動物体に搭載され、一直線上で等間
    隔に配置された複数Ｎ個の素子アンテナを介して受信さ
    れたＮ本の受信信号に含まれる不要信号成分を抑圧する
    信号処理方法において、 前記Ｎ本の受信信号からサブアレー信号毎に所定の複数
    Ｎ_s 本の前記受信信号を選択して複数組のサブアレー信
    号を生成するステップと、 サブアレー信号毎にクラッタ成分をそれぞれ抑圧するス
    テップと、 前記サブアレー信号毎にそれぞれクラッタ成分を抑圧し
    て生成した複数の信号に基づいて、干渉波成分を抑圧す
    るための荷重係数を適応的に計算し、その複数の信号に
    前記荷重係数を乗じた信号を合成するステップとを備え
    ることを特徴とする信号処理方法。