JPH05180926A - レーダ装置 - Google Patents
レーダ装置Info
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- JPH05180926A JPH05180926A JP3347290A JP34729091A JPH05180926A JP H05180926 A JPH05180926 A JP H05180926A JP 3347290 A JP3347290 A JP 3347290A JP 34729091 A JP34729091 A JP 34729091A JP H05180926 A JPH05180926 A JP H05180926A
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- frequency
- band
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 複数のアンテナ面から成るレーダ装置におい
て、他のアンテナ面からの干渉波を抑圧し、同時に複数
のアンテナ面を活用した送受信を可能とする。 【構成】 複数のアンテナ面からなる送受信アンテナ２
と、各アンテナ面毎に設けられた送受信手段１、３と、
各送受信手段に対し、送信信号の中心周波数ｆ1、ｆ
2 、…、ｆn 及びＡ／Ｄ変換器２１のサンプリング周波
数ｆs を設定する周波数制御手段２０と、高速フーリエ
変換手段１２、加重手段２２、複素乗算手段１５、参照
信号発生手段１４、高速逆フーリエ変換手段１６及び振
幅検波器１７とから成るパルス圧縮手段４とで構成され
るレーダ装置。 【効果】 周波数制御手段２０により、各アンテナ面か
ら送信する信号の中心周波数ｆn 及びＡ／Ｄコンバータ
２１のサンプリング周波数ｆs を選定することにより、
所望波と干渉波を周波数差で分離し、干渉波を抑圧でき
る。
て、他のアンテナ面からの干渉波を抑圧し、同時に複数
のアンテナ面を活用した送受信を可能とする。 【構成】 複数のアンテナ面からなる送受信アンテナ２
と、各アンテナ面毎に設けられた送受信手段１、３と、
各送受信手段に対し、送信信号の中心周波数ｆ1、ｆ
2 、…、ｆn 及びＡ／Ｄ変換器２１のサンプリング周波
数ｆs を設定する周波数制御手段２０と、高速フーリエ
変換手段１２、加重手段２２、複素乗算手段１５、参照
信号発生手段１４、高速逆フーリエ変換手段１６及び振
幅検波器１７とから成るパルス圧縮手段４とで構成され
るレーダ装置。 【効果】 周波数制御手段２０により、各アンテナ面か
ら送信する信号の中心周波数ｆn 及びＡ／Ｄコンバータ
２１のサンプリング周波数ｆs を選定することにより、
所望波と干渉波を周波数差で分離し、干渉波を抑圧でき
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、複数のアンテナ面に
より構成されたレーダ装置に関し、たとえば、アンテナ
面間の干渉の影響を低減する干渉波抑圧方式に関するも
のである。
より構成されたレーダ装置に関し、たとえば、アンテナ
面間の干渉の影響を低減する干渉波抑圧方式に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】図１３は、例えば、Ｅｌｉ Ｂｒｏｏｋ
ｎｅｒ 編「ＡＳＰＥＣＴＳ ＯＦＭＯＤＥＲＮ ＲＡ
ＤＡＲ」，Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ，１９８８年に開
示された従来の４面アンテナを用いたレーダ装置（型式
番号ＡＮ／ＳＰＹ−１Ａ）の構成品を示す図であり、１
は送信機、２はアンテナ、３は受信機、４はパルス圧縮
手段、５は表示器を表す。説明を容易にするため、より
詳細な構成図を図１４に示し、以下、図に従ってその動
作を説明する。各アンテナ面毎の動作は同一であるの
で、以下ではアンテナ面１面当たりの装置の動作につい
て説明する。
ｎｅｒ 編「ＡＳＰＥＣＴＳ ＯＦＭＯＤＥＲＮ ＲＡ
ＤＡＲ」，Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ，１９８８年に開
示された従来の４面アンテナを用いたレーダ装置（型式
番号ＡＮ／ＳＰＹ−１Ａ）の構成品を示す図であり、１
は送信機、２はアンテナ、３は受信機、４はパルス圧縮
手段、５は表示器を表す。説明を容易にするため、より
詳細な構成図を図１４に示し、以下、図に従ってその動
作を説明する。各アンテナ面毎の動作は同一であるの
で、以下ではアンテナ面１面当たりの装置の動作につい
て説明する。
【０００３】送信機１は、チャープ信号発生器６、パル
ス変調器７及びバンドパスフィルタ８で構成される。ま
ずチャープ信号発生器６により、所望の中心周波数及び
帯域幅のチャープ信号が生成され、パルス変調器７によ
りパルス変調され、バンドパスフィルタ８により所望の
帯域幅に帯域制限された後、送受切換器９を経てアンテ
ナ２より送信信号として目標に向け放射される。この送
信信号の一部が目標で反射され、再びアンテナ２で受信
され、受信信号となる。この受信信号は、送受切換器９
を経てバンドパスフィルタ８、位相検波器１０、Ａ／Ｄ
変換器１１で構成された受信機に入力され、雑音並びに
不要波の低減のためバンドパスフィルタ８で所望の帯域
幅Ｂに帯域制限した後、位相検波器１０によりベースバ
ンドの複素ビデオ信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器１２に
よりディジタル信号に変換される。このとき、所要演算
量の観点からＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数ｆs
は、Ｂとほぼ等しく設定されるのが一般的である。
ス変調器７及びバンドパスフィルタ８で構成される。ま
ずチャープ信号発生器６により、所望の中心周波数及び
帯域幅のチャープ信号が生成され、パルス変調器７によ
りパルス変調され、バンドパスフィルタ８により所望の
帯域幅に帯域制限された後、送受切換器９を経てアンテ
ナ２より送信信号として目標に向け放射される。この送
信信号の一部が目標で反射され、再びアンテナ２で受信
され、受信信号となる。この受信信号は、送受切換器９
を経てバンドパスフィルタ８、位相検波器１０、Ａ／Ｄ
変換器１１で構成された受信機に入力され、雑音並びに
不要波の低減のためバンドパスフィルタ８で所望の帯域
幅Ｂに帯域制限した後、位相検波器１０によりベースバ
ンドの複素ビデオ信号に変換され、Ａ／Ｄ変換器１２に
よりディジタル信号に変換される。このとき、所要演算
量の観点からＡ／Ｄ変換器のサンプリング周波数ｆs
は、Ｂとほぼ等しく設定されるのが一般的である。
【０００４】受信機３より出力されたディジタル信号
は、パルス圧縮手段４において、そのパルス幅が約１／
Ｂにまで圧縮され、振幅検出器１７により圧縮後の複素
信号の電力に比例した信号に変換された後、表示器５上
に表示される。一般に、パルス圧縮手段４を高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）手段１２、レンジサイドローブ抑圧の
ための加重手段１３、参照信号発生器１４、複素乗算器
１５、高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）手段１６及び振幅
検波器（ＭＤＴ）１７とで構成することにより、パルス
圧縮における相関処理に必要なたたみ込み積分をＦＦ
Ｔ、ＩＦＦＴ、複素乗算に置き換え、積和演算の回数を
Ｍ2 のオーダからＭｌｏｇ2 Ｍのオーダへと低減する。
は、パルス圧縮手段４において、そのパルス幅が約１／
Ｂにまで圧縮され、振幅検出器１７により圧縮後の複素
信号の電力に比例した信号に変換された後、表示器５上
に表示される。一般に、パルス圧縮手段４を高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）手段１２、レンジサイドローブ抑圧の
ための加重手段１３、参照信号発生器１４、複素乗算器
１５、高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）手段１６及び振幅
検波器（ＭＤＴ）１７とで構成することにより、パルス
圧縮における相関処理に必要なたたみ込み積分をＦＦ
Ｔ、ＩＦＦＴ、複素乗算に置き換え、積和演算の回数を
Ｍ2 のオーダからＭｌｏｇ2 Ｍのオーダへと低減する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来のレーダ装置は以
上のように構成されているので、例えば、４つのアンテ
ナ面に接続された送受信機を同時に使用しようとする
と、図１５に示すように、各アンテナ面毎に使用する送
信信号の周波数を変えて、同一帯域に重ならないように
周波数を選定し、前記バンドパスフィルタ８により、各
アンテナ面毎に許可された帯域外の成分を完全に除去す
る必要があった。
上のように構成されているので、例えば、４つのアンテ
ナ面に接続された送受信機を同時に使用しようとする
と、図１５に示すように、各アンテナ面毎に使用する送
信信号の周波数を変えて、同一帯域に重ならないように
周波数を選定し、前記バンドパスフィルタ８により、各
アンテナ面毎に許可された帯域外の成分を完全に除去す
る必要があった。
【０００６】しかしながら、通過帯域外の周波数成分を
完全に除去可能なバンドパスフィルタの実現は困難であ
り、このバンドパスフィルタに漏れがある場合、他のア
ンテナ面から放射された送信信号の反射波が干渉波とし
て受信機３に混入する。また、Ａ／Ｄ変換器１１のサン
プリングにより図１６に示すように、サンプリング周期
Ｔで、実線で示すような周波数を持つ信号をサンプリン
グしても、破線で示すような周波数の信号として判定さ
れてしまう現象（以下、これを折り返しという）が生じ
る。すなわち、高周波信号を低周波信号と誤って認識す
るため、図１５に示したアンテナ１用の周波数帯域Ａに
は、周波数帯域Ｂ，Ｃ，Ｄの信号が折り返されてくる場
合がある。同様に、周波数帯域Ｂには周波数帯域Ｃ，Ｄ
の信号が折り返されてくる場合がある。このように、Ａ
／Ｄ変換器１１のサンプリングにより、折り返しが発生
するため、そのスペクトルは図１７に示すように所望の
受信信号と同じ周波数帯に現れる。これに、サイドロー
ブ抑圧のための加重ｗ（ｆ）を乗算しても、図１８に示
すようにその成分はほとんど残留するため、図のパルス
圧縮結果に示すように、パルス圧縮の前後で干渉波抑圧
効果は全く見られない。ここで、図１９はパルス圧縮比
５０（１７ｄＢ）の場合の計算例を示している。
完全に除去可能なバンドパスフィルタの実現は困難であ
り、このバンドパスフィルタに漏れがある場合、他のア
ンテナ面から放射された送信信号の反射波が干渉波とし
て受信機３に混入する。また、Ａ／Ｄ変換器１１のサン
プリングにより図１６に示すように、サンプリング周期
Ｔで、実線で示すような周波数を持つ信号をサンプリン
グしても、破線で示すような周波数の信号として判定さ
れてしまう現象（以下、これを折り返しという）が生じ
る。すなわち、高周波信号を低周波信号と誤って認識す
るため、図１５に示したアンテナ１用の周波数帯域Ａに
は、周波数帯域Ｂ，Ｃ，Ｄの信号が折り返されてくる場
合がある。同様に、周波数帯域Ｂには周波数帯域Ｃ，Ｄ
の信号が折り返されてくる場合がある。このように、Ａ
／Ｄ変換器１１のサンプリングにより、折り返しが発生
するため、そのスペクトルは図１７に示すように所望の
受信信号と同じ周波数帯に現れる。これに、サイドロー
ブ抑圧のための加重ｗ（ｆ）を乗算しても、図１８に示
すようにその成分はほとんど残留するため、図のパルス
圧縮結果に示すように、パルス圧縮の前後で干渉波抑圧
効果は全く見られない。ここで、図１９はパルス圧縮比
５０（１７ｄＢ）の場合の計算例を示している。
【０００７】以上の結果より、例えば４面のアンテナを
利用したこの種のレーダ装置の場合、他のアンテナ面か
らの干渉波を低減するため、例えば図２０に示すように
同時に送受信を行うアンテナ面を２面に制限し、かつそ
の組合せもアンテナ面１０１とアンテナ面１０３又はア
ンテナ面１０２とアンテナ面１０４という具合に制限す
る等の問題点があった。
利用したこの種のレーダ装置の場合、他のアンテナ面か
らの干渉波を低減するため、例えば図２０に示すように
同時に送受信を行うアンテナ面を２面に制限し、かつそ
の組合せもアンテナ面１０１とアンテナ面１０３又はア
ンテナ面１０２とアンテナ面１０４という具合に制限す
る等の問題点があった。
【０００８】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、他のアンテナ面からの干渉波の
残留成分をパルス圧縮処理で抑圧可能とし、同時に送受
信可能なアンテナ面数及びその組合せの自由度を増大し
たレーダ装置とこれに必要な演算量を低減することによ
って小型化可能なレーダ装置を得ることを目的とする。
ためになされたもので、他のアンテナ面からの干渉波の
残留成分をパルス圧縮処理で抑圧可能とし、同時に送受
信可能なアンテナ面数及びその組合せの自由度を増大し
たレーダ装置とこれに必要な演算量を低減することによ
って小型化可能なレーダ装置を得ることを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】第１の発明に係るレーダ
装置は、アンテナ面数と各アンテナ面より放射される送
信信号の帯域幅に基づいて、各送信信号の中心周波数ｆ
n と受信機内のＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数
ｆs を制御する周波数制御手段を備え、折り返しのない
ようにしたものである。
装置は、アンテナ面数と各アンテナ面より放射される送
信信号の帯域幅に基づいて、各送信信号の中心周波数ｆ
n と受信機内のＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数
ｆs を制御する周波数制御手段を備え、折り返しのない
ようにしたものである。
【００１０】更に、第２の発明に係るレーダ装置は干渉
波成分に対してはパルス圧縮処理は無用であるから、こ
の干渉波成分を０にする加重を加える加重手段と、この
干渉波成分を削除し、データ量をアンテナ面数分の一に
まで削減可能とするデータ量削減手段を備え、干渉波を
パルス圧縮処理の途中で抑圧可能としたものである。
波成分に対してはパルス圧縮処理は無用であるから、こ
の干渉波成分を０にする加重を加える加重手段と、この
干渉波成分を削除し、データ量をアンテナ面数分の一に
まで削減可能とするデータ量削減手段を備え、干渉波を
パルス圧縮処理の途中で抑圧可能としたものである。
【００１１】
【作用】第１の発明において、周波数制御手段は、アン
テナ面数と各アンテナ面より放射される送信信号の帯域
幅に応じて、各送信信号の中心周波数と、受信機内のＡ
／Ｄコンバータのサンプリング周波数を制御し、パルス
圧縮処理を行う際に、所望波と干渉波とが周波数領域で
互いに重ならないように分離する。
テナ面数と各アンテナ面より放射される送信信号の帯域
幅に応じて、各送信信号の中心周波数と、受信機内のＡ
／Ｄコンバータのサンプリング周波数を制御し、パルス
圧縮処理を行う際に、所望波と干渉波とが周波数領域で
互いに重ならないように分離する。
【００１２】第２の発明においては、加重手段はパルス
圧縮処理を行う際、干渉波の存在する周波数領域での加
重を０とすることによって、干渉波を抑圧する。更に、
データ量削減手装置は、加重が０となった干渉波成分を
削除することによって、出力するデータの量を入力され
たデータ量のアンテナ面数分の一に削減する。これによ
って、干渉波の抑圧とパルス圧縮を同時に行う処理に必
要な演算量を大幅に削減でき、装置を小型化する作用が
ある。
圧縮処理を行う際、干渉波の存在する周波数領域での加
重を０とすることによって、干渉波を抑圧する。更に、
データ量削減手装置は、加重が０となった干渉波成分を
削除することによって、出力するデータの量を入力され
たデータ量のアンテナ面数分の一に削減する。これによ
って、干渉波の抑圧とパルス圧縮を同時に行う処理に必
要な演算量を大幅に削減でき、装置を小型化する作用が
ある。
【００１３】
実施例１．以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図１において１は送信機、２は送受信アンテナ、
３は受信機、４はパルス圧縮手段、５は表示器、２０は
送信機１及び受信機３に必要な中心周波数ｆn 及びＡ／
Ｄコンバータ２１のサンプリング周波数ｆs を設定する
周波数制御手段である。図１において、周波数制御手段
２０及び表示器５以外の構成品はアンテナ面一面相当分
を図示している。
する。図１において１は送信機、２は送受信アンテナ、
３は受信機、４はパルス圧縮手段、５は表示器、２０は
送信機１及び受信機３に必要な中心周波数ｆn 及びＡ／
Ｄコンバータ２１のサンプリング周波数ｆs を設定する
周波数制御手段である。図１において、周波数制御手段
２０及び表示器５以外の構成品はアンテナ面一面相当分
を図示している。
【００１４】周波数制御手段２０は、アンテナ面数Ｎ及
び各アンテナ面から放射される送信信号の帯域幅Ｂに基
づき、各アンテナ面毎の送信信号の中心周波数ｆn （ｎ
＝１，２，…，Ｎ）及びＡ／Ｄコンバータ２１のサンプ
リング周波数ｆs を式（１）及び式（２）に従って決定
する。
び各アンテナ面から放射される送信信号の帯域幅Ｂに基
づき、各アンテナ面毎の送信信号の中心周波数ｆn （ｎ
＝１，２，…，Ｎ）及びＡ／Ｄコンバータ２１のサンプ
リング周波数ｆs を式（１）及び式（２）に従って決定
する。
【００１５】 ｆn ＝ｆ0 ＋（ｎ／Ｎ＋ｍ）ｆs …（１） ｎ＝１，２，…，Ｎ ｍ＝任意の整数 ｆ0 ＝任意の定数（キャリア周波数）
【００１６】 ｆs ≧ＮＢ …（２） Ｎ＝アンテナ面数 Ｂ＝各アンテナ面から放射される送信信号の帯域幅
【００１７】周波数制御手段２０より各アンテナ面の送
信機１及び受信機３に対し、そのアンテナ面の番号ｎに
従って、中心周波数ｆn （ｎ＝１，２，…，Ｎ）とサン
プリング周波数ｆs が設定される。
信機１及び受信機３に対し、そのアンテナ面の番号ｎに
従って、中心周波数ｆn （ｎ＝１，２，…，Ｎ）とサン
プリング周波数ｆs が設定される。
【００１８】送信機１では周波数制御手段２０より送ら
れる中心周波数ｆn に従って、チャープ信号発生器６及
びバンドパスフィルタ８の周波数特性を調整し、パルス
変調器７を用いて、与えられた中心周波数ｆn 、帯域幅
Ｂのチャープ変調されたパルス信号を発生する。発生し
た信号は送受切換器９を経て送受信アンテナ２より目標
へ向け放射される。
れる中心周波数ｆn に従って、チャープ信号発生器６及
びバンドパスフィルタ８の周波数特性を調整し、パルス
変調器７を用いて、与えられた中心周波数ｆn 、帯域幅
Ｂのチャープ変調されたパルス信号を発生する。発生し
た信号は送受切換器９を経て送受信アンテナ２より目標
へ向け放射される。
【００１９】目標で反射された上記パルス信号は、送受
信アンテナ２で受信され、送受切換器９を経て受信機３
に入力され、バンドパスフィルタ８により帯域制限され
た後、位相検波器１０で、検波され、チャープの中心周
波数ｆn が０となるように変換される。この後、Ａ／Ｄ
コンバータ２１によりディジタル信号に変換される。
信アンテナ２で受信され、送受切換器９を経て受信機３
に入力され、バンドパスフィルタ８により帯域制限され
た後、位相検波器１０で、検波され、チャープの中心周
波数ｆn が０となるように変換される。この後、Ａ／Ｄ
コンバータ２１によりディジタル信号に変換される。
【００２０】このとき、各アンテナ面から放射される送
信信号の中心周波数ｆn は、式（１）に示すようにアン
テナ面毎にｆs ／Ｎの整数倍異なる。
信信号の中心周波数ｆn は、式（１）に示すようにアン
テナ面毎にｆs ／Ｎの整数倍異なる。
【００２１】一方、各受信機内のＡ／Ｄコンバータのサ
ンプリング周波数ｆs は、式（２）に示すようにＮＢ以
上に選定されていることから、Ａ／Ｄ変換後の受信信号
中の所望波と他のアンテナ面から放射された送信信号の
漏れ込み及び反射波等の干渉波は周波数領域で必ず分離
可能となる。例として図２に、アンテナ面数Ｎ＝２の場
合について示し、図３に受信信号のパワースペクトルを
示す。
ンプリング周波数ｆs は、式（２）に示すようにＮＢ以
上に選定されていることから、Ａ／Ｄ変換後の受信信号
中の所望波と他のアンテナ面から放射された送信信号の
漏れ込み及び反射波等の干渉波は周波数領域で必ず分離
可能となる。例として図２に、アンテナ面数Ｎ＝２の場
合について示し、図３に受信信号のパワースペクトルを
示す。
【００２２】図２はアンテナ面数が２つある場合を示す
場合であり、式（１）において任意の整数ｍを０とし、
Ｎを２とした場合、アンテナ面１から送信される送信信
号ｆ1 はｆ0 ＋Ｂという周波数帯域を持つことになる。
またアンテナ面２から放射される送信信号ｆ2 はｆ0 ＋
２Ｂという帯域を持つ信号となる。またサンプリング周
波数ｆs は２Ｂに等しいものとしている。図に示すよう
にアンテナ面１用の周波数帯域とアンテナ面２用の周波
数帯域はそれぞれ帯域Ｂを持ち隣り合わせていることに
なる。サンプリング周波数ｆs はこの２つの帯域をカバ
ーしているため、アンテナ面２の周波数帯域からの信号
がアンテナ面１用の周波数帯域の信号に折り返しすると
いう現象が発生しない。
場合であり、式（１）において任意の整数ｍを０とし、
Ｎを２とした場合、アンテナ面１から送信される送信信
号ｆ1 はｆ0 ＋Ｂという周波数帯域を持つことになる。
またアンテナ面２から放射される送信信号ｆ2 はｆ0 ＋
２Ｂという帯域を持つ信号となる。またサンプリング周
波数ｆs は２Ｂに等しいものとしている。図に示すよう
にアンテナ面１用の周波数帯域とアンテナ面２用の周波
数帯域はそれぞれ帯域Ｂを持ち隣り合わせていることに
なる。サンプリング周波数ｆs はこの２つの帯域をカバ
ーしているため、アンテナ面２の周波数帯域からの信号
がアンテナ面１用の周波数帯域の信号に折り返しすると
いう現象が発生しない。
【００２３】図３は受信信号のパワースペクトルを示す
図であり、アンテナ面１を中心にして考えた場合のパワ
ースペクトル図である。アンテナ面１用の周波数帯域は
０を中心として−Ｂ／２から＋Ｂ／２までの領域を所望
波としておりそれ以外の領域を干渉波、すなわち不要波
としている。
図であり、アンテナ面１を中心にして考えた場合のパワ
ースペクトル図である。アンテナ面１用の周波数帯域は
０を中心として−Ｂ／２から＋Ｂ／２までの領域を所望
波としておりそれ以外の領域を干渉波、すなわち不要波
としている。
【００２４】次に図４について説明する。図２、図３の
場合は、アンテナ面数を２とし、式（１）の任意の整数
ｍを０とした場合を示したが、図４においてはこの任意
の整数ｍを０から２までに変化させた場合を示してい
る。ｍ＝０の場合は図２に示した状態と同じであり、ｍ
＝１の場合はアンテナ面１用の中心周波数ｆ1 はｆ0 ＋
３Ｂとなり、アンテナ面２用の中心周波数ｆ2 はｆ0 ＋
４Ｂとなる。同様にｍ＝２の場合にはｆ1 ＝ｆ0 ＋５
Ｂ、ｆ2 ＝ｆ0 ＋６Ｂとなる。これを図に表すと図４の
ようにｍを一つづつ変化させることにより周波数帯域が
２Ｂづつ高周波部分にシフトしていくことが判る。
場合は、アンテナ面数を２とし、式（１）の任意の整数
ｍを０とした場合を示したが、図４においてはこの任意
の整数ｍを０から２までに変化させた場合を示してい
る。ｍ＝０の場合は図２に示した状態と同じであり、ｍ
＝１の場合はアンテナ面１用の中心周波数ｆ1 はｆ0 ＋
３Ｂとなり、アンテナ面２用の中心周波数ｆ2 はｆ0 ＋
４Ｂとなる。同様にｍ＝２の場合にはｆ1 ＝ｆ0 ＋５
Ｂ、ｆ2 ＝ｆ0 ＋６Ｂとなる。これを図に表すと図４の
ようにｍを一つづつ変化させることにより周波数帯域が
２Ｂづつ高周波部分にシフトしていくことが判る。
【００２５】次に、図５を用いてアンテナ面が３の場合
を示す。アンテナ面が３つある場合にはそれぞれの中心
周波数はｆ1 ＝ｆ0 ＋Ｂ、ｆ2 ＝ｆ0 ＋２Ｂ、ｆ3 ＝ｆ
0 ＋３Ｂとなり、図に示すようにアンテナ面１からアン
テナ面３まで帯域周波数幅Ｂの幅を持ちながら隣り合わ
せて並んでいる。また、サンプリング周波数ｆs は３Ｂ
となり、このサンプリング周波数を用いて前記アンテナ
面１からアンテナ面３までの３つの帯域をサンプリング
するため、アンテナ面２あるいはアンテナ面３からの折
り返しがアンテナ面１に発生することはない。同様に、
アンテナ面３からアンテナ面２の帯域に対して折り返し
が発生することがなくなる。
を示す。アンテナ面が３つある場合にはそれぞれの中心
周波数はｆ1 ＝ｆ0 ＋Ｂ、ｆ2 ＝ｆ0 ＋２Ｂ、ｆ3 ＝ｆ
0 ＋３Ｂとなり、図に示すようにアンテナ面１からアン
テナ面３まで帯域周波数幅Ｂの幅を持ちながら隣り合わ
せて並んでいる。また、サンプリング周波数ｆs は３Ｂ
となり、このサンプリング周波数を用いて前記アンテナ
面１からアンテナ面３までの３つの帯域をサンプリング
するため、アンテナ面２あるいはアンテナ面３からの折
り返しがアンテナ面１に発生することはない。同様に、
アンテナ面３からアンテナ面２の帯域に対して折り返し
が発生することがなくなる。
【００２６】変換されたディジタル信号は、パルス圧縮
手段４に入力され、従来の装置と同様の原理に従って、
パルス圧縮処理が行われる。但し、この発明の装置では
サンプリング周波数ｆs が式（２）に示すように、所望
信号の帯域幅Ｂのアンテナ面数Ｎ倍に設定されているた
め、パルス圧縮手段４で処理する周波数帯域幅は、従来
の装置のＮ倍となっている。
手段４に入力され、従来の装置と同様の原理に従って、
パルス圧縮処理が行われる。但し、この発明の装置では
サンプリング周波数ｆs が式（２）に示すように、所望
信号の帯域幅Ｂのアンテナ面数Ｎ倍に設定されているた
め、パルス圧縮手段４で処理する周波数帯域幅は、従来
の装置のＮ倍となっている。
【００２７】パルス圧縮手段４では、ＦＦＴ手段１２に
より、ディジタル信号を周波数領域へ変換し、図６に示
すように、所望波の存在する±Ｂ／２の周波数帯域のみ
非０で、干渉波が存在する他の周波数成分に対して０の
加重ｗ（ｆ）をかける。例えば、図７に示すような干渉
波が存在する場合、この加重ｗ（ｆ）により、図８及び
図９に示すように干渉波を抑圧できる。
より、ディジタル信号を周波数領域へ変換し、図６に示
すように、所望波の存在する±Ｂ／２の周波数帯域のみ
非０で、干渉波が存在する他の周波数成分に対して０の
加重ｗ（ｆ）をかける。例えば、図７に示すような干渉
波が存在する場合、この加重ｗ（ｆ）により、図８及び
図９に示すように干渉波を抑圧できる。
【００２８】図６は、干渉波のみを含む受信信号をパル
ス圧縮処理した場合のシミュレーション結果を示す図
で、処理の前後で干渉波を約４５ｄＢ抑圧できることを
示している。なお、加重ｗ（ｆ）２２以降の処理につい
ては、従来の装置と同一であるため、説明を省略する。
ス圧縮処理した場合のシミュレーション結果を示す図
で、処理の前後で干渉波を約４５ｄＢ抑圧できることを
示している。なお、加重ｗ（ｆ）２２以降の処理につい
ては、従来の装置と同一であるため、説明を省略する。
【００２９】以上のように、上記実施例では、複数のア
ンテナ面とその各々に接続された送信手段及び受信手段
とパルス圧縮手段とで構成されたレーダ装置において、
アンテナ面数Ｎと各アンテナ面より放射される送信信号
の帯域幅Ｂを入力とし、各アンテナ面から放射する送信
信号の中心周波数ｆn （ｎ＝１，２，…，Ｎ）と受信手
段中のＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数ｆs を所
定の式に従って選定する周波数制御手段と、パルス圧縮
手段を高速フーリエ変換手段と加重手段と、複素乗算手
段と、参照信号発生手段と、高速逆フーリエ変換手段と
振幅検波器とで構成し、加重手段において、所望波成分
の存在する帯域に対し、非０の加重を設定し、それ以外
の帯域での加重を０とすることによって、干渉波を抑圧
するレーダ装置を説明した。
ンテナ面とその各々に接続された送信手段及び受信手段
とパルス圧縮手段とで構成されたレーダ装置において、
アンテナ面数Ｎと各アンテナ面より放射される送信信号
の帯域幅Ｂを入力とし、各アンテナ面から放射する送信
信号の中心周波数ｆn （ｎ＝１，２，…，Ｎ）と受信手
段中のＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数ｆs を所
定の式に従って選定する周波数制御手段と、パルス圧縮
手段を高速フーリエ変換手段と加重手段と、複素乗算手
段と、参照信号発生手段と、高速逆フーリエ変換手段と
振幅検波器とで構成し、加重手段において、所望波成分
の存在する帯域に対し、非０の加重を設定し、それ以外
の帯域での加重を０とすることによって、干渉波を抑圧
するレーダ装置を説明した。
【００３０】実施例２．図１０は、この発明の第２の実
施例を示す図であって、図中２３は、データ量をアンテ
ナ面数分の１すなわち１／Ｎに削減するデータ量削減手
段を表す。以下、この実施例における装置の動作につい
て説明する。
施例を示す図であって、図中２３は、データ量をアンテ
ナ面数分の１すなわち１／Ｎに削減するデータ量削減手
段を表す。以下、この実施例における装置の動作につい
て説明する。
【００３１】実施例１で述べたように、この発明のレー
ダ装置では所望波と干渉波とを周波数領域で分離するた
め、Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周波数ｆs は、所
望信号の帯域幅Ｂのアンテナ面数Ｎ倍以上に設定され
る。このため、パルス圧縮手段４内での処理は、図３に
示したような０〜ｆs の周波数範囲のすべてのデータに
ついて行われる。
ダ装置では所望波と干渉波とを周波数領域で分離するた
め、Ａ／Ｄコンバータのサンプリング周波数ｆs は、所
望信号の帯域幅Ｂのアンテナ面数Ｎ倍以上に設定され
る。このため、パルス圧縮手段４内での処理は、図３に
示したような０〜ｆs の周波数範囲のすべてのデータに
ついて行われる。
【００３２】しかし、高速フーリエ変換手段１２で、受
信信号を周波数領域に変換し、加重手段２２により所望
信号の存在する−Ｂ／２〜＋Ｂ／２の範囲外の加重を０
にするため、この範囲外のデータは、実用上、必要がな
くなる。このため、上記データ量削減手段２３により、
加重手段２２からの出力データの周波数範囲を０〜ｆs
から−Ｂ／２〜＋Ｂ／２までに限定することにより、そ
のデータ量を第１の実施例に比較して、アンテナ面数Ｎ
分の１まで減少させることができる。これによって、複
素乗算、参照信号発生、高速逆フーリエ変換及び振幅検
波に要する演算量を大幅に削減できる。
信信号を周波数領域に変換し、加重手段２２により所望
信号の存在する−Ｂ／２〜＋Ｂ／２の範囲外の加重を０
にするため、この範囲外のデータは、実用上、必要がな
くなる。このため、上記データ量削減手段２３により、
加重手段２２からの出力データの周波数範囲を０〜ｆs
から−Ｂ／２〜＋Ｂ／２までに限定することにより、そ
のデータ量を第１の実施例に比較して、アンテナ面数Ｎ
分の１まで減少させることができる。これによって、複
素乗算、参照信号発生、高速逆フーリエ変換及び振幅検
波に要する演算量を大幅に削減できる。
【００３３】以上のように、この実施例では、複数のア
ンテナ面とその各々に接続された送信手段及び受信手段
とパルス圧縮手段とで構成されたレーダ装置において、
上記実施例１と同様に式（１）及び式（２）を満足する
ようにアンテナ面数Ｎ、送信信号の中心周波数ｆn ，ｎ
＝１，２，…，Ｎ及び帯域幅Ｂ、Ａ／Ｄコンバータのサ
ンプリング周波数ｆs を選定する周波数制御手段と、パ
ルス圧縮手段を高速フーリエ変換手段と加重手段とデー
タ量削減手段と複素乗算手段と参照信号発生手段と高速
逆フーリエ変換手段と振幅検波器とで構成し、加重手段
において所望波成分の存在する帯域に対し、非０の加重
を設定し、データ量削減手段において、上記帯域外の成
分を削除することによって、データ量削減手段より後の
複素乗算手段、参照信号発生手段、高速逆フーリエ変換
手段、振幅検波手段におけるデータ量をアンテナ面数分
の一に削減したことを特長とするレーダ装置を説明し
た。
ンテナ面とその各々に接続された送信手段及び受信手段
とパルス圧縮手段とで構成されたレーダ装置において、
上記実施例１と同様に式（１）及び式（２）を満足する
ようにアンテナ面数Ｎ、送信信号の中心周波数ｆn ，ｎ
＝１，２，…，Ｎ及び帯域幅Ｂ、Ａ／Ｄコンバータのサ
ンプリング周波数ｆs を選定する周波数制御手段と、パ
ルス圧縮手段を高速フーリエ変換手段と加重手段とデー
タ量削減手段と複素乗算手段と参照信号発生手段と高速
逆フーリエ変換手段と振幅検波器とで構成し、加重手段
において所望波成分の存在する帯域に対し、非０の加重
を設定し、データ量削減手段において、上記帯域外の成
分を削除することによって、データ量削減手段より後の
複素乗算手段、参照信号発生手段、高速逆フーリエ変換
手段、振幅検波手段におけるデータ量をアンテナ面数分
の一に削減したことを特長とするレーダ装置を説明し
た。
【００３４】実施例３．なお、上記実施例１、２では０
〜ｆs の周波数の範囲を図３に示したような範囲とした
が、図１１に示すように、所望波の中心周波数ｆ1 を中
心として、−ｆs ／２〜＋ｆs ／２の範囲をサンプリン
グ周波数の範囲としてもかまわない。
〜ｆs の周波数の範囲を図３に示したような範囲とした
が、図１１に示すように、所望波の中心周波数ｆ1 を中
心として、−ｆs ／２〜＋ｆs ／２の範囲をサンプリン
グ周波数の範囲としてもかまわない。
【００３５】実施例４．また、上記実施例１、２では、
各アンテナ面からの信号帯域は隣あっていたが、図１２
に示すようにに、各帯域が分離している場合でもよい。
ただし、この場合はｆs ＞ＮＢである必要がある。
各アンテナ面からの信号帯域は隣あっていたが、図１２
に示すようにに、各帯域が分離している場合でもよい。
ただし、この場合はｆs ＞ＮＢである必要がある。
【００３６】
【発明の効果】以上のように、第１の発明によれば、周
波数制御手段により、アンテナ面数及び各アンテナ面か
ら放射される送信信号の帯域幅に応じて、各アンテナ面
毎の送信信号の中心周波数とＡ／Ｄコンバータのサンプ
リング周波数を選定し、所望波と干渉波を周波数領域で
分離できるように構成したので、干渉による目標検出性
能を劣化させることなく、同時に送受信可能なアンテナ
面数を増大させる効果がある。
波数制御手段により、アンテナ面数及び各アンテナ面か
ら放射される送信信号の帯域幅に応じて、各アンテナ面
毎の送信信号の中心周波数とＡ／Ｄコンバータのサンプ
リング周波数を選定し、所望波と干渉波を周波数領域で
分離できるように構成したので、干渉による目標検出性
能を劣化させることなく、同時に送受信可能なアンテナ
面数を増大させる効果がある。
【００３７】更に、第２の発明によれば、加重手段によ
り、干渉波の存在する周波数範囲の加重を０とすること
にり、干渉波を抑圧し、上記加重が０となった周波数成
分をデータ量削減手段において、削除するため、パルス
圧縮に必要な処理の大部分、すなわち、複素乗算、参照
信号発生、高速逆フーリエ変換及び振幅検波の各処理対
象となるデータ量を大幅に削減でき、装置を小型軽量化
する効果がある。
り、干渉波の存在する周波数範囲の加重を０とすること
にり、干渉波を抑圧し、上記加重が０となった周波数成
分をデータ量削減手段において、削除するため、パルス
圧縮に必要な処理の大部分、すなわち、複素乗算、参照
信号発生、高速逆フーリエ変換及び振幅検波の各処理対
象となるデータ量を大幅に削減でき、装置を小型軽量化
する効果がある。
【図１】この発明の一実施例によるレーダ装置の構成を
示す図である。
示す図である。
【図２】この発明の一実施例によるアンテナ面が２面の
動作を示す図である。
動作を示す図である。
【図３】この発明の一実施例によるレーダ装置における
受信信号のパワースペクトルを示す図である。
受信信号のパワースペクトルを示す図である。
【図４】この発明の一実施例によるレーダ装置における
他の帯域を示す図である。
他の帯域を示す図である。
【図５】この発明の一実施例によるレーダ装置における
アンテナ面が３面の動作を示す図である。
アンテナ面が３面の動作を示す図である。
【図６】この発明の実施例における加重ｗ（ｆ）の一例
を示す図である。
を示す図である。
【図７】この発明の実施例において、加重をかける前の
干渉波のパワースペクトルを示す図である。
干渉波のパワースペクトルを示す図である。
【図８】この発明の実施例において、加重をかけた後の
干渉波のパワースペクトルを示す図である。
干渉波のパワースペクトルを示す図である。
【図９】この発明の実施例における干渉波抑圧効果を計
算機シミュレーションにより求めた結果を示す図であ
る。
算機シミュレーションにより求めた結果を示す図であ
る。
【図１０】この発明の第２の実施例によるレーダ装置の
構成を示す図である。
構成を示す図である。
【図１１】この発明の一実施例によるレーダ装置におけ
る受信信号のパワースペクトルを示す図である。
る受信信号のパワースペクトルを示す図である。
【図１２】この発明の一実施例によるレーダ装置におけ
るアンテナ面が２面の他の動作を示す図である。
るアンテナ面が２面の他の動作を示す図である。
【図１３】４面のアンテナ面を用いた従来のレーダ装置
の構成品を示す図である。
の構成品を示す図である。
【図１４】従来のレーダ装置の内部構成を示す図であ
る。
る。
【図１５】従来のレーダ装置の動作を示す図である。
【図１６】従来のレーダ装置のＡ／Ｄ変換器の折り返し
を説明する図である。
を説明する図である。
【図１７】従来のレーダ装置において、加重をかける前
の干渉波のパワースペクトルを示す図である。
の干渉波のパワースペクトルを示す図である。
【図１８】従来のレーダ装置において、加重をかけた後
の干渉波のパワースペクトルを示す図である。
の干渉波のパワースペクトルを示す図である。
【図１９】従来のレーダ装置における干渉波抑圧効果を
計算機シミュレーションにより求めた結果を示す図であ
る。
計算機シミュレーションにより求めた結果を示す図であ
る。
【図２０】４面アンテナを用いた従来のレーダ装置の動
作を説明するための図である。
作を説明するための図である。
１ 送信機 ２ 送受信アンテナ ３ 受信機 ４ パルス圧縮手段 １２ 高速フーリエ変換手段 １４ 参照信号発生器 １５ 複素乗算器 １６ 高速逆フーリエ変換手段 １７ 振幅検波器 ２０ 周波数制御手段 ２２ 加重手段 ２３ データ量削減手段
Claims (2)
- 【請求項１】 以下の要素を有するレーダ装置 （ａ）複数のアンテナ面、 （ｂ）上記アンテナ面に対応して設けられ、アンテナ面
から所定の周波数帯域の送信信号を出力する送信手段、 （ｃ）上記アンテナ面に対応して設けられ、アンテナ面
への信号を受信し、その受信信号を所定のサンプリング
周波数を用いてアナログ−デジタル変換する受信手段、 （ｄ）上記送信手段によりアンテナ面毎に出力される各
送信信号の帯域を他のアンテナ面から出力される送信信
号の帯域と互いに重ならないように設定するとともに、
上記受信手段のアナログ−デジタル変換のサンプリング
周波数を上記各送信信号の帯域の和以上に設定する周波
数制御手段。 - 【請求項２】 上記レーダ装置において、以下の手段を
有することを特徴とする請求項１記載のレーダ装置 （ａ）周波数制御手段により設定された帯域に対して有
意の加重を設定してその帯域内の受信信号に対して、加
重を加える加重手段、 （ｂ）上記加重手段により有意の加重を加えられた帯域
以外の帯域の受信信号を削除するデータ量削減手段。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3347290A JPH05180926A (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | レーダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3347290A JPH05180926A (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | レーダ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05180926A true JPH05180926A (ja) | 1993-07-23 |
Family
ID=18389212
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3347290A Pending JPH05180926A (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | レーダ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05180926A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008501108A (ja) * | 2004-05-28 | 2008-01-17 | ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング | 高周波測定装置への妨害信号の影響を低減する方法、および、高周波測定装置 |
| EP1933164A1 (en) * | 2005-10-07 | 2008-06-18 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Radar device and inter-rader site adjustment method |
| JP2008541085A (ja) * | 2005-05-09 | 2008-11-20 | エルタ システムズ エルティーディー． | 探知時間を短縮したフェーズドアレイレーダアンテナおよびその使用方法 |
| JP2014119447A (ja) * | 2012-12-13 | 2014-06-30 | Industrial Technology Research Institute | パルスレーダー測距装置およびその測距アルゴリズム |
-
1991
- 1991-12-27 JP JP3347290A patent/JPH05180926A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008501108A (ja) * | 2004-05-28 | 2008-01-17 | ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツング | 高周波測定装置への妨害信号の影響を低減する方法、および、高周波測定装置 |
| JP2008541085A (ja) * | 2005-05-09 | 2008-11-20 | エルタ システムズ エルティーディー． | 探知時間を短縮したフェーズドアレイレーダアンテナおよびその使用方法 |
| EP1933164A1 (en) * | 2005-10-07 | 2008-06-18 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Radar device and inter-rader site adjustment method |
| EP1933164B1 (en) * | 2005-10-07 | 2016-07-13 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Radar device and inter-radar site adjustment method |
| JP2014119447A (ja) * | 2012-12-13 | 2014-06-30 | Industrial Technology Research Institute | パルスレーダー測距装置およびその測距アルゴリズム |
| US9239377B2 (en) | 2012-12-13 | 2016-01-19 | Industrial Technology Research Institute | Pulse radar ranging apparatus and ranging algorithm thereof |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Year of fee payment: 9 Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071211 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081211 Year of fee payment: 10 |
|
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