JP2765711B2 - 高電圧パルス電力ドライバ - Google Patents
高電圧パルス電力ドライバInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明は特に高電圧、高周波数機器用の高電圧パルス
電力ドライバに関するものである。本発明は特に超音波
医用イメージングシステムに用いて制御した振幅のバー
スト電力を圧電トランスジューサ素子に供給するのに有
用である。
電力ドライバに関するものである。本発明は特に超音波
医用イメージングシステムに用いて制御した振幅のバー
スト電力を圧電トランスジューサ素子に供給するのに有
用である。
医用イメージングに用いられている代表的な超音波イ
メージングシステムは通常トランスジューサ素子アレー
の形態の少くとも１個の超音波トランスジューサを含ん
でいる。トランスジューサは通常送信段回路と受信段回
路に接続され、どのようなイメージング装置でもトラン
スジューサの機械的走査を行なう必要がある。送信段は
電気励振信号の発生器を具え、これら信号をトランスジ
ューサに供給する。トランスジューサはこれらの信号を
超音波機械エネルギーの周期的なパルス列に変換する。
メージングシステムは通常トランスジューサ素子アレー
の形態の少くとも１個の超音波トランスジューサを含ん
でいる。トランスジューサは通常送信段回路と受信段回
路に接続され、どのようなイメージング装置でもトラン
スジューサの機械的走査を行なう必要がある。送信段は
電気励振信号の発生器を具え、これら信号をトランスジ
ューサに供給する。トランスジューサはこれらの信号を
超音波機械エネルギーの周期的なパルス列に変換する。
医用イメージングシステムに用いられているトランス
ジューサアレーはリニアアレー、フェーズドアレー、ア
ンニュラーアレー及びコリメーテッドイメージアレーの
ような多くの形態のものがある。トランスジューサアレ
ーは通常、１つの表面上に１列、行列又は他の幾何学パ
ターンのような所定の形態に配列した複数のトランスジ
ューサ素子から成る。トランスジューサ素子を個々に又
はグループごとにパルス駆動して超音波エネルギーのビ
ームを目的の場所に送信する。超音波エコーがターゲッ
トから反射されて戻り、同じトランスジューサ素子で受
信することができる。受信パルスエコーデータは分析さ
れて画像表示される。
ジューサアレーはリニアアレー、フェーズドアレー、ア
ンニュラーアレー及びコリメーテッドイメージアレーの
ような多くの形態のものがある。トランスジューサアレ
ーは通常、１つの表面上に１列、行列又は他の幾何学パ
ターンのような所定の形態に配列した複数のトランスジ
ューサ素子から成る。トランスジューサ素子を個々に又
はグループごとにパルス駆動して超音波エネルギーのビ
ームを目的の場所に送信する。超音波エコーがターゲッ
トから反射されて戻り、同じトランスジューサ素子で受
信することができる。受信パルスエコーデータは分析さ
れて画像表示される。
トランスジューサは、トランスジューサに印加するエ
ネルギー分布を所望の開口関数に適応させることにより
アポダイゼーションすることができる。単一の圧電トラ
ンスジューサディスクに対してはこのアポダイゼーショ
ンは、例えば「J.Acoust.Soc.Am.49、No.5（1971）」P
P.1668−1669のマーチン及びブリージールの論文「A Si
mple Way to Eliminate diffraction Lobes Emitted by
Ultrasonic Transducers」に記載されているように、
ディスクの両側に異なる電極配置を用いることによって
印加電界を所望の形状にすることにより、或はアレーの
隣接トランスジューサ素子に異なるレベルの電気励振信
号を供給することにより達成することができる。しか
し、マーチン及びブリージールの方法はいくつかの簡単
な固定の開口関数に制限され、また各別の表面電極の使
用のために複雑なトランスジューサの幾何学形状及び／
又はスイッチング回路が必要とされる。
ネルギー分布を所望の開口関数に適応させることにより
アポダイゼーションすることができる。単一の圧電トラ
ンスジューサディスクに対してはこのアポダイゼーショ
ンは、例えば「J.Acoust.Soc.Am.49、No.5（1971）」P
P.1668−1669のマーチン及びブリージールの論文「A Si
mple Way to Eliminate diffraction Lobes Emitted by
Ultrasonic Transducers」に記載されているように、
ディスクの両側に異なる電極配置を用いることによって
印加電界を所望の形状にすることにより、或はアレーの
隣接トランスジューサ素子に異なるレベルの電気励振信
号を供給することにより達成することができる。しか
し、マーチン及びブリージールの方法はいくつかの簡単
な固定の開口関数に制限され、また各別の表面電極の使
用のために複雑なトランスジューサの幾何学形状及び／
又はスイッチング回路が必要とされる。
アレーの各トランスジューサ素子に供給される電位の
精密な制御はパルスエコーイメージングシステムの送信
段のアポダイゼーションに不可欠である。現在使用され
ている超音波送信機は「電圧モードドライバ」として知
られている種類のものである。代表的には超音波トラン
スジューサ素子は固体スイッチを経て固定の高電圧源に
接続される。送信中、スイッチが短時間、繰返し閉じて
トランスジューサ両端間に一連のパルスを供給する。こ
れらパルスの振幅は電源の電圧レベルに関連し、電源電
位を変えることにより制御し得るだけである。100素子
以上のリニアトランスジューサアレー、特にシフトアレ
ーを用いる用途に対してはこれら低インピーダンス素子
に供給する電位の精密制御はドライバ回路を著しく複雑
にする。その理由は各トランスジューサ素子のドライバ
が各別の可制御電圧源を必要とするためである。
精密な制御はパルスエコーイメージングシステムの送信
段のアポダイゼーションに不可欠である。現在使用され
ている超音波送信機は「電圧モードドライバ」として知
られている種類のものである。代表的には超音波トラン
スジューサ素子は固体スイッチを経て固定の高電圧源に
接続される。送信中、スイッチが短時間、繰返し閉じて
トランスジューサ両端間に一連のパルスを供給する。こ
れらパルスの振幅は電源の電圧レベルに関連し、電源電
位を変えることにより制御し得るだけである。100素子
以上のリニアトランスジューサアレー、特にシフトアレ
ーを用いる用途に対してはこれら低インピーダンス素子
に供給する電位の精密制御はドライバ回路を著しく複雑
にする。その理由は各トランスジューサ素子のドライバ
が各別の可制御電圧源を必要とするためである。
本発明の目的はアレー内の各トランスジューサ素子に
可変電圧レベルを供給する上述の問題を解決する比較的
簡単な回路を提供することにある。
可変電圧レベルを供給する上述の問題を解決する比較的
簡単な回路を提供することにある。
本発明の高電圧パルス電力ドライバは、 高電圧源と、 可変低電圧源と、 固定の低電位を有する入来パルスを受信する手段と、 前記受信パルスを前記可変低電圧源と比較し前記受信
パルスを前記可変低電圧源の電位のレベルにクランプす
る比較器手段を具える制御電圧発生手段と、 前記制御電圧をその振幅に比例する振幅を有する制御
電流に変換し、このパルス状制御電流を出力後に供給す
る変換器手段とを具え、前記出力段は 前記制御電流を前記高電圧源と負荷に結合して前記制
御電流により制御されるスイッチング状態に応答して前
記負荷に前記パルスを供給する結合手段と、 前記高電圧源から前記負荷への電流を制限する手段と
を具えていることを特徴とする。
パルスを前記可変低電圧源の電位のレベルにクランプす
る比較器手段を具える制御電圧発生手段と、 前記制御電圧をその振幅に比例する振幅を有する制御
電流に変換し、このパルス状制御電流を出力後に供給す
る変換器手段とを具え、前記出力段は 前記制御電流を前記高電圧源と負荷に結合して前記制
御電流により制御されるスイッチング状態に応答して前
記負荷に前記パルスを供給する結合手段と、 前記高電圧源から前記負荷への電流を制限する手段と
を具えていることを特徴とする。
この新しいドライバ回路においてはスイッチング装置
は飽和せず、制御した量の電流をトランスジューサ素子
に供給する。更に、この新しいドライバ回路は設計が一
層簡単になるのに加えて、パルス振幅の一層速い制御が
可能になる。
は飽和せず、制御した量の電流をトランスジューサ素子
に供給する。更に、この新しいドライバ回路は設計が一
層簡単になるのに加えて、パルス振幅の一層速い制御が
可能になる。
好適実施例では回路をプッシュプル電力ドライバとし
て動作させる。このプッシュプルドライバ回路はその２
個の入力端子にパルスが供給されるまで電力を消費しな
い。可変電位Vpcは２個の能動クリップ回路の各々に供
給する。これらのクリップ回路は２個の入力線上のパル
スの振幅を制御電位Vpcにクランプする。
て動作させる。このプッシュプルドライバ回路はその２
個の入力端子にパルスが供給されるまで電力を消費しな
い。可変電位Vpcは２個の能動クリップ回路の各々に供
給する。これらのクリップ回路は２個の入力線上のパル
スの振幅を制御電位Vpcにクランプする。
相補クロックパルスのバーストがプッシュプルドライ
バ回路の両入力端子に供給されると、各駆動トランジス
タのベース電位がこれらパルスの電位に上昇する。入力
線の電位がVpc＋Vbeに等しい電位に達すると、クリップ
トランジスタ回路がターンオンし、十分な電流を流して
駆動電位をVpc＋Vbeにホールドする。その結果としてこ
の電位が関連する相補出力段のベースに供給される駆動
電位になる。この出力段により流される総合電流はこの
クリップされた駆動信号の大きさと、エミッタ回路内の
抵抗の大きさとにより設定される。これがため、Vpcの
振幅が入力段と出力段及び負荷との間の並列電流増幅回
路を流れる出力電流を制御する。ドライバ回路のこの出
力電流はVpc入力電位に正比例する。また、各パルスの
後縁において高速にオフ状態に戻る。
バ回路の両入力端子に供給されると、各駆動トランジス
タのベース電位がこれらパルスの電位に上昇する。入力
線の電位がVpc＋Vbeに等しい電位に達すると、クリップ
トランジスタ回路がターンオンし、十分な電流を流して
駆動電位をVpc＋Vbeにホールドする。その結果としてこ
の電位が関連する相補出力段のベースに供給される駆動
電位になる。この出力段により流される総合電流はこの
クリップされた駆動信号の大きさと、エミッタ回路内の
抵抗の大きさとにより設定される。これがため、Vpcの
振幅が入力段と出力段及び負荷との間の並列電流増幅回
路を流れる出力電流を制御する。ドライバ回路のこの出
力電流はVpc入力電位に正比例する。また、各パルスの
後縁において高速にオフ状態に戻る。
本発明のドライバ回路は比飽和電流モートで動作し、
回路内のスイッチング装置は制御された量の電力をトラ
ンスジューサ素子に供給し、パルス振幅の極めて高速の
制御を可能にする。特に、パルス電流駆動によって供給
電力を多数のトランスジューサ素子の送信開口に応答さ
せてビーム幅を制御することができる。回路全体を単一
の固定の高電圧源により動作させて所定の分布の出力電
力を供給することができる。また、出力電力は高電圧源
の電圧変化と無関係であり、リップルのない出力電力を
得ることができる。これらの特徴はパルスエコーイメー
ジングシステムの送信段における集束及びアポダイゼー
ション用に特に有用である。
回路内のスイッチング装置は制御された量の電力をトラ
ンスジューサ素子に供給し、パルス振幅の極めて高速の
制御を可能にする。特に、パルス電流駆動によって供給
電力を多数のトランスジューサ素子の送信開口に応答さ
せてビーム幅を制御することができる。回路全体を単一
の固定の高電圧源により動作させて所定の分布の出力電
力を供給することができる。また、出力電力は高電圧源
の電圧変化と無関係であり、リップルのない出力電力を
得ることができる。これらの特徴はパルスエコーイメー
ジングシステムの送信段における集束及びアポダイゼー
ション用に特に有用である。
図面につき本発明を説明する。
本発明は、超音波トランスジューサのアレーを用い、
広範囲のバースト長に亘って精密に遅延したコヒーレン
トパルス列を発生し、アポダイズ及び集束されたコヒー
レント超音波ビームを送出する回路に対し用いることが
できる。パルスエコー超音波イメージング用のトランス
ジューサアレーは送信出力パルスの振幅を送信開口内の
その位置の関数として変化させることによりアポダイズ
する。アポダイゼーションが望まれること及びアポダイ
ゼーションを送信開口のシフトとともに達成するのが難
しいことが本発明の生まれた理由である。
広範囲のバースト長に亘って精密に遅延したコヒーレン
トパルス列を発生し、アポダイズ及び集束されたコヒー
レント超音波ビームを送出する回路に対し用いることが
できる。パルスエコー超音波イメージング用のトランス
ジューサアレーは送信出力パルスの振幅を送信開口内の
その位置の関数として変化させることによりアポダイズ
する。アポダイゼーションが望まれること及びアポダイ
ゼーションを送信開口のシフトとともに達成するのが難
しいことが本発明の生まれた理由である。
本発明は超音波医用イメージングシステムに関連して
説明し、特に超音波エネルギーのアポダイズ及び集束し
た波面を送波するようトランスジューサ素子のリニアア
レーをディジタル制御する事項と関連して説明する。送
信集束回路及びアポダイゼーションプロファイル回路は
同時継続出願の特願昭63−194697号に開示されている。
説明し、特に超音波エネルギーのアポダイズ及び集束し
た波面を送波するようトランスジューサ素子のリニアア
レーをディジタル制御する事項と関連して説明する。送
信集束回路及びアポダイゼーションプロファイル回路は
同時継続出願の特願昭63−194697号に開示されている。
図面に戻り説明すると、第１図は本発明と関連する超
音波医用イメージングシステムの“フロントエンド”の
簡略ブロック図である。このイメージングシステムにお
いて、Ｎ個のトランスジューサ素子16a,…16nを有する
リニアトランスジューサアレー16は送信段10と受信段18
とに接続される。送信段10はＮ個のドライバ回路14a,…
14nと、Ｎ個の送信集束ブロック12a,…12nとを具え、受
信段18は表示装置19を具える。この特定のシステムで
は、各ライン走査を発生させるためのパラメータが予め
計算され、制御装置20内に含まれるシステムメモリ内に
蓄積されている。同様に、アポダイゼーション用のパラ
メータも予め計算され、蓄積されている。各ライン走査
の発生前に、ライン走査のタイプ及びこの走査のための
特定のパラメータが選択される。本発明はトランスジュ
ーサ素子に制御した量の電力を供給する高電圧パルス電
力ドライバに関するものである。各ドライバに供給され
る可変電流はアポダイゼーションプロファイル回路（制
御装置20内に含まれている）からの可変制御電圧に比例
する。アポダイゼーションプロファイル回路は選択した
パラメータによってＮ個のトランスジューサ素子のアレ
ー16内の複数素子の小グループを作動させてアポダイズ
され且つ集束されたコヒーレント超音波ビーム送信し、
従って集束された波面を発生させることができる。
音波医用イメージングシステムの“フロントエンド”の
簡略ブロック図である。このイメージングシステムにお
いて、Ｎ個のトランスジューサ素子16a,…16nを有する
リニアトランスジューサアレー16は送信段10と受信段18
とに接続される。送信段10はＮ個のドライバ回路14a,…
14nと、Ｎ個の送信集束ブロック12a,…12nとを具え、受
信段18は表示装置19を具える。この特定のシステムで
は、各ライン走査を発生させるためのパラメータが予め
計算され、制御装置20内に含まれるシステムメモリ内に
蓄積されている。同様に、アポダイゼーション用のパラ
メータも予め計算され、蓄積されている。各ライン走査
の発生前に、ライン走査のタイプ及びこの走査のための
特定のパラメータが選択される。本発明はトランスジュ
ーサ素子に制御した量の電力を供給する高電圧パルス電
力ドライバに関するものである。各ドライバに供給され
る可変電流はアポダイゼーションプロファイル回路（制
御装置20内に含まれている）からの可変制御電圧に比例
する。アポダイゼーションプロファイル回路は選択した
パラメータによってＮ個のトランスジューサ素子のアレ
ー16内の複数素子の小グループを作動させてアポダイズ
され且つ集束されたコヒーレント超音波ビーム送信し、
従って集束された波面を発生させることができる。
本発明は前記特願昭63−194697号に記載されているよ
うな開口プロファイル回路とともに使用し、開口内のト
ランスジューサ素子の各々が基準電圧Vrの、上記の出願
に示されている電位分布に従って計算されたパーセンテ
ージの電圧を受信するようにすることもできる。
うな開口プロファイル回路とともに使用し、開口内のト
ランスジューサ素子の各々が基準電圧Vrの、上記の出願
に示されている電位分布に従って計算されたパーセンテ
ージの電圧を受信するようにすることもできる。
第２図は本発明の原理を示すブロック図である。本発
明のドライバ回路14iは固定の高電圧電源を用いて可変
電力を圧電トランスジューサ素子に供給するものであ
り、この可変ドライバ14iは低電位制御信号により制御
される。第２図において、可変高電圧パルス電力は変成
器31を経てトランスジューサ16iに供給される。低電位
制御信号は前記特願昭63−194697号に開示されているア
ポダイゼーション回路から発生される可変電力制御信号
Vpcにより供給され、これによりドライバの出力が決定
される。制御信号Vpcは入力クランプ回路32に供給され
る。このクランプ回路には固定振幅の駆動パルス列33も
供給され、各パルスの電位が制御信号Vpcの振幅を越え
るときクリップされる。即ち、駆動パルス列はVpc＋Vbe
のレベルでクリップされる。得られた低電圧パルス列は
比較器34を経て電圧−電流変換器36に出力され、この変
換器の出力が高圧電流制御回路38を流れる高圧電流を制
御する。出力段により流される総合電流は供給される低
電圧制御信号の大きさと、電圧−電流変換器36のエミッ
タ回路内の電流検知抵抗40の抵抗値の大きさとにより設
定される。これがため、Vpcの大きさが負荷31への出力
電流の大きさを制御する。
明のドライバ回路14iは固定の高電圧電源を用いて可変
電力を圧電トランスジューサ素子に供給するものであ
り、この可変ドライバ14iは低電位制御信号により制御
される。第２図において、可変高電圧パルス電力は変成
器31を経てトランスジューサ16iに供給される。低電位
制御信号は前記特願昭63−194697号に開示されているア
ポダイゼーション回路から発生される可変電力制御信号
Vpcにより供給され、これによりドライバの出力が決定
される。制御信号Vpcは入力クランプ回路32に供給され
る。このクランプ回路には固定振幅の駆動パルス列33も
供給され、各パルスの電位が制御信号Vpcの振幅を越え
るときクリップされる。即ち、駆動パルス列はVpc＋Vbe
のレベルでクリップされる。得られた低電圧パルス列は
比較器34を経て電圧−電流変換器36に出力され、この変
換器の出力が高圧電流制御回路38を流れる高圧電流を制
御する。出力段により流される総合電流は供給される低
電圧制御信号の大きさと、電圧−電流変換器36のエミッ
タ回路内の電流検知抵抗40の抵抗値の大きさとにより設
定される。これがため、Vpcの大きさが負荷31への出力
電流の大きさを制御する。
第３図は本発明を具現する簡単な回路を示す。第３図
の回路において、駆動パルス列33はドライバの入力端に
供給される。このときドライバトランジスタQ2Aのベー
ス電位がパルスの電位へと上昇する。ベース電位がVpc
＋Vbeに達するとクリップトランジスタ回路Q1A及びQ1B
がターンオンし、十分な電流を流してドライバの制御電
位をVpc＋Vbeにホールドする。その結果、この電位が出
力段Q2Aのベースに供給される駆動電位のレベルにな
る。Q3は高圧電流制御として作用する。第３図におい
て、抵抗R3は出力段により流される総合電流を検知す
る。この出力電流はVpcに正比例する。その比例定数は
検知抵抗R3により設定される。
の回路において、駆動パルス列33はドライバの入力端に
供給される。このときドライバトランジスタQ2Aのベー
ス電位がパルスの電位へと上昇する。ベース電位がVpc
＋Vbeに達するとクリップトランジスタ回路Q1A及びQ1B
がターンオンし、十分な電流を流してドライバの制御電
位をVpc＋Vbeにホールドする。その結果、この電位が出
力段Q2Aのベースに供給される駆動電位のレベルにな
る。Q3は高圧電流制御として作用する。第３図におい
て、抵抗R3は出力段により流される総合電流を検知す
る。この出力電流はVpcに正比例する。その比例定数は
検知抵抗R3により設定される。
第３図に変成器Ｔで示す負荷は抵抗又は中心タップの
ない変成器とすることができる。負荷の精密な電気的実
施例は本発明の要部でない。トランジスタQ1をQ1A及びQ
1Bの複合接続トランジスタとしてVpcの負荷を低減す
る。トランジスタQ2をQ2A及びQ2Bの複合接続トランジス
タとしてドライバの負荷を低減する。両複合接続トラン
ジスタとも相補形のダーリントン回路とする。また、両
複合接続トランジスタ段を相補形にしてベースエミッタ
接合の加算が避けられるようにする。Q2Bは４個の並列
トランジスタで構成して各トランジスタのコレクタ電流
を抑えて適度の電流利得にするのが好適である。
ない変成器とすることができる。負荷の精密な電気的実
施例は本発明の要部でない。トランジスタQ1をQ1A及びQ
1Bの複合接続トランジスタとしてVpcの負荷を低減す
る。トランジスタQ2をQ2A及びQ2Bの複合接続トランジス
タとしてドライバの負荷を低減する。両複合接続トラン
ジスタとも相補形のダーリントン回路とする。また、両
複合接続トランジスタ段を相補形にしてベースエミッタ
接合の加算が避けられるようにする。Q2Bは４個の並列
トランジスタで構成して各トランジスタのコレクタ電流
を抑えて適度の電流利得にするのが好適である。
第４図は本発明の高電圧パルスパワードライバ14iの
好適実施例の回路図である。このドライバ14iの回路は
中心タップ付変成器カプラ102を用いるプッシュプルパ
ワードライバとして動作する。このドライバ回路14iの
目的は固定の高電圧源を用い、低電圧制御信号Vpcの制
御の下で可変駆動電力を圧電ドランスジューサ素子16i
に供給することにある。制御信号Vpcは駆動回路を制御
してパルス電圧を変化させ、この電圧パルス振幅により
電流パルスの振幅を制御する。このドライバはプッシュ
プルドライバであるため、２つの相補バーストパルス
（一方のバーストパルスは半サイクル遅れている）を必
要とし、これらバーストパルスを並列回路内で変換す
る。ドライバ回路14iへの入力は入力線B0A及びB0Bで供
給される２つの相補バーストパルスであり、これらバー
ストパルスは送信集束ブロック12i（第１図）のような
クロックパルス発生器から出力される。ドライバ回路14
iは可変制御電圧Vpcで制御され、この制御電圧は本好適
例では前記の同時係属出願の特願昭63−194697号のアポ
ダイゼーション回路から出力されるものとする。固定の
振幅のバーストパルス33（１）及び33（２）が入力線B0
A及びB0Bを経てドライバ14iの入力端子に供給される
と、各パルスごとにドライバトランジスタQ3,Q4のベー
ス電位が制御信号Vpcの振幅まで上昇する。制御信号Vpc
は入力クリップトランジスタ回路104,106に供給され
る。各入力線の電位がVpc＋Vbeに等しい電位に達すると
クリップトランジスタ回路104,106がターンオンして十
分な電流を流し、駆動電位をVpc＋Vbeにホールドする。
その結果、これが相補出力段Q13,Q14のベースに供給さ
れる駆動電位のレベルになる。これがため、駆動電位は
アポダイゼーション回路の可変電力制御出力により設定
されたレベルに維持される。Vpcの振幅はトランスジュ
ーサアレーのトランスジューサ素子に供給すべき所望の
開口関数に対応する電位分布に従って１つの駆動回路か
ら他の駆動回路へと変化する。高圧電源108は変成器102
の一次巻線に接続され、回路に電流を流して接地された
抵抗R3,R4に電圧を発生し得る。トランジスタQ3,Q4のベ
ースエミッタ電流がそれらのコレクタに現われると、こ
の電流が縦続配置のトランジスタQ5〜Q8及びQ9〜Q12を
ターンオンし、次いでトランジスタQ13及びQ14をターン
オンする。縦続接続トランジスタQ5〜Q8及びQ9〜Q12は
トランジスタQ3,Q4のベースからトランジスタQ13,Q14の
ベースへの電流利得を増大する電流増幅器である。Q13,
Q14が交互にターンオンすると、電流が100Vの高圧電源1
08から変成器102を経て流れ、抵抗R3,R4の端子電圧を安
定化するトランジスタQ3,Q4により制御される。即ち、
これら抵抗の端子電圧が供給電圧の不平衡時にトランジ
スタQ3,Q4を制御する。抵抗R3又はR4の電圧はトランジ
スタQ3,Q4のベース電圧からベースエミッタ電圧降下を
引いた値、即ちVpcに等しい。この抵抗R3,R4の電圧Vpc
が変成器102を流れる電流の量を制御する。Vpcが変化す
ると、この電流がこれに比例して変化する。これがため
Vpcが電流増幅回路を経てトランジスタQ13,Q14,変成器1
02及び負荷を流れる電流を設定する。トランジスタQ13,
Q14は電力増幅器である。その出力電流はVpcで制御さ
れ、 で与えられる（ここで、R3＝R4＝Ｒ）。
好適実施例の回路図である。このドライバ14iの回路は
中心タップ付変成器カプラ102を用いるプッシュプルパ
ワードライバとして動作する。このドライバ回路14iの
目的は固定の高電圧源を用い、低電圧制御信号Vpcの制
御の下で可変駆動電力を圧電ドランスジューサ素子16i
に供給することにある。制御信号Vpcは駆動回路を制御
してパルス電圧を変化させ、この電圧パルス振幅により
電流パルスの振幅を制御する。このドライバはプッシュ
プルドライバであるため、２つの相補バーストパルス
（一方のバーストパルスは半サイクル遅れている）を必
要とし、これらバーストパルスを並列回路内で変換す
る。ドライバ回路14iへの入力は入力線B0A及びB0Bで供
給される２つの相補バーストパルスであり、これらバー
ストパルスは送信集束ブロック12i（第１図）のような
クロックパルス発生器から出力される。ドライバ回路14
iは可変制御電圧Vpcで制御され、この制御電圧は本好適
例では前記の同時係属出願の特願昭63−194697号のアポ
ダイゼーション回路から出力されるものとする。固定の
振幅のバーストパルス33（１）及び33（２）が入力線B0
A及びB0Bを経てドライバ14iの入力端子に供給される
と、各パルスごとにドライバトランジスタQ3,Q4のベー
ス電位が制御信号Vpcの振幅まで上昇する。制御信号Vpc
は入力クリップトランジスタ回路104,106に供給され
る。各入力線の電位がVpc＋Vbeに等しい電位に達すると
クリップトランジスタ回路104,106がターンオンして十
分な電流を流し、駆動電位をVpc＋Vbeにホールドする。
その結果、これが相補出力段Q13,Q14のベースに供給さ
れる駆動電位のレベルになる。これがため、駆動電位は
アポダイゼーション回路の可変電力制御出力により設定
されたレベルに維持される。Vpcの振幅はトランスジュ
ーサアレーのトランスジューサ素子に供給すべき所望の
開口関数に対応する電位分布に従って１つの駆動回路か
ら他の駆動回路へと変化する。高圧電源108は変成器102
の一次巻線に接続され、回路に電流を流して接地された
抵抗R3,R4に電圧を発生し得る。トランジスタQ3,Q4のベ
ースエミッタ電流がそれらのコレクタに現われると、こ
の電流が縦続配置のトランジスタQ5〜Q8及びQ9〜Q12を
ターンオンし、次いでトランジスタQ13及びQ14をターン
オンする。縦続接続トランジスタQ5〜Q8及びQ9〜Q12は
トランジスタQ3,Q4のベースからトランジスタQ13,Q14の
ベースへの電流利得を増大する電流増幅器である。Q13,
Q14が交互にターンオンすると、電流が100Vの高圧電源1
08から変成器102を経て流れ、抵抗R3,R4の端子電圧を安
定化するトランジスタQ3,Q4により制御される。即ち、
これら抵抗の端子電圧が供給電圧の不平衡時にトランジ
スタQ3,Q4を制御する。抵抗R3又はR4の電圧はトランジ
スタQ3,Q4のベース電圧からベースエミッタ電圧降下を
引いた値、即ちVpcに等しい。この抵抗R3,R4の電圧Vpc
が変成器102を流れる電流の量を制御する。Vpcが変化す
ると、この電流がこれに比例して変化する。これがため
Vpcが電流増幅回路を経てトランジスタQ13,Q14,変成器1
02及び負荷を流れる電流を設定する。トランジスタQ13,
Q14は電力増幅器である。その出力電流はVpcで制御さ
れ、 で与えられる（ここで、R3＝R4＝Ｒ）。
抵抗R17,R18及びコンデンサC2はトランジスタQ13をQ1
4から減結合して発振を阻止するためのものである。抵
抗R15,R16は、トランジスタQ13,Q14のリークが電流増幅
器のリークより大きい場合にソース電位がゲート電位よ
り十分高くなって降伏を生じトランジスタQ13,Q14が損
傷するのを阻止する大きさにする。変成器102は高い自
己インダクタンスを有し、大きな損失を生じないものと
する。トランスジューサ素子16iと並列の抵抗R19は各パ
ルスの後縁におけるベースラインへの高速復帰を生ぜし
めるためのものである。
4から減結合して発振を阻止するためのものである。抵
抗R15,R16は、トランジスタQ13,Q14のリークが電流増幅
器のリークより大きい場合にソース電位がゲート電位よ
り十分高くなって降伏を生じトランジスタQ13,Q14が損
傷するのを阻止する大きさにする。変成器102は高い自
己インダクタンスを有し、大きな損失を生じないものと
する。トランスジューサ素子16iと並列の抵抗R19は各パ
ルスの後縁におけるベースラインへの高速復帰を生ぜし
めるためのものである。
他の種々の実施例も考えられる。例えばトランジスタ
Q13,Q14は高圧ダーリントン回路と置換することができ
る。トランジスタQ5〜Q8及びQ9〜Q12の並列回路は単一
の電力RFトランジスタと置換することができる。この並
列回路は単チャンネル電力MOSトランジスタと置換する
こともでき、この場合には高い入力容量のために最高動
作周波数に妥協がしいられる。更に、トランジスタQ13,
Q14に一層高いゲート対バイアス比が必要とされる。変
成器102の巻数比は他の負荷インピーダンスに適合させ
ることができる。
Q13,Q14は高圧ダーリントン回路と置換することができ
る。トランジスタQ5〜Q8及びQ9〜Q12の並列回路は単一
の電力RFトランジスタと置換することができる。この並
列回路は単チャンネル電力MOSトランジスタと置換する
こともでき、この場合には高い入力容量のために最高動
作周波数に妥協がしいられる。更に、トランジスタQ13,
Q14に一層高いゲート対バイアス比が必要とされる。変
成器102の巻数比は他の負荷インピーダンスに適合させ
ることができる。
このように、本発明の回路は低インピーダンストラン
スジューサ素子の両端間に制御された振幅のバースト電
力を供給することができる。更に、本発明の回路はスイ
ッチング装置が制御された電力をトランスジューサ素子
に供給し、上記の動作を非飽和電流動作モードで達成す
る。この回路は極めて簡単な設計でパルス振幅の極めて
高速な制御を達成し得る。
スジューサ素子の両端間に制御された振幅のバースト電
力を供給することができる。更に、本発明の回路はスイ
ッチング装置が制御された電力をトランスジューサ素子
に供給し、上記の動作を非飽和電流動作モードで達成す
る。この回路は極めて簡単な設計でパルス振幅の極めて
高速な制御を達成し得る。
第１図は本発明が関連するパルスエコー超音波イメージ
ングシステムのフロントエンドの簡略ブロック図、 第２図は本発明のドライバ回路のブロック図、 第３図は本発明の高電圧パルス電力ドライバの一実施例
の回路図、 第４図は本発明の高電圧パルス電力ドライバの好適実施
例の詳細回路図である。 10……送信段 12a〜12n……送信集束ブロック 14a〜14n……ドライバ回路 16a〜16n……トランスジューサ素子 18……受信段、19……表示装置 20……制御装置、31……変成器 32……入力クランプ回路、33……駆動パルス列 Vpc……低電位制御信号 34……比較器、36……電圧−電流変換器 38……制御回路、40……電流検知抵抗 Q1A,Q1B……クリップトランジスタ回路 Q2A,Q2B……駆動トランジスタ Q3……高圧電流制御トランジスタ Ｔ……変成器、R3……電流検知抵抗 102……変成器 104,106……入力クランプ回路 Q3,Q4……駆動トランジスタ Q5〜Q8,Q9〜Q12……電流増幅トランジスタ Q13,Q14……出力段、R3,R4……電流検知抵抗
ングシステムのフロントエンドの簡略ブロック図、 第２図は本発明のドライバ回路のブロック図、 第３図は本発明の高電圧パルス電力ドライバの一実施例
の回路図、 第４図は本発明の高電圧パルス電力ドライバの好適実施
例の詳細回路図である。 10……送信段 12a〜12n……送信集束ブロック 14a〜14n……ドライバ回路 16a〜16n……トランスジューサ素子 18……受信段、19……表示装置 20……制御装置、31……変成器 32……入力クランプ回路、33……駆動パルス列 Vpc……低電位制御信号 34……比較器、36……電圧−電流変換器 38……制御回路、40……電流検知抵抗 Q1A,Q1B……クリップトランジスタ回路 Q2A,Q2B……駆動トランジスタ Q3……高圧電流制御トランジスタ Ｔ……変成器、R3……電流検知抵抗 102……変成器 104,106……入力クランプ回路 Q3,Q4……駆動トランジスタ Q5〜Q8,Q9〜Q12……電流増幅トランジスタ Q13,Q14……出力段、R3,R4……電流検知抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭54−164385（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−145044（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−109376（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−45485（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−48988（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−152378（ＪＰ，Ａ) 特公 昭56−24411（ＪＰ，Ｂ２) 特公 昭53−39225（ＪＰ，Ｂ２) 特公 昭56−45323（ＪＰ，Ｂ２) 米国特許4550606（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) A61B 8/00 H04R 3/00 330 G01N 29/04
Claims (2)
- 【請求項１】負荷に可変駆動電力を供給する高電圧パル
ス電力ドライバにおいて、高電圧源と、 可変低電圧源と、 固定の低電位を有する入来パルスを受信する手段と、 前記受信入来パルスを前記可変低電圧源と比較し、前記
受信入来パルスを前記可変低電圧源の電位レベルにクラ
ンプして、前記入来パルスと同じ周期で、前記可変低電
圧源の電位に等しい振幅を有するパルス状制御電圧を発
生する制御電圧発生手段と、 前記パルス状制御電圧を、該パルス状制御電圧の振幅に
比例する振幅を有するパルス状制御電流に変換し、前記
入来パルスと同じ周期を有するこのパルス状制御電流を
出力段に供給する変換手段とを具え、 前記出力段は、前記高電圧源を負荷に結合する結合手段
を具え、該結合手段を前記パルス状制御電流によりスイ
ッチング制御して、前記負荷に、前記入来パルスと同じ
周期を有するとともに前記パルス状制御電流の振幅、従
って前記可変低電圧源の電位に比例する振幅を有する高
電圧パルスを供給することを特徴とする高電圧パルス電
力ドライバ。 - 【請求項２】前記変換手段は前記パルス状制御電圧をベ
ースに受信する電流利得トランジスタと、この電流利得
トランジスタのエミッタ及びコレクタに縦続接続された
電流増幅トランジスタとを具え、 前記結合手段は、ソースが前記電流増幅トランジスタに
接続され且つドレインが前記負荷に接続された電界効果
トランジスタを具え、前記高電圧源から電流を負荷及び
電流増幅トランジスタを経て流すようにしてあることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の高電圧パルス電
力ドライバ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/108,522 US4821706A (en) | 1987-10-15 | 1987-10-15 | High voltage pulse power drive |
| US108522 | 1987-10-15 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01145044A JPH01145044A (ja) | 1989-06-07 |
| JP2765711B2 true JP2765711B2 (ja) | 1998-06-18 |
Family
ID=22322688
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63255023A Expired - Lifetime JP2765711B2 (ja) | 1987-10-15 | 1988-10-12 | 高電圧パルス電力ドライバ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4821706A (ja) |
| EP (1) | EP0312144B1 (ja) |
| JP (1) | JP2765711B2 (ja) |
| DE (1) | DE3852462T2 (ja) |
| IL (1) | IL88021A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01153146A (ja) * | 1987-12-11 | 1989-06-15 | Yokogawa Medical Syst Ltd | 超音波診断装置 |
| US5511550A (en) * | 1994-10-14 | 1996-04-30 | Parallel Design, Inc. | Ultrasonic transducer array with apodized elevation focus |
| US5585546A (en) * | 1994-10-31 | 1996-12-17 | Hewlett-Packard Company | Apparatus and methods for controlling sensitivity of transducers |
| US6540677B1 (en) * | 2000-11-17 | 2003-04-01 | Bjorn A. J. Angelsen | Ultrasound transceiver system for remote operation through a minimal number of connecting wires |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3249895A (en) * | 1963-06-11 | 1966-05-03 | Ferguson Radio Corp | Linear pulse width modulator |
| JPS5339225B2 (ja) * | 1973-11-13 | 1978-10-20 | ||
| US4207772A (en) * | 1977-07-11 | 1980-06-17 | Mediscan, Inc. | Electronic drive system and technique for ultrasonic transducer |
| JPS58202607A (ja) * | 1982-05-21 | 1983-11-25 | Hitachi Ltd | 増幅器 |
| US4550606A (en) * | 1982-09-28 | 1985-11-05 | Cornell Research Foundation, Inc. | Ultrasonic transducer array with controlled excitation pattern |
| US4644198A (en) * | 1984-10-31 | 1987-02-17 | Rca Corporation | Signal clamp |
| JPH0655212B2 (ja) * | 1986-07-07 | 1994-07-27 | 松下電器産業株式会社 | 超音波診断装置 |
-
1987
- 1987-10-15 US US07/108,522 patent/US4821706A/en not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-09-30 EP EP88202154A patent/EP0312144B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-09-30 DE DE3852462T patent/DE3852462T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1988-10-12 IL IL88021A patent/IL88021A/xx not_active IP Right Cessation
- 1988-10-12 JP JP63255023A patent/JP2765711B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01145044A (ja) | 1989-06-07 |
| EP0312144B1 (en) | 1994-12-14 |
| DE3852462D1 (de) | 1995-01-26 |
| IL88021A0 (en) | 1989-06-30 |
| US4821706A (en) | 1989-04-18 |
| EP0312144A2 (en) | 1989-04-19 |
| EP0312144A3 (en) | 1990-05-16 |
| IL88021A (en) | 1992-07-15 |
| DE3852462T2 (de) | 1995-06-29 |
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