JP2727924B2 - 高能率多値変調波復調装置 - Google Patents
高能率多値変調波復調装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は高能率多値変調波復調装
置に関し、特に無線搬送波の位相偏移の他に振幅偏移に
もディジタル情報を担わせる高能率多値変調方式により
変調されフェージングひずみを補償するためのフレーム
シンボルが挿入された変調波を受信し振幅レベルを自動
制御してディジタルデータに復調する復調装置に関す
る。
置に関し、特に無線搬送波の位相偏移の他に振幅偏移に
もディジタル情報を担わせる高能率多値変調方式により
変調されフェージングひずみを補償するためのフレーム
シンボルが挿入された変調波を受信し振幅レベルを自動
制御してディジタルデータに復調する復調装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、陸上移動通信では、伝搬路のフェ
ージングによって受信信号の包絡線（振幅）が大きく変
動するため、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌ
ｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）等
の位相偏移の他に振幅偏移にも情報を担わせる高能率多
値変調方式は適用できなっかたが、伝送路特性測定用フ
レームシンボルを挿入してフェージングひずみを補償す
る方式（三瓶政一氏の論文「陸上移動通信用１６ＱＡＭ
のフェージングひずみ補償方式」：電子情報通信学会論
文誌（Ｂ−II）、ＶＯＬ．Ｊ７２−Ｂ−II、ＮＯ．１、
ｐｐ．７−１５（１９８９年１月）参照）の採用によ
り、実現できるようになった。
ージングによって受信信号の包絡線（振幅）が大きく変
動するため、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌ
ｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）等
の位相偏移の他に振幅偏移にも情報を担わせる高能率多
値変調方式は適用できなっかたが、伝送路特性測定用フ
レームシンボルを挿入してフェージングひずみを補償す
る方式（三瓶政一氏の論文「陸上移動通信用１６ＱＡＭ
のフェージングひずみ補償方式」：電子情報通信学会論
文誌（Ｂ−II）、ＶＯＬ．Ｊ７２−Ｂ−II、ＮＯ．１、
ｐｐ．７−１５（１９８９年１月）参照）の採用によ
り、実現できるようになった。
【０００３】陸上移動通信において１６ＱＡＭ変調を利
用した時分割多重ディジタル無線通信伝送の一例を、以
下図面によって説明する。
用した時分割多重ディジタル無線通信伝送の一例を、以
下図面によって説明する。
【０００４】図１はディジタル陸上移動通信のシステム
構成図である。無線の送信機および受信機をそれぞれ有
する無線基地局１０と３つの移動局ａ２０〜移動局ｃ２
２とが１波の時分割多重ディジタル無線回線で接続され
ている。下り回線（無線基地局から移動局群への回線）
は時分割で３つの通信スロットに分割され、それぞれ、
移動局ａ２０、移動局ｂ２１および移動局ｃ２２に専用
に割り振られている。また、上り回線（移動局群から無
線基地局への回線）は、下り回線に同期を取り、各移動
局ａ２２〜ｃ２２がそれぞれ専用の通信スロットで通信
している。
構成図である。無線の送信機および受信機をそれぞれ有
する無線基地局１０と３つの移動局ａ２０〜移動局ｃ２
２とが１波の時分割多重ディジタル無線回線で接続され
ている。下り回線（無線基地局から移動局群への回線）
は時分割で３つの通信スロットに分割され、それぞれ、
移動局ａ２０、移動局ｂ２１および移動局ｃ２２に専用
に割り振られている。また、上り回線（移動局群から無
線基地局への回線）は、下り回線に同期を取り、各移動
局ａ２２〜ｃ２２がそれぞれ専用の通信スロットで通信
している。
【０００５】図２はＦＭアナログ変調（定包絡線変調
波）が陸上移動通信の伝搬路によるフェージングを受け
た受信波の変動の状況である。移動局の受信波は、同図
（Ａ）に占すように受信電圧Ｃ（ｔ）が時刻ｔとともに
激しく変動するので、信号の包絡線Ｒ（ｔ）が同図
（Ｂ）のように変動してしまう。この変動周波数は、搬
送波周波数が８００ＭＨｚで移動局の移動速度が１００
Ｋｍ／ｓの場合で約８０Ｈｚ（１２．５ｍｓ）程度であ
ると言われている。
波）が陸上移動通信の伝搬路によるフェージングを受け
た受信波の変動の状況である。移動局の受信波は、同図
（Ａ）に占すように受信電圧Ｃ（ｔ）が時刻ｔとともに
激しく変動するので、信号の包絡線Ｒ（ｔ）が同図
（Ｂ）のように変動してしまう。この変動周波数は、搬
送波周波数が８００ＭＨｚで移動局の移動速度が１００
Ｋｍ／ｓの場合で約８０Ｈｚ（１２．５ｍｓ）程度であ
ると言われている。
【０００６】図３は、下り回線及び上り回線の通信スロ
ット構成を示す。通信スロットの開始位置を示す同期シ
ンボル（ＳＷ）がデータシンボル群の先頭に付加され、
フレームシンボル挿入型フェージングひずみ補償を行な
うためのフレームシンボル（Ｐ）が一定時間（例えば１
ｍｓ）ごとに各データシンボル群（データ１〜３）に割
り込んで挿入されている。
ット構成を示す。通信スロットの開始位置を示す同期シ
ンボル（ＳＷ）がデータシンボル群の先頭に付加され、
フレームシンボル挿入型フェージングひずみ補償を行な
うためのフレームシンボル（Ｐ）が一定時間（例えば１
ｍｓ）ごとに各データシンボル群（データ１〜３）に割
り込んで挿入されている。
【０００７】図７は移動局および固定局の受信機に用い
られる１６ＱＡＭ復調装置の一例を示すブロック図であ
る。対向する送信機から送信された電波信号による１６
ＱＡＭ信号は空中線を通して無線部３１０に入力され、
内蔵する利得制御可能な信号増幅器で増幅される。ＡＧ
Ｃ制御回路３４０は、電波伝搬路のフェージングによる
受信入力の変動で無線部３１０からの１６ＱＡＭ信号Ｒ
Ｓの振幅レベルが変動した場合、ＱＡＭ復調部３２０の
入力信号振幅レベルを一定の範囲内に保つために、１６
ＱＡＭ信号ＲＳの電圧レベルを検出して無線部３１０の
信号増幅器の利得を制御する自動利得制御信号（ＡＧＣ
電圧）をフィードバックする。ＡＧＣ制御回路３４０に
より一定範囲に調整された１６ＱＡＭ信号ＲＳは、ＱＡ
Ｍ復調部３２０で直交する２周波に分離されアナログ・
ディジタル（Ａ／Ｄ）変換されてパラレル信号（ＩＣＨ
およびＱＣＨ）になり、制御部３３０に入力される。制
御部３３０は、入力信号に対して演算処理を行い、同期
シンボル及びフレームシンボルを検出しデータシンボル
の受けたフェージングひずみ量を推定し受信データを補
正して送信データを再生する。
られる１６ＱＡＭ復調装置の一例を示すブロック図であ
る。対向する送信機から送信された電波信号による１６
ＱＡＭ信号は空中線を通して無線部３１０に入力され、
内蔵する利得制御可能な信号増幅器で増幅される。ＡＧ
Ｃ制御回路３４０は、電波伝搬路のフェージングによる
受信入力の変動で無線部３１０からの１６ＱＡＭ信号Ｒ
Ｓの振幅レベルが変動した場合、ＱＡＭ復調部３２０の
入力信号振幅レベルを一定の範囲内に保つために、１６
ＱＡＭ信号ＲＳの電圧レベルを検出して無線部３１０の
信号増幅器の利得を制御する自動利得制御信号（ＡＧＣ
電圧）をフィードバックする。ＡＧＣ制御回路３４０に
より一定範囲に調整された１６ＱＡＭ信号ＲＳは、ＱＡ
Ｍ復調部３２０で直交する２周波に分離されアナログ・
ディジタル（Ａ／Ｄ）変換されてパラレル信号（ＩＣＨ
およびＱＣＨ）になり、制御部３３０に入力される。制
御部３３０は、入力信号に対して演算処理を行い、同期
シンボル及びフレームシンボルを検出しデータシンボル
の受けたフェージングひずみ量を推定し受信データを補
正して送信データを再生する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】この従来の復調装置で
は、ＱＡＭ復調部への信号振幅レベルを一定範囲に保つ
ため、無線部出力の１６ＱＡＭ信号の振幅成分をダイオ
ード等の半導体で検波し、その電圧が一定になるように
前段の無線部の信号増幅器の利得を制御（ＡＧＣ制御）
することで、１６ＱＡＭ信号の変動を抑える方法が取ら
れてきた。
は、ＱＡＭ復調部への信号振幅レベルを一定範囲に保つ
ため、無線部出力の１６ＱＡＭ信号の振幅成分をダイオ
ード等の半導体で検波し、その電圧が一定になるように
前段の無線部の信号増幅器の利得を制御（ＡＧＣ制御）
することで、１６ＱＡＭ信号の変動を抑える方法が取ら
れてきた。
【０００９】しかし、１６ＱＡＭ等の高能率多値変調方
式では、図４に示すように情報シンボル振幅成分は一定
でないため、例えばＳ０が数シンボル続いた後にＳ５が
数シンボル続くような情報データがあると１６ＱＡＭ信
号の振幅成分は変化するので、誤ったＡＧＣ制御をする
可能性があり、情報シンボルの配列による振幅成分の変
化では応答しないような時間の長い（１フェージング周
期（１２．５ｍｓ）以上）フェージング変動に対するＡ
ＧＣ制御しかできなかった。したがって、陸上移動通信
の伝搬路で発生する時間の短い（１２．５ｍｓ以下）フ
ェージング変動を補償するために、フレームシンボルに
よるひずみ補償の補償範囲（変動幅）を広める必要があ
る。これがＱＡＭ復調部で行なうＡ／Ｄ変換の量子化範
囲（ダイナミックレンジ）および精度を上げ、かつ、制
御部で行なう演算精度及び演算量を増やす結果となる。
また、ＱＡＭ信号の振幅成分検波に用いる半導体やＡ／
Ｄ変換器の温度特性によるＡＧＣ制御の誤差も制御部で
の演算精度及び演算量を増やすことになる。
式では、図４に示すように情報シンボル振幅成分は一定
でないため、例えばＳ０が数シンボル続いた後にＳ５が
数シンボル続くような情報データがあると１６ＱＡＭ信
号の振幅成分は変化するので、誤ったＡＧＣ制御をする
可能性があり、情報シンボルの配列による振幅成分の変
化では応答しないような時間の長い（１フェージング周
期（１２．５ｍｓ）以上）フェージング変動に対するＡ
ＧＣ制御しかできなかった。したがって、陸上移動通信
の伝搬路で発生する時間の短い（１２．５ｍｓ以下）フ
ェージング変動を補償するために、フレームシンボルに
よるひずみ補償の補償範囲（変動幅）を広める必要があ
る。これがＱＡＭ復調部で行なうＡ／Ｄ変換の量子化範
囲（ダイナミックレンジ）および精度を上げ、かつ、制
御部で行なう演算精度及び演算量を増やす結果となる。
また、ＱＡＭ信号の振幅成分検波に用いる半導体やＡ／
Ｄ変換器の温度特性によるＡＧＣ制御の誤差も制御部で
の演算精度及び演算量を増やすことになる。
【００１０】したがって、本発明の目的は、Ａ／Ｄ変換
器の量子化範囲および精度を上げず、それによりディジ
タルデータ復調の演算精度及び演算量を増やすことなく
精度のよいフェージングひずみ補償を行うことを可能と
する高能率多値変調波復調装置を提供することにある。
器の量子化範囲および精度を上げず、それによりディジ
タルデータ復調の演算精度及び演算量を増やすことなく
精度のよいフェージングひずみ補償を行うことを可能と
する高能率多値変調波復調装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、互いに異るビ
ット列を示す複数のシンボル対応に搬送波の位相偏移及
び振幅偏移を行う高能率多値変調方式により、前記複数
のシンボルのうち送信データのビット列に対応するシン
ボルをデータシンボルとし特定のシンボルまたはその組
合せを前記データシンボル全体の同期及びフレーム単位
の同期をとるための同期シンボル及びフレームシンボル
として付加して変調した変調波をフェージングひずみの
発生する伝搬路を通して受信し、前記シンボルを復調し
前記同期シンボル及びフレームシンボルに基づいて前記
データシンボルから前記送信データを復元する高能率多
値変調波復調装置において、 前記伝搬路により受けるフ
ェージングひずみの周期よりも短い一定周期を有する前
記フレームシンボルが付加された前記変調波を受信し利
得制御信号の値に応じた振幅利得制御を行い振幅制御さ
れた変調波として出力する振幅利得制御手段と、 前記振
幅制御された変調波を互いに直交する位相対応に同期検
波し各位相における受信シンボルのアナログ信号の振幅
を所定の量子化レベルで量子化し対応する振幅レベル値
を示す第１および第２のディジタル復調信号としてそれ
ぞれ出力する復調手段と、 前記第１および第２のディジ
タル復調信号の値に基づいて所定の演算処理を行い算出
したビット列に従って受信シンボルが前記複数のシンボ
ルのいずれであるか識別するとともに、当該シンボルが
前記同期シンボル，前記フレームシンボル，および前記
データシンボルのいずれであるか判定し、データシンボ
ルの場合に対応する前記送信データを復元する復元制御
手段と、 前記復元制御手段により検出された前記フレー
ムシンボルに対応する前記復調手段からの前記第１およ
び第２のディジタル復調信号の示す振幅レベル値に応じ
て前記利得制御信号の値を決定する第１の利得制御手段
と、 前記振幅利得制御手段からの前記振幅制御された変
調波を包絡線検波し前記フレームシンボルの前記一定周
期よりも長い時間範囲内の振幅レベル値に応じて前記利
得制御信号の値を決定する第２の利得制御手段と、 前記
伝搬路からの前記変調波の受信開始時点では前記第２の
利得制御手段の出力を、前記復元制御手段による前記フ
レームシンボルの検出開始時点以降は前記第１の利得制
御手段の出力を前記利得制御信号として選択し前記振幅
利得制御手段へ入力させる選択手段とを備えている。
ット列を示す複数のシンボル対応に搬送波の位相偏移及
び振幅偏移を行う高能率多値変調方式により、前記複数
のシンボルのうち送信データのビット列に対応するシン
ボルをデータシンボルとし特定のシンボルまたはその組
合せを前記データシンボル全体の同期及びフレーム単位
の同期をとるための同期シンボル及びフレームシンボル
として付加して変調した変調波をフェージングひずみの
発生する伝搬路を通して受信し、前記シンボルを復調し
前記同期シンボル及びフレームシンボルに基づいて前記
データシンボルから前記送信データを復元する高能率多
値変調波復調装置において、 前記伝搬路により受けるフ
ェージングひずみの周期よりも短い一定周期を有する前
記フレームシンボルが付加された前記変調波を受信し利
得制御信号の値に応じた振幅利得制御を行い振幅制御さ
れた変調波として出力する振幅利得制御手段と、 前記振
幅制御された変調波を互いに直交する位相対応に同期検
波し各位相における受信シンボルのアナログ信号の振幅
を所定の量子化レベルで量子化し対応する振幅レベル値
を示す第１および第２のディジタル復調信号としてそれ
ぞれ出力する復調手段と、 前記第１および第２のディジ
タル復調信号の値に基づいて所定の演算処理を行い算出
したビット列に従って受信シンボルが前記複数のシンボ
ルのいずれであるか識別するとともに、当該シンボルが
前記同期シンボル，前記フレームシンボル，および前記
データシンボルのいずれであるか判定し、データシンボ
ルの場合に対応する前記送信データを復元する復元制御
手段と、 前記復元制御手段により検出された前記フレー
ムシンボルに対応する前記復調手段からの前記第１およ
び第２のディジタル復調信号の示す振幅レベル値に応じ
て前記利得制御信号の値を決定する第１の利得制御手段
と、 前記振幅利得制御手段からの前記振幅制御された変
調波を包絡線検波し前記フレームシンボルの前記一定周
期よりも長い時間範囲内の振幅レベル値に応じて前記利
得制御信号の値を決定する第２の利得制御手段と、 前記
伝搬路からの前記変調波の受信開始時点では前記第２の
利得制御手段の出力を、前記復元制御手段による前記フ
レームシンボルの検出開始時点以降は前記第１の利得制
御手段の出力を前記利得制御信号として選択し前記振幅
利得制御手段へ入力させる選択手段とを備えている。
【００１２】
【００１３】また上記構成において、前記第１の利得制
御手段が、前記フレームシンボルの振幅レベルの基準値
をあらかじめ記憶した第１のメモリと、前記フレームシ
ンボル検出手段により前記フレームシンボルを検出する
ごとに対応する前記第１および第２のディジタル復調信
号の示す振幅レベル値と前記第１のメモリ内の前記基準
値とを比較し誤差を検出する手段と、前記フレームシン
ボルの検出開始時点の前記第２の利得制御手段の出力値
を初期値として前記利得制御信号の値を記憶する第２の
メモリと、前記誤差の値に応じて前記第２のメモリ内の
記憶値を加減し前記利得制御信号として出力する手段と
を有する構成、さらに、前記第１の利得制御手段が、前
記誤差を検出する手段からの前記誤差の値を記憶する第
３のメモリを有し、前記フレームシンボルを検出するご
とに今回検出の誤差の値と前回検出の誤差の値とに応じ
て前記第２のメモリ内の記憶値を加減し前記利得制御信
号として出力する構成とすることができる。
御手段が、前記フレームシンボルの振幅レベルの基準値
をあらかじめ記憶した第１のメモリと、前記フレームシ
ンボル検出手段により前記フレームシンボルを検出する
ごとに対応する前記第１および第２のディジタル復調信
号の示す振幅レベル値と前記第１のメモリ内の前記基準
値とを比較し誤差を検出する手段と、前記フレームシン
ボルの検出開始時点の前記第２の利得制御手段の出力値
を初期値として前記利得制御信号の値を記憶する第２の
メモリと、前記誤差の値に応じて前記第２のメモリ内の
記憶値を加減し前記利得制御信号として出力する手段と
を有する構成、さらに、前記第１の利得制御手段が、前
記誤差を検出する手段からの前記誤差の値を記憶する第
３のメモリを有し、前記フレームシンボルを検出するご
とに今回検出の誤差の値と前回検出の誤差の値とに応じ
て前記第２のメモリ内の記憶値を加減し前記利得制御信
号として出力する構成とすることができる。
【００１４】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【００１５】図５は本発明の一実施例を示すブロック図
である。本実施例は、従来例と同様に、図１に示すディ
ジタル移動通信システムの無線基地局１０および移動局
ａ２０〜移動局ｃ２２の各々の受信機に適用した例であ
り、図３および図４に示すような通信スロット構成およ
びシンボル構成の電波信号による１６ＱＡＭ信号を受信
し復調して送信データを復元する。図５において、本実
施例の復調装置は；無線回線上の通信スロットを制御し
空中線２１１を通してフェージングひずみを受けた１６
ＱＡＭ電波信号を受信し、中間周波数に変換し外部から
のＡＧＣ電圧により利得制御可能な信号増幅器２１２に
より増幅し振幅レベル調整された１６ＱＡＭ信号ＲＳと
して出力する無線部２１０と；乗算器２２３，２２４、
低域フィルタ（ＬＰＦ）２２５，２２６、搬送波同期回
路２２１、９０°（π／２）位相偏移器２２２およびア
ナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２２７，２２８を
有し、無線部２１０からの１６ＱＡＭ信号ＲＳを互いに
位相が直交する２つの復調搬送波を用いて同期検波を行
い各シンボルのアナログ信号の位相および振幅に応じて
ＩＣＨおよびＱＣＨの２系統のディジタルデータ（各１
２ビット）を復調するＱＡＭ復調部２２０と；同期シン
ボル検出回路２３１およびフレームシンボル検出回路２
３２とを有し、ＩＣＨおよびＱＣＨのデータと基準デー
タとの比較，演算を行い同期シンボルを検出してフレー
ムシンボルおよびデータシンボル位置を認識し送信デー
タを復元するデータ復元制御部２３０と；無線部２１０
の１６ＱＡＭ信号ＲＳの電圧レベルまたはＱＡＭ復調部
２２０のフレームシンボルのＩＣＨ，ＱＣＨ上の振幅レ
ベルに応じて無線部２１０の利得制御を行いフェージン
グひずみ量を補償するＡＧＣ制御部２４０とを備えてい
る。
である。本実施例は、従来例と同様に、図１に示すディ
ジタル移動通信システムの無線基地局１０および移動局
ａ２０〜移動局ｃ２２の各々の受信機に適用した例であ
り、図３および図４に示すような通信スロット構成およ
びシンボル構成の電波信号による１６ＱＡＭ信号を受信
し復調して送信データを復元する。図５において、本実
施例の復調装置は；無線回線上の通信スロットを制御し
空中線２１１を通してフェージングひずみを受けた１６
ＱＡＭ電波信号を受信し、中間周波数に変換し外部から
のＡＧＣ電圧により利得制御可能な信号増幅器２１２に
より増幅し振幅レベル調整された１６ＱＡＭ信号ＲＳと
して出力する無線部２１０と；乗算器２２３，２２４、
低域フィルタ（ＬＰＦ）２２５，２２６、搬送波同期回
路２２１、９０°（π／２）位相偏移器２２２およびア
ナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２２７，２２８を
有し、無線部２１０からの１６ＱＡＭ信号ＲＳを互いに
位相が直交する２つの復調搬送波を用いて同期検波を行
い各シンボルのアナログ信号の位相および振幅に応じて
ＩＣＨおよびＱＣＨの２系統のディジタルデータ（各１
２ビット）を復調するＱＡＭ復調部２２０と；同期シン
ボル検出回路２３１およびフレームシンボル検出回路２
３２とを有し、ＩＣＨおよびＱＣＨのデータと基準デー
タとの比較，演算を行い同期シンボルを検出してフレー
ムシンボルおよびデータシンボル位置を認識し送信デー
タを復元するデータ復元制御部２３０と；無線部２１０
の１６ＱＡＭ信号ＲＳの電圧レベルまたはＱＡＭ復調部
２２０のフレームシンボルのＩＣＨ，ＱＣＨ上の振幅レ
ベルに応じて無線部２１０の利得制御を行いフェージン
グひずみ量を補償するＡＧＣ制御部２４０とを備えてい
る。
【００１６】次に動作を説明する。
【００１７】無線基地局１０および移動局ａ２０〜移動
局ｃ２２の各々は図６に示すような送信機を設けてい
る。伝送すべき情報データのビット列（ａ1 ，ａ2 ，ａ
3 ，ａ4 ，…）は、シリアル／パラレル変換器１１０で
２系統の（ＩＣＨ，ＱＣＨ）の２ビット単位のパラレル
信号（ａ1 ａ2 →Ａｉ1 ，ａ5 ａ6 →Ａｉ2 ，…とａ3
ａ4 →Ａｑ1 ，ａ7 ａ8 →Ａｑ2 ，…）に変換され、そ
れぞれセレクタ１２０，１２１を経てＱＡＭ変調部１３
０で直交変調される。このときセレクタ１２０および１
２１では通信スロットの先頭にあらかじめ規定した同期
シンボル（例えば図４のＳ０，Ｓ２，Ｓａの連結）を付
加し、一定時間（例えば１ｍｓ）ごとにあらかじめ規定
したフレームシンボル、通常は情報シンボルの最大振幅
成分を持つ固定したシンボル（例えば、図４のＳ８）を
伝送情報データに割込み挿入することで図３に示す構成
の１６ＱＡＭ信号ＳＳを生成する。無線部１４０は、無
線回線の通信スロットを制御し、１６ＱＡＭ信号ＳＳを
無線搬送波周波数に変換し空中線１４１を通して電波信
号として送信する。この電波信号は図２に示すようなフ
ェージングを受けながら対向する局の受信機の空中線２
１１を通して高能率多値変調波復調装置の無線部２１０
へ入力される。
局ｃ２２の各々は図６に示すような送信機を設けてい
る。伝送すべき情報データのビット列（ａ1 ，ａ2 ，ａ
3 ，ａ4 ，…）は、シリアル／パラレル変換器１１０で
２系統の（ＩＣＨ，ＱＣＨ）の２ビット単位のパラレル
信号（ａ1 ａ2 →Ａｉ1 ，ａ5 ａ6 →Ａｉ2 ，…とａ3
ａ4 →Ａｑ1 ，ａ7 ａ8 →Ａｑ2 ，…）に変換され、そ
れぞれセレクタ１２０，１２１を経てＱＡＭ変調部１３
０で直交変調される。このときセレクタ１２０および１
２１では通信スロットの先頭にあらかじめ規定した同期
シンボル（例えば図４のＳ０，Ｓ２，Ｓａの連結）を付
加し、一定時間（例えば１ｍｓ）ごとにあらかじめ規定
したフレームシンボル、通常は情報シンボルの最大振幅
成分を持つ固定したシンボル（例えば、図４のＳ８）を
伝送情報データに割込み挿入することで図３に示す構成
の１６ＱＡＭ信号ＳＳを生成する。無線部１４０は、無
線回線の通信スロットを制御し、１６ＱＡＭ信号ＳＳを
無線搬送波周波数に変換し空中線１４１を通して電波信
号として送信する。この電波信号は図２に示すようなフ
ェージングを受けながら対向する局の受信機の空中線２
１１を通して高能率多値変調波復調装置の無線部２１０
へ入力される。
【００１８】復調装置が受信を開始した時点ではまだフ
レームシンボルを検出しておらず、ＡＧＣ制御部２４０
のＡＧＣタイミング制御回路２５１がＡＧＣ系切替信号
を出力していないので、切替器２４２の入力が信号振幅
検出回路２４１側に接続されており、無線部２１０の出
力１６ＱＡＭ信号ＲＳに対し信号振幅検出回路２４１で
振幅成分を電圧検出（包絡線検波）し、切替器２４２を
通して無線部２１０の信号振幅器２１２へのＡＧＣ電圧
とする。このときのＡＧＣ制御精度は、ＱＡＭ復調部２
２０でフレームシンボルを受信できる程度の簡易な制御
でよい。フレームシンボルは、図４の情報シンボルの信
号空間配置で最大振幅成分を持つ１情報シンボル（Ｓ
８）と仮定すると、ＱＡＭ復調部２２０ではフレームシ
ンボルの抽出を行なうのに、ひずみ量の補償範囲（変動
幅）が限定できるので、アナログ・ディジタル変換器２
２７，２２８の量子化範囲（ダイナミックレンジ）およ
び精度を上げる必要はない。また、信号振幅検出回路２
４１の出力はアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２
４３で信号振幅の数値データ、すなわちＡＧＣ電圧の数
値データとなりＡＧＣデータ記憶回路２４５に記憶され
る。このＡＧＣデータ記憶回路２４５は、ＡＧＣ系切替
信号を受信しない間はＡ／Ｄ変換器２４３からのデータ
記憶を許容しＡＧＣデータ演算回路２４６からのデータ
記憶を禁止する。ＡＧＣデータ記憶回路２４５の記憶デ
ータはディジタル・アナログ（Ｄ／Ａ）変換器２４４で
ＡＧＣ電圧となる。このＡＧＣ電圧は信号振幅検出回路
２４１の出力ＡＧＣ電圧よりも若干遅延しているが同一
のレベルである。しかしこの時点ではまだ無線部２１０
へのＡＧＣ電圧としては信号振幅検出回路２４１の出力
が選択されている。
レームシンボルを検出しておらず、ＡＧＣ制御部２４０
のＡＧＣタイミング制御回路２５１がＡＧＣ系切替信号
を出力していないので、切替器２４２の入力が信号振幅
検出回路２４１側に接続されており、無線部２１０の出
力１６ＱＡＭ信号ＲＳに対し信号振幅検出回路２４１で
振幅成分を電圧検出（包絡線検波）し、切替器２４２を
通して無線部２１０の信号振幅器２１２へのＡＧＣ電圧
とする。このときのＡＧＣ制御精度は、ＱＡＭ復調部２
２０でフレームシンボルを受信できる程度の簡易な制御
でよい。フレームシンボルは、図４の情報シンボルの信
号空間配置で最大振幅成分を持つ１情報シンボル（Ｓ
８）と仮定すると、ＱＡＭ復調部２２０ではフレームシ
ンボルの抽出を行なうのに、ひずみ量の補償範囲（変動
幅）が限定できるので、アナログ・ディジタル変換器２
２７，２２８の量子化範囲（ダイナミックレンジ）およ
び精度を上げる必要はない。また、信号振幅検出回路２
４１の出力はアナログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器２
４３で信号振幅の数値データ、すなわちＡＧＣ電圧の数
値データとなりＡＧＣデータ記憶回路２４５に記憶され
る。このＡＧＣデータ記憶回路２４５は、ＡＧＣ系切替
信号を受信しない間はＡ／Ｄ変換器２４３からのデータ
記憶を許容しＡＧＣデータ演算回路２４６からのデータ
記憶を禁止する。ＡＧＣデータ記憶回路２４５の記憶デ
ータはディジタル・アナログ（Ｄ／Ａ）変換器２４４で
ＡＧＣ電圧となる。このＡＧＣ電圧は信号振幅検出回路
２４１の出力ＡＧＣ電圧よりも若干遅延しているが同一
のレベルである。しかしこの時点ではまだ無線部２１０
へのＡＧＣ電圧としては信号振幅検出回路２４１の出力
が選択されている。
【００１９】次に、ＱＡＭ復調部２２０から出力する
Ｉ，Ｑデータから同期シンボル検出回路２３１で同期シ
ンボルを検出した後にフレームシンボル検出回路２３２
でフレームシンボルを検出すると、ＡＧＣタイミング制
御回路２５１にトリガ信号が送られる。ＡＧＣタイミン
グ制御回路２５１はトリガ信号を受けるとＡＧＣ系切替
信号を出力するとともに、フレームシンボルの受信タイ
ミングに同期したクロックを出力し、振幅誤差検出回路
２５３，振幅誤差推定回路２５５，ＡＧＣデータ演算回
路２４６をそのクロックに同期させて動作させる。振幅
誤差検出回路２５３はＱＡＭ復調部２２０からのフレー
ムシンボルのＩ，Ｑデータの振幅レベル値とあらかじめ
フレームシンボル基準値回路２５２に記憶された基準値
とを比較し誤差を算出する。例えば図４において、フレ
ームシンボルＳ８の振幅の基準値はＩ，Ｑともに“３”
であるが、無線部２１０の利得が大き過ぎればＱＡＭ復
調部２２０の出力の振幅値は“４”、小さ過ぎれば
“２”となり、これらの差“１”あるいは“−１”が誤
差となる。この誤差データは振幅誤差推定回路２５５で
振幅誤差記憶回路２５４に記憶された１つ前のフレーム
シンボルの振幅誤差データとの間で外挿演算され、次の
フレームシンボル受信時点前後にデータ信号が受けるフ
ェージングひずみ量を推定させる。ＡＧＣデータ演算回
路２４６はこの推定ひずみ量とＡＧＣデータ記憶回路２
４５内に記憶されている現在のＡＧＣ電圧数値データと
から理想的なＡＧＣ電圧の数値データをフレームシンボ
ル受信タイミングごとに演算する。
Ｉ，Ｑデータから同期シンボル検出回路２３１で同期シ
ンボルを検出した後にフレームシンボル検出回路２３２
でフレームシンボルを検出すると、ＡＧＣタイミング制
御回路２５１にトリガ信号が送られる。ＡＧＣタイミン
グ制御回路２５１はトリガ信号を受けるとＡＧＣ系切替
信号を出力するとともに、フレームシンボルの受信タイ
ミングに同期したクロックを出力し、振幅誤差検出回路
２５３，振幅誤差推定回路２５５，ＡＧＣデータ演算回
路２４６をそのクロックに同期させて動作させる。振幅
誤差検出回路２５３はＱＡＭ復調部２２０からのフレー
ムシンボルのＩ，Ｑデータの振幅レベル値とあらかじめ
フレームシンボル基準値回路２５２に記憶された基準値
とを比較し誤差を算出する。例えば図４において、フレ
ームシンボルＳ８の振幅の基準値はＩ，Ｑともに“３”
であるが、無線部２１０の利得が大き過ぎればＱＡＭ復
調部２２０の出力の振幅値は“４”、小さ過ぎれば
“２”となり、これらの差“１”あるいは“−１”が誤
差となる。この誤差データは振幅誤差推定回路２５５で
振幅誤差記憶回路２５４に記憶された１つ前のフレーム
シンボルの振幅誤差データとの間で外挿演算され、次の
フレームシンボル受信時点前後にデータ信号が受けるフ
ェージングひずみ量を推定させる。ＡＧＣデータ演算回
路２４６はこの推定ひずみ量とＡＧＣデータ記憶回路２
４５内に記憶されている現在のＡＧＣ電圧数値データと
から理想的なＡＧＣ電圧の数値データをフレームシンボ
ル受信タイミングごとに演算する。
【００２０】一方、最初にフレームシンボルが検出され
た時点でＡＧＣタイミング制御回路２５１から送出され
たＡＧＣ系切替信号により、切替器２４２の入力がＤ／
Ａ変換器２４４側へ切替えられるとともに、ＡＧＣデー
タ記憶回路２４５へのＡ／Ｄ変換器２４３からのデータ
記憶が禁止され、ＡＧＣデータ演算回路２４６からのデ
ータ記憶が許容されるようになる。これによりＡＧＣデ
ータ記憶回路２４５に記憶されるＡＧＣ電圧の数値デー
タは、フレームシンボルを最初に検出した時点に信号振
幅検出回路２４１で検出していた数値データを基準にし
て、フレームシンボルの受信タイミングごとにその振幅
の誤差に応じて加減される。上述したように、このＡＧ
Ｃデータ記憶回路２４５に記憶された数値データに応じ
てＤ／Ａ変換器２４４でＡＧＣ電圧を発生し、切替器２
４２を通して無線部２１０へ供給する。このＡＧＣ電圧
は、次にフレームシンボルが受信できるまでの一定期間
（１フレームシンボル間隔（１ｍｓ））保持される。
た時点でＡＧＣタイミング制御回路２５１から送出され
たＡＧＣ系切替信号により、切替器２４２の入力がＤ／
Ａ変換器２４４側へ切替えられるとともに、ＡＧＣデー
タ記憶回路２４５へのＡ／Ｄ変換器２４３からのデータ
記憶が禁止され、ＡＧＣデータ演算回路２４６からのデ
ータ記憶が許容されるようになる。これによりＡＧＣデ
ータ記憶回路２４５に記憶されるＡＧＣ電圧の数値デー
タは、フレームシンボルを最初に検出した時点に信号振
幅検出回路２４１で検出していた数値データを基準にし
て、フレームシンボルの受信タイミングごとにその振幅
の誤差に応じて加減される。上述したように、このＡＧ
Ｃデータ記憶回路２４５に記憶された数値データに応じ
てＤ／Ａ変換器２４４でＡＧＣ電圧を発生し、切替器２
４２を通して無線部２１０へ供給する。このＡＧＣ電圧
は、次にフレームシンボルが受信できるまでの一定期間
（１フレームシンボル間隔（１ｍｓ））保持される。
【００２１】なお、ＡＧＣ制御部２４０において、切替
器２４２を設けず、無線部２１０のＡＧＣ電圧としてＤ
／Ａ変換器２４４の出力を直接入力するようにしてもよ
い。この場合、信号振幅検出回路２４１により検出され
た１６ＱＡＭ信号ＲＳの振幅成分の電圧値そのものをＡ
ＧＣ電圧値とする必要がなく、Ａ／Ｄ変換器２４３およ
びＤ／Ａ変換器２４４の変換特性を適切に設定すること
により無線部２１０のＡＧＣ制御特性の自由度が高くな
る。
器２４２を設けず、無線部２１０のＡＧＣ電圧としてＤ
／Ａ変換器２４４の出力を直接入力するようにしてもよ
い。この場合、信号振幅検出回路２４１により検出され
た１６ＱＡＭ信号ＲＳの振幅成分の電圧値そのものをＡ
ＧＣ電圧値とする必要がなく、Ａ／Ｄ変換器２４３およ
びＤ／Ａ変換器２４４の変換特性を適切に設定すること
により無線部２１０のＡＧＣ制御特性の自由度が高くな
る。
【００２２】また、データ復元制御部２３０は、ＱＡＭ
復調部２２０からのＩＣＨおよびＱＣＨのデータに対し
レベル判定演算を行い２ビット単位のパラレル信号と
し、その組み合わせの値に応じて１６ビットのシリアル
信号に変換し、これを繰返すことにより送信情報データ
のビット列を復元し出力する。
復調部２２０からのＩＣＨおよびＱＣＨのデータに対し
レベル判定演算を行い２ビット単位のパラレル信号と
し、その組み合わせの値に応じて１６ビットのシリアル
信号に変換し、これを繰返すことにより送信情報データ
のビット列を復元し出力する。
【００２３】無線部２１０の出力がフレームシンボルに
よる誤差信号でＡＧＣ制御されている状態では、陸上移
動通信の伝搬路によるフェージング周期（１／８０Ｈｚ
＝１２．５ｍｓ）に対し、フレームシンボルは約１／１
０の間隔（約１ｍ）で挿入されているので、図２（Ｂ）
のように伝搬路の１フェージングを時間軸で１０等分し
たことになり、１６ＱＡＭ復調部に入力するフェージン
グひずみ量は、１フェージング量（Ｒ（１２．５ｍ
ｓ））を１０分割（Ｒ（１ｍｓ））した振幅となるの
で、ＱＡＭ復調部２２０のＡ／Ｄ変換器２２７，２２８
のダイナミックレンジ（量子化範囲）は１６ＱＡＭ信号
の振幅変動量程度に縮小され、データ復元制御部２３０
の出力ビット再生処理の演算量も抑えられる。実験によ
れば例えば、Ａ／Ｄ変換器２２７，２２８の量子化ビッ
ト数として、従来技術では１６ビット必要としていたの
ものが、本発明を用いることにより振幅変動量を１／１
０以下に抑えることができ８〜１２ビットで済ませられ
ることが確認できた。
よる誤差信号でＡＧＣ制御されている状態では、陸上移
動通信の伝搬路によるフェージング周期（１／８０Ｈｚ
＝１２．５ｍｓ）に対し、フレームシンボルは約１／１
０の間隔（約１ｍ）で挿入されているので、図２（Ｂ）
のように伝搬路の１フェージングを時間軸で１０等分し
たことになり、１６ＱＡＭ復調部に入力するフェージン
グひずみ量は、１フェージング量（Ｒ（１２．５ｍ
ｓ））を１０分割（Ｒ（１ｍｓ））した振幅となるの
で、ＱＡＭ復調部２２０のＡ／Ｄ変換器２２７，２２８
のダイナミックレンジ（量子化範囲）は１６ＱＡＭ信号
の振幅変動量程度に縮小され、データ復元制御部２３０
の出力ビット再生処理の演算量も抑えられる。実験によ
れば例えば、Ａ／Ｄ変換器２２７，２２８の量子化ビッ
ト数として、従来技術では１６ビット必要としていたの
ものが、本発明を用いることにより振幅変動量を１／１
０以下に抑えることができ８〜１２ビットで済ませられ
ることが確認できた。
【００２４】
【発明の効果】本発明の高能率多値変調波復調装置は、
移動通信等の伝搬路によるフェージングひずみを受けた
ＱＡＭ信号等の高能率多値変調方式による変調波の復調
手段への入力レベルを所定範囲内に調整する振幅利得制
御手段の利得制御信号を作成するためのフィードバック
経路をフレームシンボルの検出の前後で自動的に切替
え、フレームシンボル検出前は変調波の包絡線検波によ
る振幅レベルに応じて利得制御信号の値を決定するの
で、従来と同様のフェージングひずみ補償によりフレー
ムシンボルを検出することができ、フレームシンボル検
出後はフレームシンボルの振幅レベルに応じて利得制御
信号の値を決定するので、フレームシンボルの周期を適
切に設定することによりフェージングひずみの補償をそ
の周期より極めて短い時間単位で行うことができ、情報
シンボルのディジタル復調信号への復調手段のＡ／Ｄ変
換器の量子化範囲および精度を抑え、復元制御手段のデ
ィジタルデータのビット列演算精度および演算量を少な
くすることができ、コストを低減することができる。ま
た、変調波の包絡線検波に用いられる半導体は温度変化
により出力値が変動し易いが、フレームシンボル検出後
はこの出力を使用しないため温度に影響されない高精度
の振幅利得制御が可能となる。
移動通信等の伝搬路によるフェージングひずみを受けた
ＱＡＭ信号等の高能率多値変調方式による変調波の復調
手段への入力レベルを所定範囲内に調整する振幅利得制
御手段の利得制御信号を作成するためのフィードバック
経路をフレームシンボルの検出の前後で自動的に切替
え、フレームシンボル検出前は変調波の包絡線検波によ
る振幅レベルに応じて利得制御信号の値を決定するの
で、従来と同様のフェージングひずみ補償によりフレー
ムシンボルを検出することができ、フレームシンボル検
出後はフレームシンボルの振幅レベルに応じて利得制御
信号の値を決定するので、フレームシンボルの周期を適
切に設定することによりフェージングひずみの補償をそ
の周期より極めて短い時間単位で行うことができ、情報
シンボルのディジタル復調信号への復調手段のＡ／Ｄ変
換器の量子化範囲および精度を抑え、復元制御手段のデ
ィジタルデータのビット列演算精度および演算量を少な
くすることができ、コストを低減することができる。ま
た、変調波の包絡線検波に用いられる半導体は温度変化
により出力値が変動し易いが、フレームシンボル検出後
はこの出力を使用しないため温度に影響されない高精度
の振幅利得制御が可能となる。
【図１】本発明を適用するディジタル移動通信システム
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
【図２】図１のシステムの電波伝搬路によるフェージン
グの様子を示す図であり、分図（Ａ）は受信電圧の変動
を、分図（Ｂ）はその包絡線の変動を示す。
グの様子を示す図であり、分図（Ａ）は受信電圧の変動
を、分図（Ｂ）はその包絡線の変動を示す。
【図３】図１のシステムの無線回線上の通信スロットの
構成を示す図である。
構成を示す図である。
【図４】１６ＱＡＭの情報シンボンルの信号空間配置例
を示す図である。
を示す図である。
【図５】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図６】１６ＱＡＭの送信機の一例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図７】従来の１６ＱＡＭの復調装置の一例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
２１０ 無線部 ２１２ 信号増幅器 ２２０ ＱＡＭ復調部 ２２７，２２８ アナログ・ディジタル変換器 ２３０ データ復元制御部 ２３２ フレームシンボル検出回路 ２４０ ＡＧＣ制御回路 ２４１ 信号振幅検出回路 ２４２ 切替器 ２４３ アナログ・ディジタル変換器 ２４４ ディジタル・アナログ変換器 ２４５ ＡＧＣデータ記憶回路 ２４６ ＡＧＣデータ演算回路 ２５１ ＡＧＣタイミング制御回路 ２５２ フレームシンボル基準値回路 ２５３ 振幅誤差検出回路 ２５４ 振幅誤差記憶回路 ２５５ 振幅誤差推定回路
Claims (3)
- 【請求項１】 互いに異るビット列を示す複数のシンボ
ル対応に搬送波の位相偏移及び振幅偏移を行う高能率多
値変調方式により、前記複数のシンボルのうち送信デー
タのビット列に対応するシンボルをデータシンボルとし
特定のシンボルまたはその組合せを前記データシンボル
全体の同期及びフレーム単位の同期をとるための同期シ
ンボル及びフレームシンボルとして付加して変調した変
調波をフェージングひずみの発生する伝搬路を通して受
信し、前記シンボルを復調し前記同期シンボル及びフレ
ームシンボルに基づいて前記データシンボルから前記送
信データを復元する高能率多値変調波復調装置におい
て、 前記伝搬路により受けるフェージングひずみの周期より
も短い一定周期を有する前記フレームシンボルが付加さ
れた前記変調波を受信し利得制御信号の値に応じた振幅
利得制御を行い振幅制御された変調波として出力する振
幅利得制御手段と、 前記振幅制御された変調波を互いに直交する位相対応に
同期検波し各位相における受信シンボルのアナログ信号
の振幅を所定の量子化レベルで量子化し対応する振幅レ
ベル値を示す第１および第２のディジタル復調信号とし
てそれぞれ出力する復調手段と、 前記第１および第２のディジタル復調信号の値に基づい
て所定の演算処理を行い算出したビット列に従って受信
シンボルが前記複数のシンボルのいずれであるか識別す
るとともに、当該シンボルが前記同期シンボル，前記フ
レームシンボル，および前記データシンボルのいずれで
あるか判定し、データシンボルの場合に対応する前記送
信データを復元する復元制御手段と、 前記復元制御手段 により検出された前記フレームシンボ
ルに対応する前記復調手段からの前記第１および第２の
ディジタル復調信号の示す振幅レベル値に応じて前記利
得制御信号の値を決定する第１の利得制御手段と、 前記振幅利得制御手段からの前記振幅制御された変調波
を包絡線検波し前記フレームシンボルの前記一定周期よ
りも長い時間範囲内の振幅レベル値に応じて前記利得制
御信号の値を決定する第２の利得制御手段と、 前記伝搬路からの前記変調波の受信開始時点では前記第
２の利得制御手段の出力を、前記復元制御手段による前
記フレームシンボルの検出開始時点以降は前記第１の利
得制御手段の出力を前記利得制御信号として選択し前記
振幅利得制御手段へ入力させる選択手段とを備えること
を特徴とする高能率多値変調波復調装置。 - 【請求項２】 前記第１の利得制御手段が、前記フレー
ムシンボルの振幅レベルの基準値をあらかじめ記憶した
第１のメモリと、前記フレームシンボル検出手段により
前記フレームシンボルを検出するごとに対応する前記第
１および第２のディジタル復調信号の示す振幅レベル値
と前記第１のメモリ内の前記基準値とを比較し誤差を検
出する手段と、前記フレームシンボルの検出開始時点の
前記第２の利得制御手段の出力値を初期値として前記利
得制御信号の値を記憶する第２のメモリと、前記誤差の
値に応じて前記第２のメモリ内の記憶値を加減し前記利
得制御信号として出力する手段とを有することを特徴と
する請求項１記載の高能率多値変調波復調装置。 - 【請求項３】 前記第１の利得制御手段が、前記誤差を
検出する手段からの前記誤差の値を記憶する第３のメモ
リを有し、前記フレームシンボルを検出するごとに今回
検出の誤差の値と前回検出の誤差の値とに応じて前記第
２のメモリ内の記憶値を加減し前記利得制御信号として
出力することを特徴とする請求項２記載の高能率多値変
調波復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5213282A JP2727924B2 (ja) | 1993-08-30 | 1993-08-30 | 高能率多値変調波復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5213282A JP2727924B2 (ja) | 1993-08-30 | 1993-08-30 | 高能率多値変調波復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0766844A JPH0766844A (ja) | 1995-03-10 |
| JP2727924B2 true JP2727924B2 (ja) | 1998-03-18 |
Family
ID=16636532
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5213282A Expired - Fee Related JP2727924B2 (ja) | 1993-08-30 | 1993-08-30 | 高能率多値変調波復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2727924B2 (ja) |
-
1993
- 1993-08-30 JP JP5213282A patent/JP2727924B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0766844A (ja) | 1995-03-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19971111 |
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