JP2716095B2 - 電子同調チュ−ナ - Google Patents
電子同調チュ−ナInfo
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はテレビジョン受像機の電
子同調チュ−ナに関する。
子同調チュ−ナに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の電子同調チューナのＶＨＦチュ−
ナ部を図８に示す。
ナ部を図８に示す。
【０００３】図８において、(１０)は、入力同調回路で
ある。 (１２)は、高周波増幅回路である。 (１４)は、段間同調回路である。 (１６)は、ミキサー回路である。 (ＡＮＴ)は、アンテナ端子である。 (Ｔ)は、選局電圧供給端子である。 (ＤＶ１，ＤＶ２)は、バラクタダイオ−ド(可変容量ダ
イオ−ド)である。 (ＣＰ，ＣＰ，ＣＰ，ＣＰ，ＣＰ)は、直流阻止バイパス
コンデンサである。 (ＲＴ，ＲＴ)は、選局電圧供給抵抗である。 (ＨＢ)は、高バンド受信用電源端子(ＨＢ端子)である。 (ＬＢ)は、低バンド受信用電源端子(ＬＢ端子)である。 (ＤＳ１，ＤＳ２，ＤＳ４)は、スイッチングダイオ−ド
である。 (ＲＳ，ＲＳ)は、スイッチングダイオ−ド用順バイアス
抵抗である。 (Ｌ１)は、低バンド用段間同調コイルである。 (Ｌ２)は、低バンド用段間同調コイルである。 (Ｌ３)は、高バンド用段間同調コイルである。 (Ｌ４)は、高バンド用段間同調コイルである。 (Ｃ０Ｈ)は、結合コンデンサである。 (ＣＣ)は、イメージ妨害キャンセル用のコンデンサであ
る。
ある。 (１２)は、高周波増幅回路である。 (１４)は、段間同調回路である。 (１６)は、ミキサー回路である。 (ＡＮＴ)は、アンテナ端子である。 (Ｔ)は、選局電圧供給端子である。 (ＤＶ１，ＤＶ２)は、バラクタダイオ−ド(可変容量ダ
イオ−ド)である。 (ＣＰ，ＣＰ，ＣＰ，ＣＰ，ＣＰ)は、直流阻止バイパス
コンデンサである。 (ＲＴ，ＲＴ)は、選局電圧供給抵抗である。 (ＨＢ)は、高バンド受信用電源端子(ＨＢ端子)である。 (ＬＢ)は、低バンド受信用電源端子(ＬＢ端子)である。 (ＤＳ１，ＤＳ２，ＤＳ４)は、スイッチングダイオ−ド
である。 (ＲＳ，ＲＳ)は、スイッチングダイオ−ド用順バイアス
抵抗である。 (Ｌ１)は、低バンド用段間同調コイルである。 (Ｌ２)は、低バンド用段間同調コイルである。 (Ｌ３)は、高バンド用段間同調コイルである。 (Ｌ４)は、高バンド用段間同調コイルである。 (Ｃ０Ｈ)は、結合コンデンサである。 (ＣＣ)は、イメージ妨害キャンセル用のコンデンサであ
る。
【０００４】尚、イメ−ジ妨害キャンセルに関しては、
実開昭６３−１３１２３７号(Ｈ０４Ｂ１／１０)等によ
り、良く知られているので説明は省略する。
実開昭６３−１３１２３７号(Ｈ０４Ｂ１／１０)等によ
り、良く知られているので説明は省略する。
【０００５】従来、電子同調チューナでのＶＨＦ帯の受
信は、回路(１０)(１２)(１４)(１６)からなる１系統の
回路により、ＶＨＦ帯低バンドとＶＨＦ帯高バンドの両
方を受信する。そして、このＶＨＦ帯低バンドとＶＨＦ
帯高バンドの受信切り換えは、スイッチングダイオード
(ＤＳ１，ＤＳ２，ＤＳ４)で同調用のコイル(Ｌ１)(Ｌ
２)の接続を切り換えることにより行っていた。
信は、回路(１０)(１２)(１４)(１６)からなる１系統の
回路により、ＶＨＦ帯低バンドとＶＨＦ帯高バンドの両
方を受信する。そして、このＶＨＦ帯低バンドとＶＨＦ
帯高バンドの受信切り換えは、スイッチングダイオード
(ＤＳ１，ＤＳ２，ＤＳ４)で同調用のコイル(Ｌ１)(Ｌ
２)の接続を切り換えることにより行っていた。
【０００６】ＣＡＴＶバンドも受信可能なように電子同
調チュ−ナの受信帯域を広帯域化(多チャンネル化)した
従来例を図９に示す。しかし、この回路は、コスト的に
は有利であるが、性能が十分ではない。
調チュ−ナの受信帯域を広帯域化(多チャンネル化)した
従来例を図９に示す。しかし、この回路は、コスト的に
は有利であるが、性能が十分ではない。
【０００７】図９の方式が性能的に不利であるのは以下
の理由である。
の理由である。
【０００８】高バンド受信時に段間同調回路(１４)内の
スイッチングダイオ−ド(ＤＳ１，ＤＳ２)に直列抵抗成
分が存在し、広帯域用バラクタダイオ−ドの直列抵抗成
分も増加するため同調回路のＱ値の低下を招き、利得の
低下、ＮＦの劣化を生じている。
スイッチングダイオ−ド(ＤＳ１，ＤＳ２)に直列抵抗成
分が存在し、広帯域用バラクタダイオ−ドの直列抵抗成
分も増加するため同調回路のＱ値の低下を招き、利得の
低下、ＮＦの劣化を生じている。
【０００９】イメ−ジ妨害比については、イメージ妨害
キャンセル用のキャンセル容量(ＣＣ)が固定であるため
どちらか一方のバンドにだけ適切なイメージキャンセル
量しか得られないので、一方のバンド受信時のイメ−ジ
妨害比が劣化する。
キャンセル用のキャンセル容量(ＣＣ)が固定であるため
どちらか一方のバンドにだけ適切なイメージキャンセル
量しか得られないので、一方のバンド受信時のイメ−ジ
妨害比が劣化する。
【００１０】高バンド用のスイッチングダイオ−ドが段
間回路(１４)の同調回路内に存在しスイッチングダイオ
ードの逆方向の容量がバラクタダイオ−ドに対して並列
に接続されるためバラクタダイオ−ドの変化比が減少し
低バンド受信帯域の減少となる。これにより、ハイエン
ドで１チャンネル分、バンド受信帯域が減少する。
間回路(１４)の同調回路内に存在しスイッチングダイオ
ードの逆方向の容量がバラクタダイオ−ドに対して並列
に接続されるためバラクタダイオ−ドの変化比が減少し
低バンド受信帯域の減少となる。これにより、ハイエン
ドで１チャンネル分、バンド受信帯域が減少する。
【００１１】上記性能劣化の原因は段間同調回路(１４)
が低バンド、高バンドで１系統で構成されるからであ
る。
が低バンド、高バンドで１系統で構成されるからであ
る。
【００１２】この欠点をなくした電子同調チューナを、
図１０に示す。図１０において、(ＡＮＴ)は、アンテナ
端子である。 (１０Ｌ)は、ＶＨＦ帯低バンド受信用の入力同調回路で
ある。 (１０Ｈ)は、ＶＨＦ帯高バンド受信用の入力同調回路で
ある。 (１２Ｌ)は、ＶＨＦ帯低バンド受信用の高周波増幅回路
である。 (１２Ｈ)は、ＶＨＦ帯高バンド受信用の高周波増幅回路
である。 (１４Ｌ)は、ＶＨＦ帯低バンド受信用の段間同調回路で
ある。 (１４Ｈ)は、ＶＨＦ帯高バンド受信用の段間同調回路で
ある。 (１６)は、ミキサー回路である。 (ＣＰ)は、結合コンデンサである。 (ＤＬ)は切換え用スイッチングダイオ−ドである。 (ＤＨ)は切換え用スイッチングダイオ−ドである。 (Ｄ０Ｌ)は切換え用スイッチングダイオ−ドである。 (Ｄ０Ｈ)は切換え用スイッチングダイオ−ドである。 (ＣＩ)は、結合コンデンサである。
図１０に示す。図１０において、(ＡＮＴ)は、アンテナ
端子である。 (１０Ｌ)は、ＶＨＦ帯低バンド受信用の入力同調回路で
ある。 (１０Ｈ)は、ＶＨＦ帯高バンド受信用の入力同調回路で
ある。 (１２Ｌ)は、ＶＨＦ帯低バンド受信用の高周波増幅回路
である。 (１２Ｈ)は、ＶＨＦ帯高バンド受信用の高周波増幅回路
である。 (１４Ｌ)は、ＶＨＦ帯低バンド受信用の段間同調回路で
ある。 (１４Ｈ)は、ＶＨＦ帯高バンド受信用の段間同調回路で
ある。 (１６)は、ミキサー回路である。 (ＣＰ)は、結合コンデンサである。 (ＤＬ)は切換え用スイッチングダイオ−ドである。 (ＤＨ)は切換え用スイッチングダイオ−ドである。 (Ｄ０Ｌ)は切換え用スイッチングダイオ−ドである。 (Ｄ０Ｈ)は切換え用スイッチングダイオ−ドである。 (ＣＩ)は、結合コンデンサである。
【００１３】この回路では、１バンド当りの受信帯域を
広くとるために、多チャンネルチュ−ナにおいて、入力
同調回路(１０Ｈ，１０Ｌ)、高周波増幅回路(１２Ｈ，
１２Ｌ)段間同調回路(１４Ｈ，１４Ｌ)が、低バンド高
バンドで各々１系統ずつ必要である。このため、部品点
数の増加、プリント板スペースの増加となりコストも高
くなる。
広くとるために、多チャンネルチュ−ナにおいて、入力
同調回路(１０Ｈ，１０Ｌ)、高周波増幅回路(１２Ｈ，
１２Ｌ)段間同調回路(１４Ｈ，１４Ｌ)が、低バンド高
バンドで各々１系統ずつ必要である。このため、部品点
数の増加、プリント板スペースの増加となりコストも高
くなる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、省スペ−
ス、部品点数の削減を図り、コスト性能面共に有利な電
子同調チュ−ナを提供することを目的とする。
ス、部品点数の削減を図り、コスト性能面共に有利な電
子同調チュ−ナを提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、高周波増幅回
路(１２)の出力に、低バンドと高バンドのそれぞれのた
めに設計された段間同調回路(１４Ｌ，１４Ｈ)が、それ
ぞれスイッチングダイオ−ド(Ｄ１Ｌ，Ｄ１Ｈ)を介して
接続され、このスイッチングダイオ−ド(Ｄ１Ｌ，Ｄ１
Ｈ)の導通，非導通により、前記段間同調回路(１４Ｌ，
１４Ｈ)を切り換えることを特徴とする。
路(１２)の出力に、低バンドと高バンドのそれぞれのた
めに設計された段間同調回路(１４Ｌ，１４Ｈ)が、それ
ぞれスイッチングダイオ−ド(Ｄ１Ｌ，Ｄ１Ｈ)を介して
接続され、このスイッチングダイオ−ド(Ｄ１Ｌ，Ｄ１
Ｈ)の導通，非導通により、前記段間同調回路(１４Ｌ，
１４Ｈ)を切り換えることを特徴とする。
【００１６】
【作用】本発明では、ＶＨＦ帯高バンド用段間同調回路
(１４Ｈ)と、ＶＨＦ帯低バンド用段間同調回路(１４Ｌ)
を設けて、広帯域化に対応し、スイッチングダイオ−ド
(Ｄ１Ｌ，Ｄ１Ｈ)の導通，非導通により、この段間同調
回路(１４Ｌ，１４Ｈ)を選択する。
(１４Ｈ)と、ＶＨＦ帯低バンド用段間同調回路(１４Ｌ)
を設けて、広帯域化に対応し、スイッチングダイオ−ド
(Ｄ１Ｌ，Ｄ１Ｈ)の導通，非導通により、この段間同調
回路(１４Ｌ，１４Ｈ)を選択する。
【００１７】
【実施例】図１を参照しつつ、本発明の第１実施例を説
明する。
明する。
【００１８】この回路は、入力同調回路(１０)と高周波
増幅回路(１２)までを１系統とし、段間同調回路(１４
Ｈ，１４Ｌ)を２系統とするものである。
増幅回路(１２)までを１系統とし、段間同調回路(１４
Ｈ，１４Ｌ)を２系統とするものである。
【００１９】図１において、(１０)は、入力同調回路で
ある。(１２)は、高周波増幅回路である。(１４Ｌ)は、
低バンド用段間同調回路である。(１４Ｈ)は、高バンド
用段間同調回路である。(１６)は、ミキサー回路であ
る。(Ｄ１Ｌ)は、スイッチングダイオ−ドである。(Ｄ
１Ｈ)は、スイッチングダイオ−ドである。(Ｄ０Ｌ)
は、スイッチングダイオ−ドである。(Ｄ０Ｈ)は、スイ
ッチングダイオ−ドである。
ある。(１２)は、高周波増幅回路である。(１４Ｌ)は、
低バンド用段間同調回路である。(１４Ｈ)は、高バンド
用段間同調回路である。(１６)は、ミキサー回路であ
る。(Ｄ１Ｌ)は、スイッチングダイオ−ドである。(Ｄ
１Ｈ)は、スイッチングダイオ−ドである。(Ｄ０Ｌ)
は、スイッチングダイオ−ドである。(Ｄ０Ｈ)は、スイ
ッチングダイオ−ドである。
【００２０】この電子同調チューナは、ＶＨＦ低バンド
受信時に切換え用スイッチングダイオ−ド(Ｄ１Ｌ、Ｄ
０Ｌ)が、オンとなり、低バンド用段間同調回路(１４
Ｌ)が動作する。
受信時に切換え用スイッチングダイオ−ド(Ｄ１Ｌ、Ｄ
０Ｌ)が、オンとなり、低バンド用段間同調回路(１４
Ｌ)が動作する。
【００２１】また、電子同調チューナは、ＶＨＦ高バン
ド受信時に切換え用スイッチングダイオ−ド(Ｄ１Ｈ、
Ｄ０Ｈ)が、オンとなり、高バンド用段間同調回路(１４
Ｈ)が動作する。
ド受信時に切換え用スイッチングダイオ−ド(Ｄ１Ｈ、
Ｄ０Ｈ)が、オンとなり、高バンド用段間同調回路(１４
Ｈ)が動作する。
【００２２】図２を参照しつつ、本発明の第２実施例を
説明する。
説明する。
【００２３】図２において、(ＡＮＴ)は、アンテナ端子
である。 (１０)は、入力同調回路である。 (１２)は、高周波増幅回路である。 (１４Ｌ)は、低バンド用段間同調回路である。 (１４Ｈ)は、高バンド用段間同調回路である。 (１６)は、ミキサー回路である。 (１８Ｌ)は、低バンドの低チャンネル用利得補正回路で
ある。 (１８Ｈ)は、高バンドの低チャンネル用利得補正回路で
ある。 (Ｄ２Ｈ)は、スイッチングダイオ−ドである。 (Ｄ１Ｌ)は、スイッチングダイオ−ドである。 (Ｄ１Ｈ)は、スイッチングダイオ−ドである。 (Ｄ０Ｌ)は、スイッチングダイオ−ドである。 (Ｄ０Ｈ)は、スイッチングダイオ−ドである。 (ＤＶ１)は、バラクタダイオ−ドである。 (ＤＶ２)は、バラクタダイオ−ドである。 (ＤＶ３)は、バラクタダイオ−ドである。 (ＤＶ４)は、バラクタダイオ−ドである。 (ＤＶ５)は、バラクタダイオ−ドである。 (ＤＶ６)は、バラクタダイオ−ドである。 (ＤＶ７)は、バラクタダイオ−ドである。 (ＣＬ)は、結合コンデンサである。 (ＣＨ)は、結合コンデンサである。 (Ｃ０Ｌ)は、結合コンデンサである。 (Ｃ０Ｈ)は、結合コンデンサである。 (ＣＰ、ＣＰ)は、直流阻止バイパスコンデンサである。 (ＲＴ，ＲＴ，ＲＴ，ＲＴ)は、選局電圧供給抵抗であ
る。 (ＲＳ，ＲＳ)は、スイッチングダイオード順バイアス用
抵抗である。 (Ｌ１)は、低バンド用段間同調コイルである。 (Ｌ２)は、低バンド用段間同調コイルである。 (Ｌ３)は、高バンド用段間同調コイルである。 (Ｌ４)は、高バンド用段間同調コイルである。 (ＬＭ)は、低バンド用段間結合コイルである。 (Ｔ，Ｔ)は、選局電圧供給端子である。 (ＬＢ，ＬＢ)は、低バンド受信用電源端子(ＬＢ端子)で
ある。 (ＨＢ，ＨＢ)は、高バンド受信用電源端子(ＨＢ端子)で
ある。 (ＣＣ，ＣＣ’)は、イメ−ジ妨害キャンセル用の微小容
量である。 (ＲＰ)は、０Ｖ電位供給抵抗である。 (Ｌ１Ｇ)は、低バンドの低チャンネル用利得補正コイル
である。 (Ｌ２Ｇ)は、高バンドの低チャンネル用利得補正コイル
である。 (Ｄ２Ｈ)は、スイッチングダイオ−ドである。 (ＣＩ)は、結合コンデンサである。 (ＲＳ’)は、スイッチングダイオードの帰路抵抗であ
る。
である。 (１０)は、入力同調回路である。 (１２)は、高周波増幅回路である。 (１４Ｌ)は、低バンド用段間同調回路である。 (１４Ｈ)は、高バンド用段間同調回路である。 (１６)は、ミキサー回路である。 (１８Ｌ)は、低バンドの低チャンネル用利得補正回路で
ある。 (１８Ｈ)は、高バンドの低チャンネル用利得補正回路で
ある。 (Ｄ２Ｈ)は、スイッチングダイオ−ドである。 (Ｄ１Ｌ)は、スイッチングダイオ−ドである。 (Ｄ１Ｈ)は、スイッチングダイオ−ドである。 (Ｄ０Ｌ)は、スイッチングダイオ−ドである。 (Ｄ０Ｈ)は、スイッチングダイオ−ドである。 (ＤＶ１)は、バラクタダイオ−ドである。 (ＤＶ２)は、バラクタダイオ−ドである。 (ＤＶ３)は、バラクタダイオ−ドである。 (ＤＶ４)は、バラクタダイオ−ドである。 (ＤＶ５)は、バラクタダイオ−ドである。 (ＤＶ６)は、バラクタダイオ−ドである。 (ＤＶ７)は、バラクタダイオ−ドである。 (ＣＬ)は、結合コンデンサである。 (ＣＨ)は、結合コンデンサである。 (Ｃ０Ｌ)は、結合コンデンサである。 (Ｃ０Ｈ)は、結合コンデンサである。 (ＣＰ、ＣＰ)は、直流阻止バイパスコンデンサである。 (ＲＴ，ＲＴ，ＲＴ，ＲＴ)は、選局電圧供給抵抗であ
る。 (ＲＳ，ＲＳ)は、スイッチングダイオード順バイアス用
抵抗である。 (Ｌ１)は、低バンド用段間同調コイルである。 (Ｌ２)は、低バンド用段間同調コイルである。 (Ｌ３)は、高バンド用段間同調コイルである。 (Ｌ４)は、高バンド用段間同調コイルである。 (ＬＭ)は、低バンド用段間結合コイルである。 (Ｔ，Ｔ)は、選局電圧供給端子である。 (ＬＢ，ＬＢ)は、低バンド受信用電源端子(ＬＢ端子)で
ある。 (ＨＢ，ＨＢ)は、高バンド受信用電源端子(ＨＢ端子)で
ある。 (ＣＣ，ＣＣ’)は、イメ−ジ妨害キャンセル用の微小容
量である。 (ＲＰ)は、０Ｖ電位供給抵抗である。 (Ｌ１Ｇ)は、低バンドの低チャンネル用利得補正コイル
である。 (Ｌ２Ｇ)は、高バンドの低チャンネル用利得補正コイル
である。 (Ｄ２Ｈ)は、スイッチングダイオ−ドである。 (ＣＩ)は、結合コンデンサである。 (ＲＳ’)は、スイッチングダイオードの帰路抵抗であ
る。
【００２４】図２の回路を説明する。
【００２５】高周波増幅回路(１２)の出力に、スイッチ
ングダイオ−ド(Ｄ１Ｌ、Ｄ１Ｈ)のカソ−ドが接続され
る。
ングダイオ−ド(Ｄ１Ｌ、Ｄ１Ｈ)のカソ−ドが接続され
る。
【００２６】ダイオード(Ｄ１Ｌ)のアノ−ドには、コイ
ル(Ｌ１Ｇ)の一端が接続され、コイル(Ｌ１Ｇ)の他端に
は、低バンド受信用電源端子(ＬＢ)が接続される。低バ
ンド受信用電源端子(ＬＢ)とア−ス間にはバイパスコン
デンサ(ＣＰ)が接続されている。また、このダイオ−ド
(Ｄ１Ｌ)のアノ−ドには、低バンド用段間複同調回路
(１４Ｌ)が結合コンデンサ(ＣＬ)を介して、接続されて
いる。
ル(Ｌ１Ｇ)の一端が接続され、コイル(Ｌ１Ｇ)の他端に
は、低バンド受信用電源端子(ＬＢ)が接続される。低バ
ンド受信用電源端子(ＬＢ)とア−ス間にはバイパスコン
デンサ(ＣＰ)が接続されている。また、このダイオ−ド
(Ｄ１Ｌ)のアノ−ドには、低バンド用段間複同調回路
(１４Ｌ)が結合コンデンサ(ＣＬ)を介して、接続されて
いる。
【００２７】一方、ダイオード(Ｄ１Ｈ)のアノ−ドには
コイル(Ｌ２Ｇ)の一端が接続される。コイル(Ｌ２Ｇ)の
他端には、スイッチングダイオ−ド(Ｄ２Ｈ)のカソ−ド
が接続され、ダイオ−ド(Ｄ２Ｈ)のアノ−ドには高バン
ド受信用電源端子(ＨＢ)が接続される。この高バンド受
信用電源端子(ＨＢ)とア−ス間にバイパスコンデンサ
(ＣＰ)が接続されている。また、ダイオ−ド(Ｄ１Ｈ)の
アノ−ドには結合コンデンサ（ＣＨ）を介して高バンド
用段間複同調回路(１４Ｈ)が接続されている。
コイル(Ｌ２Ｇ)の一端が接続される。コイル(Ｌ２Ｇ)の
他端には、スイッチングダイオ−ド(Ｄ２Ｈ)のカソ−ド
が接続され、ダイオ−ド(Ｄ２Ｈ)のアノ−ドには高バン
ド受信用電源端子(ＨＢ)が接続される。この高バンド受
信用電源端子(ＨＢ)とア−ス間にバイパスコンデンサ
(ＣＰ)が接続されている。また、ダイオ−ド(Ｄ１Ｈ)の
アノ−ドには結合コンデンサ（ＣＨ）を介して高バンド
用段間複同調回路(１４Ｈ)が接続されている。
【００２８】ミキサー回路(１６)の入力には、結合コン
デンサ(ＣＩ)を介してスイッチングダイオ−ド(Ｄ０
Ｌ，Ｄ０Ｈ)のカソ−ドが接続される。ダイオ−ド(Ｄ０
Ｌ)のアノ−ドには結合コンデンサ（Ｃ０Ｌ）を介して
低バンド用段間複同調回路(１４Ｌ)が接続され、一方ダ
イオード(Ｄ０Ｈ)のアノ−ドには結合コンデンサ(Ｃ０
Ｈ)を介して、高バンド用段間複同調回路(１４Ｈ)が接
続されている。
デンサ(ＣＩ)を介してスイッチングダイオ−ド(Ｄ０
Ｌ，Ｄ０Ｈ)のカソ−ドが接続される。ダイオ−ド(Ｄ０
Ｌ)のアノ−ドには結合コンデンサ（Ｃ０Ｌ）を介して
低バンド用段間複同調回路(１４Ｌ)が接続され、一方ダ
イオード(Ｄ０Ｈ)のアノ−ドには結合コンデンサ(Ｃ０
Ｈ)を介して、高バンド用段間複同調回路(１４Ｈ)が接
続されている。
【００２９】低バンド受信時には、低バンド受信用電源
端子(ＬＢ)に正の電圧が印加されて、ダイオード(Ｄ１
Ｌ，Ｄ０Ｌ)がオンするとともに、ダイオ−ド(Ｄ１Ｈ，
Ｄ０Ｈ)のカソ−ドに逆バイアスがかかり、ダイオード
(Ｄ１Ｈ，Ｄ０Ｈ)はオフとなるので、高周波増幅回路
(１２)とミキサー回路(１６)の間に低バンド用段間複同
調回路(１４Ｌ)が接続される。
端子(ＬＢ)に正の電圧が印加されて、ダイオード(Ｄ１
Ｌ，Ｄ０Ｌ)がオンするとともに、ダイオ−ド(Ｄ１Ｈ，
Ｄ０Ｈ)のカソ−ドに逆バイアスがかかり、ダイオード
(Ｄ１Ｈ，Ｄ０Ｈ)はオフとなるので、高周波増幅回路
(１２)とミキサー回路(１６)の間に低バンド用段間複同
調回路(１４Ｌ)が接続される。
【００３０】このとき、低バンドの低チャンネル利得補
正コイル(Ｌ１Ｇ)と、高周波増幅回路(１２)の出力容量
(ＣＦ；図示せず)により、並列共振回路が形成されその
共振周波数が低チャンネルの周波数付近に設定されてい
るので、低チャンネルの利得向上が図れる。
正コイル(Ｌ１Ｇ)と、高周波増幅回路(１２)の出力容量
(ＣＦ；図示せず)により、並列共振回路が形成されその
共振周波数が低チャンネルの周波数付近に設定されてい
るので、低チャンネルの利得向上が図れる。
【００３１】そして、低バンドの段間複同調回路(１４
Ｌ)は、イメ−ジ妨害キャンセルのため、低バンド用段
間複同調回路(１４Ｌ)は、段間１次側と段間２次側とが
信号電流が逆相となるように誘導結合を行い、なおかつ
イメ−ジ周波キャンセル量が最適値になるように、１次
側と２次側を微小容量のコンデンサ(ＣＣ)で結合してい
る。
Ｌ)は、イメ−ジ妨害キャンセルのため、低バンド用段
間複同調回路(１４Ｌ)は、段間１次側と段間２次側とが
信号電流が逆相となるように誘導結合を行い、なおかつ
イメ−ジ周波キャンセル量が最適値になるように、１次
側と２次側を微小容量のコンデンサ(ＣＣ)で結合してい
る。
【００３２】尚、低バンド受信時、高バンドの低チャン
ネル利得補正用コイル(Ｌ２Ｇ)とダイオ−ド(Ｄ１Ｈ)の
逆方向容量成分の直列接続回路の直列共振点がトラップ
として作用し、その共振周波数(トラップ周波数)が低バ
ンドの受信帯域内に存在する場合がある。そこで、この
直列共振周波数が低バンド受信帯域内に存在しないよう
に、ダイオ−ド(Ｄ２Ｈ)がコイル(Ｌ２Ｇ)に直列に接続
して、高バンド受信用電源端子(ＨＢ)が開放となってい
る時は、数十〜百ＫΩの高抵抗(ＲＰ)でこのダイオ−ド
(Ｄ２Ｈ)のカソードを０Ｖ電位として、オフ状態として
いる。
ネル利得補正用コイル(Ｌ２Ｇ)とダイオ−ド(Ｄ１Ｈ)の
逆方向容量成分の直列接続回路の直列共振点がトラップ
として作用し、その共振周波数(トラップ周波数)が低バ
ンドの受信帯域内に存在する場合がある。そこで、この
直列共振周波数が低バンド受信帯域内に存在しないよう
に、ダイオ−ド(Ｄ２Ｈ)がコイル(Ｌ２Ｇ)に直列に接続
して、高バンド受信用電源端子(ＨＢ)が開放となってい
る時は、数十〜百ＫΩの高抵抗(ＲＰ)でこのダイオ−ド
(Ｄ２Ｈ)のカソードを０Ｖ電位として、オフ状態として
いる。
【００３３】高バンド受信時は、高バンド受信用電源端
子(ＨＢ)に正の電圧が印加され、ダイオード(Ｄ１Ｈ，
Ｄ０Ｈ)がオンとなり、ダイオード(Ｄ１Ｌ，Ｄ０Ｌ)の
カソードに逆バイアスがかかり、ダイオード(Ｄ１Ｌ，
Ｄ０Ｌ)はオフとなる。
子(ＨＢ)に正の電圧が印加され、ダイオード(Ｄ１Ｈ，
Ｄ０Ｈ)がオンとなり、ダイオード(Ｄ１Ｌ，Ｄ０Ｌ)の
カソードに逆バイアスがかかり、ダイオード(Ｄ１Ｌ，
Ｄ０Ｌ)はオフとなる。
【００３４】また、ダイオード(Ｄ２Ｈ)もオンとなる。
【００３５】従って、高周波増幅回路(１０)とミキサー
回路(１６)の間に高バンド用段間複同調回路(１４Ｈ)が
接続される。
回路(１６)の間に高バンド用段間複同調回路(１４Ｈ)が
接続される。
【００３６】このとき、高バンドの低チャンネル利得補
正用コイル（Ｌ２Ｇ）と、高周波増幅回路（１２）の出
力容量（ＣＦ）とにより、並列共振回路が形成されその
共振周波数が、高バンドの低チャンネルの周波数付近に
設定されているので、低チャンネルの利得向上が図れ
る。
正用コイル（Ｌ２Ｇ）と、高周波増幅回路（１２）の出
力容量（ＣＦ）とにより、並列共振回路が形成されその
共振周波数が、高バンドの低チャンネルの周波数付近に
設定されているので、低チャンネルの利得向上が図れ
る。
【００３７】高バンドの段間複同調回路(１４Ｈ)は、段
間１次側と２次側を微小容量(ＣＣ’)で結合し、この容
量値は高バンドのイメ−ジ周波キャンセル量が最適値に
なるように設定している。
間１次側と２次側を微小容量(ＣＣ’)で結合し、この容
量値は高バンドのイメ−ジ周波キャンセル量が最適値に
なるように設定している。
【００３８】この第２実施例での利得低下に対する改善
について説明する。
について説明する。
【００３９】この第２実施例では、低バンド用段間同調
回路(１４Ｌ)と高バンド用段間同調回路(１４Ｈ)を高周
波増幅回路(１２)の出力にスイッチングダイオ−ド(Ｄ
１Ｌ、Ｄ１Ｈ)を介して各々接続し、ダイオード(Ｄ１
Ｌ)と低バンド用段間同調回路(１４Ｌ）は結合コンデン
サ(ＣＬ)を介して接続され、ダイオ−ド(Ｄ１Ｌ)とコン
デンサ(ＣＬ)の接続点(Ｐ)に低バンド受信時の低チャン
ネル用の利得補正コイル(Ｌ１Ｇ)の一端が接続され、そ
の他端に低バンド受信用電源端子(ＬＢ)が接続され、低
バンド受信用電源端子(ＬＢ)とアース間に１０ｎＦ程度
のバイパスコンデンサ(ＣＰ)が接続される。
回路(１４Ｌ)と高バンド用段間同調回路(１４Ｈ)を高周
波増幅回路(１２)の出力にスイッチングダイオ−ド(Ｄ
１Ｌ、Ｄ１Ｈ)を介して各々接続し、ダイオード(Ｄ１
Ｌ)と低バンド用段間同調回路(１４Ｌ）は結合コンデン
サ(ＣＬ)を介して接続され、ダイオ−ド(Ｄ１Ｌ)とコン
デンサ(ＣＬ)の接続点(Ｐ)に低バンド受信時の低チャン
ネル用の利得補正コイル(Ｌ１Ｇ)の一端が接続され、そ
の他端に低バンド受信用電源端子(ＬＢ)が接続され、低
バンド受信用電源端子(ＬＢ)とアース間に１０ｎＦ程度
のバイパスコンデンサ(ＣＰ)が接続される。
【００４０】一方、高バンド用段間同調回路(１４Ｈ)
は、結合コンデンサ(ＣＨ)を介してダイオード(Ｄ１Ｈ)
と接続され、ダイオード(Ｄ１Ｈ)とコンデンサ(ＣＨ)の
接続点(Ｑ)に高バンド受信時の低チャンネル用利得補正
コイル(Ｌ２Ｇ)の一端が接続され、その他端はダイオ−
ド(Ｄ２Ｈ)を介して高バンド受信用電源端子(ＨＢ)に接
続され、この高バンド受信用電源端子(ＨＢ)とアース間
に１０ｎＦ程度のバイパンデンサ(ＣＰ)が接続される。
は、結合コンデンサ(ＣＨ)を介してダイオード(Ｄ１Ｈ)
と接続され、ダイオード(Ｄ１Ｈ)とコンデンサ(ＣＨ)の
接続点(Ｑ)に高バンド受信時の低チャンネル用利得補正
コイル(Ｌ２Ｇ)の一端が接続され、その他端はダイオ−
ド(Ｄ２Ｈ)を介して高バンド受信用電源端子(ＨＢ)に接
続され、この高バンド受信用電源端子(ＨＢ)とアース間
に１０ｎＦ程度のバイパンデンサ(ＣＰ)が接続される。
【００４１】低チャンネル用の利得補正は、高周波増幅
回路(１２)の出力容量(ＣＦ)とそれぞれのバンドの利得
補正コイルのインダクタンス(Ｌ１Ｇ、Ｌ２Ｇ)とで各々
のバンドの低チャンネル付近が並列共振点になるように
設計することで低チャンネルの利得向上を図っている。
この利得補正回路は、ダイオード(Ｄ１Ｈ、Ｄ１Ｌ)の導
通、非導通により各々のバンドの段間同調回路の切り換
えと同時に切り換えられている。
回路(１２)の出力容量(ＣＦ)とそれぞれのバンドの利得
補正コイルのインダクタンス(Ｌ１Ｇ、Ｌ２Ｇ)とで各々
のバンドの低チャンネル付近が並列共振点になるように
設計することで低チャンネルの利得向上を図っている。
この利得補正回路は、ダイオード(Ｄ１Ｈ、Ｄ１Ｌ)の導
通、非導通により各々のバンドの段間同調回路の切り換
えと同時に切り換えられている。
【００４２】ダイオード(Ｄ２Ｈ)の役目は、低バンド受
信時に、高バンド用の利得補正コイル(Ｌ２Ｇ)とダイオ
−ド(Ｄ１Ｈ)の逆方向容量成分からなる直列接続回路が
高周波増幅回路の出力部分に接続されており、このダイ
オード(Ｄ２Ｈ)がないとき(短絡状態のとき)は、逆方向
容量成分とコイル(Ｌ２Ｇ)の直列共振トラップが、常
時、高周波増幅回路の出力部分に接続されることとな
る。この直列共振トラップの周波数が、低バンド受信帯
域内に存在すると、利得低下、ＮＦ劣化などの不都合を
生じる。このことを、避けるため、ダイオ−ド(Ｄ２Ｈ)
が存在し、ダイオ−ド(Ｄ２Ｈ)がオフのとき、直列共振
トラップが低バンド受信帯域内に存在しないようにして
いる。
信時に、高バンド用の利得補正コイル(Ｌ２Ｇ)とダイオ
−ド(Ｄ１Ｈ)の逆方向容量成分からなる直列接続回路が
高周波増幅回路の出力部分に接続されており、このダイ
オード(Ｄ２Ｈ)がないとき(短絡状態のとき)は、逆方向
容量成分とコイル(Ｌ２Ｇ)の直列共振トラップが、常
時、高周波増幅回路の出力部分に接続されることとな
る。この直列共振トラップの周波数が、低バンド受信帯
域内に存在すると、利得低下、ＮＦ劣化などの不都合を
生じる。このことを、避けるため、ダイオ−ド(Ｄ２Ｈ)
が存在し、ダイオ−ド(Ｄ２Ｈ)がオフのとき、直列共振
トラップが低バンド受信帯域内に存在しないようにして
いる。
【００４３】尚、当然、低バンド受信帯域内に上記トラ
ップが存在しない場合は、ダイオ−ド(Ｄ２Ｈ)を必要と
しない。(定数により必要でない場合もある)この回路で
の高バンド受信時の利得低下を改善するために、高バン
ド受信時切り換え用スイッチングダイオ−ド(Ｄ１Ｈ)
は、コンデンサ(ＣＨ)を介して段間同調回路に接続され
ているのでダイオ−ド(Ｄ１Ｈ)の直列抵抗成分は、４ｐ
Ｆ程度のコンデンサ(ＣＨ)により同調回路とはある程度
分離されるので同調回路のＱ値の低下に対する影響を軽
減している。
ップが存在しない場合は、ダイオ−ド(Ｄ２Ｈ)を必要と
しない。(定数により必要でない場合もある)この回路で
の高バンド受信時の利得低下を改善するために、高バン
ド受信時切り換え用スイッチングダイオ−ド(Ｄ１Ｈ)
は、コンデンサ(ＣＨ)を介して段間同調回路に接続され
ているのでダイオ−ド(Ｄ１Ｈ)の直列抵抗成分は、４ｐ
Ｆ程度のコンデンサ(ＣＨ)により同調回路とはある程度
分離されるので同調回路のＱ値の低下に対する影響を軽
減している。
【００４４】仮にダイオード(Ｄ１Ｈ)の直列抵抗成分
(ＲＳＨとする)の一端が接地された場合を考えると、等
価回路は図１１で表せる。つまり、ＲＢ＝ＲＳＨ〔１＋
１／(ω・ＣＨ・ＲＳＨ)〕である。
(ＲＳＨとする)の一端が接地された場合を考えると、等
価回路は図１１で表せる。つまり、ＲＢ＝ＲＳＨ〔１＋
１／(ω・ＣＨ・ＲＳＨ)〕である。
【００４５】 ＲＳＨ＝１Ω ＣＨ＝４ｐＦ ω＝２π×周波数 となるので、 １５０ＭＨＺのとき ＲＢ≒７０ＫΩ ４００ＭＨＺのとき ＲＢ≒９．９ＫΩとなり、同調回
路のＱ値の低下に影響するオ−ダ−ではない。
路のＱ値の低下に影響するオ−ダ−ではない。
【００４６】この第２実施例でのイメージ妨害劣化に対
する改善について説明する。
する改善について説明する。
【００４７】高低バンドにおいて各々の複同調回路を有
している。従って、各バンドにおいてそれぞれ適切なイ
メージ妨害キャンセル用の容量値(ＣＣ、ＣＣ’)を設定
することが可能である。
している。従って、各バンドにおいてそれぞれ適切なイ
メージ妨害キャンセル用の容量値(ＣＣ、ＣＣ’)を設定
することが可能である。
【００４８】この第２実施例での低バンド受信帯域の減
少に対する改善について説明する。
少に対する改善について説明する。
【００４９】低バンド受信時、段間同調回路に接続され
る不必要な容量は、ダイオード(Ｄ１Ｈ)の２ｐＦ程度の
逆方向容量(ＣＤＨ)と４ｐＦ程度のコンデンサ(ＣＨ)と
高バンド段間同調回路の入力容量(ＣＸ)との直列接続合
成容量(Ｃα)と、高周波増幅回路の出力容量(ＣＦ)との
並列接続容量(Ｃα＋ＣＦ)である。
る不必要な容量は、ダイオード(Ｄ１Ｈ)の２ｐＦ程度の
逆方向容量(ＣＤＨ)と４ｐＦ程度のコンデンサ(ＣＨ)と
高バンド段間同調回路の入力容量(ＣＸ)との直列接続合
成容量(Ｃα)と、高周波増幅回路の出力容量(ＣＦ)との
並列接続容量(Ｃα＋ＣＦ)である。
【００５０】この並列接続容量(Ｃα＋ＣＦ)は、低バン
ド受信時、４ｐＦ程度の結合容量(ＣＬ)を介して、低バ
ンド段間同調回路(１４Ｌ)に接続される。上記容量の合
計は、高バンド受信時、段間同調回路の選局電圧(２５
Ｖ時)における入力容量を３ｐＦ程度、出力容量(ＣＦ)
を４ｐＦとすると約２．２ｐＦである。参考のために言
えば、図９の回路の場合は、これに、さらにバンド切り
換え用ダイオ−ド(ＤＳ１)の逆方向容量成分が、ダイオ
−ド(ＤＶ１，ＤＶ２)のシリ−ズ合成容量(同調用コイ
ルＬ１)に並列に接続されている。
ド受信時、４ｐＦ程度の結合容量(ＣＬ)を介して、低バ
ンド段間同調回路(１４Ｌ)に接続される。上記容量の合
計は、高バンド受信時、段間同調回路の選局電圧(２５
Ｖ時)における入力容量を３ｐＦ程度、出力容量(ＣＦ)
を４ｐＦとすると約２．２ｐＦである。参考のために言
えば、図９の回路の場合は、これに、さらにバンド切り
換え用ダイオ−ド(ＤＳ１)の逆方向容量成分が、ダイオ
−ド(ＤＶ１，ＤＶ２)のシリ−ズ合成容量(同調用コイ
ルＬ１)に並列に接続されている。
【００５１】
【００５２】この回路の性能を図５、図６、図７にしめ
す。尚、図において、は上記実施例の性能を示す。
は図９の従来例の性能を示す。は図１０の従来例の性
能を示す。
す。尚、図において、は上記実施例の性能を示す。
は図９の従来例の性能を示す。は図１０の従来例の性
能を示す。
【００５３】図３を参照しつつ、本発明の第３実施例を
説明する。
説明する。
【００５４】図３の動作を説明する。高バンド、低バン
ドの切り換え動作は、図２と同じである。図２と異なる
のは、高バンド受信時、低バンドの段間回路の出力イン
ダクタンス成分(ＬＩ)と、ダイオ−ド(Ｄ０Ｌ)の逆方向
容量成分(ＣＤＬとする)との直列接続回路が、ミキサー
入力部分に接続されており、この出力インダクタンス成
分(ＬＩ)と逆方向容量成分(ＣＤＬ)の直列共振点がトラ
ップとして作用しこのトラップ周波数が高バンド受信帯
域の内に存在することがある。このため、高バンドの利
得、ＮＦの劣化を生じるのでダイオ−ド(ＤＺ)により構
成される回路が、ダイオ−ド(Ｄ０Ｌ)のアノ−ドとア−
ス間に接続され、高バンド受信時は、高バンド受信用電
源端子(ＨＢ)に正の電圧が印加され、ダイオ−ド(ＤＺ)
はオンとなり、それぞれ１０ｎＦのバイパスコンデンサ
(ＣＰ)を介して、低バンド用段間回路(１４Ｌ)の出力は
高周波的にアースに短絡される。従って、高バンド帯域
への影響はなくなる。低バンド受信時は、低バンド受信
用電源端子(ＬＢ)に正の電圧が印加されることにより、
ダイオ−ド(ＤＺ)はオフ状態となり、低バンド受信に対
して大きな問題とならない。
ドの切り換え動作は、図２と同じである。図２と異なる
のは、高バンド受信時、低バンドの段間回路の出力イン
ダクタンス成分(ＬＩ)と、ダイオ−ド(Ｄ０Ｌ)の逆方向
容量成分(ＣＤＬとする)との直列接続回路が、ミキサー
入力部分に接続されており、この出力インダクタンス成
分(ＬＩ)と逆方向容量成分(ＣＤＬ)の直列共振点がトラ
ップとして作用しこのトラップ周波数が高バンド受信帯
域の内に存在することがある。このため、高バンドの利
得、ＮＦの劣化を生じるのでダイオ−ド(ＤＺ)により構
成される回路が、ダイオ−ド(Ｄ０Ｌ)のアノ−ドとア−
ス間に接続され、高バンド受信時は、高バンド受信用電
源端子(ＨＢ)に正の電圧が印加され、ダイオ−ド(ＤＺ)
はオンとなり、それぞれ１０ｎＦのバイパスコンデンサ
(ＣＰ)を介して、低バンド用段間回路(１４Ｌ)の出力は
高周波的にアースに短絡される。従って、高バンド帯域
への影響はなくなる。低バンド受信時は、低バンド受信
用電源端子(ＬＢ)に正の電圧が印加されることにより、
ダイオ−ド(ＤＺ)はオフ状態となり、低バンド受信に対
して大きな問題とならない。
【００５５】図４を参照しつつ、本発明の第４実施例を
説明する。
説明する。
【００５６】図４の動作を説明する。
【００５７】図２における高バンド低バンド切り換え動
作と同じ部分は省略する。この回路は、各バンドの低チ
ャンネル利得補正回路(１８Ｌ，１８Ｈ)をミキサ−回路
(１６)の入力部分に設置したものである。(Ｌ３Ｇ)は、
低バンドの低チャンネル用利得補正コイルである。(Ｌ
４Ｇ)は、高バンドの低チャンネル用利得補正コイルで
ある。(Ｄ３Ｈ)は、スイッチングダイオ−ドである。こ
の場合も、ダイオード(Ｄ３Ｈ)は必ず必要でない。
作と同じ部分は省略する。この回路は、各バンドの低チ
ャンネル利得補正回路(１８Ｌ，１８Ｈ)をミキサ−回路
(１６)の入力部分に設置したものである。(Ｌ３Ｇ)は、
低バンドの低チャンネル用利得補正コイルである。(Ｌ
４Ｇ)は、高バンドの低チャンネル用利得補正コイルで
ある。(Ｄ３Ｈ)は、スイッチングダイオ−ドである。こ
の場合も、ダイオード(Ｄ３Ｈ)は必ず必要でない。
【００５８】低バンド時、ダイオード(Ｄ０Ｌ)がオンと
なり、ダイオ−ド(Ｄ０Ｈ)がオフとなり、低バンド段間
同調回路の出力部分にコイル(Ｌ３Ｇ)とミキサー回路
(１６)の入力容量(ＣＭ)により、並列共振回路が形成さ
れ、その共振周波数を低チャンネルの周波数付近に設定
することで低チャンネルの利得向上を図っている。
なり、ダイオ−ド(Ｄ０Ｈ)がオフとなり、低バンド段間
同調回路の出力部分にコイル(Ｌ３Ｇ)とミキサー回路
(１６)の入力容量(ＣＭ)により、並列共振回路が形成さ
れ、その共振周波数を低チャンネルの周波数付近に設定
することで低チャンネルの利得向上を図っている。
【００５９】この時、高バンド用利得補正コイル(Ｌ４
Ｇ)とダイオ−ド(Ｄ０Ｈ)の逆方向容量成分(ＣＤＨ)の
直列接続回路が直列共振トラップとして作用し、その共
振周波数が低バンドの受信帯域内に存在する場合があ
り、その時低バンドの利得ＮＦの劣化を生じるので、コ
イル(Ｌ４Ｇ)の高周波的接地をダイオード(Ｄ３Ｈ)がオ
フすることにより阻止すれば、上記不都合は起こらな
い。
Ｇ)とダイオ−ド(Ｄ０Ｈ)の逆方向容量成分(ＣＤＨ)の
直列接続回路が直列共振トラップとして作用し、その共
振周波数が低バンドの受信帯域内に存在する場合があ
り、その時低バンドの利得ＮＦの劣化を生じるので、コ
イル(Ｌ４Ｇ)の高周波的接地をダイオード(Ｄ３Ｈ)がオ
フすることにより阻止すれば、上記不都合は起こらな
い。
【００６０】従って、低バンド受信時の高バンド受信用
電源端子(ＨＢ)は開放なので数十〜百Ｋオ−ムの高抵抗
(ＲＰ)により、ダイオ−ド(Ｄ３Ｈ)のアノ−ドは０Ｖ電
位となり、オフ状態になるので低バンド受信時、高バン
ド回路からの影響がなくなる。
電源端子(ＨＢ)は開放なので数十〜百Ｋオ−ムの高抵抗
(ＲＰ)により、ダイオ−ド(Ｄ３Ｈ)のアノ−ドは０Ｖ電
位となり、オフ状態になるので低バンド受信時、高バン
ド回路からの影響がなくなる。
【００６１】
【発明の効果】上記の如く、本発明に依れば、簡単な構
成で電子同調チューナの広帯域化を図れる。
成で電子同調チューナの広帯域化を図れる。
【図１】本発明の第１実施例を示す図である。
【図２】本発明の第２実施例を示す図である。
【図３】本発明の第３実施例を示す図である。
【図４】本発明の第４実施例を示す図である。
【図５】利得比較グラフを示す図である。
【図６】ＮＦ比較グラフを示す図である。
【図７】イメージ妨害比を示す図である。
【図８】従来のチュ−ナ回路を示す図である。
【図９】多チャンネル化対応の第１の従来例のチュ−ナ
の図である。
の図である。
【図１０】多チャンネル化対応の第２の従来例のチュ−
ナの図である。
ナの図である。
【図１１】動作を説明するための図である。
(１０) 入力同調回路、 (１２) 高周波増幅回路、 (１４Ｌ) 低バンド用段間同調回路、 (１４Ｈ) 高バンド用段間同調回路、 (１６) ミキサー回路、 (Ｄ０Ｈ) スイッチングダイオ−ド、 (Ｄ０Ｌ) スイッチングダイオ−ド、 (Ｄ１Ｈ) スイッチングダイオ−ド、 (Ｄ０Ｌ) スイッチングダイオ−ド。
Claims (4)
- 【請求項１】 １つの高周波増幅回路（１２）の出力側
と１つのミキサー回路（１６）の入力側との間に、それ
ぞれ個別の回路素子により構成された低バンド用段間同
調回路（１４Ｌ）と高バンド用段間同調回路（１４Ｈ）
とが、各段間同調回路（１４Ｌ，１４Ｈ）の両端に配さ
れたスイッチングダイオード（Ｄ１Ｌ，Ｄ０Ｌ，Ｄ１
Ｈ，Ｄ０Ｈ）を介して並列に接続され、 前記２つの段間同調回路（１４Ｌ，１４Ｈ）は、それぞ
れ１次側と２次側とで信号電流が逆相となるように誘導
結合された複同調回路からなり、 前記２つの段間複同調回路（１４Ｌ，１４Ｈ）の１次側
と２次側の間には、それぞれ個別のイメージ妨害キャン
セル用コンデンサ（ＣＣ，ＣＣ’）が接続され、 前記４つのスイッチングダイオード（Ｄ１Ｌ，Ｄ０Ｌ，
Ｄ１Ｈ，Ｄ０Ｈ）の導通、非導通により、前記２つの段
間同調回路（１４Ｌ，１４Ｈ）の動作、不動作を切り換
える電子同調チューナ。 - 【請求項２】 前記高周波増幅回路（１２）の出力側に
接続された２つのスイッチングダイオード（Ｄ１Ｌ，Ｄ
１Ｈ）と前記２つの段間同調回路（１４Ｌ，１４Ｈ）と
の間に、それぞれ個別の回路素子により構成された低バ
ンドの低チャンネル用利得補正回路（１８Ｌ）と高バン
ドの低チャンネル用利得補正回路（１８Ｈ）とが接続さ
れ、 前記２つのスイッチングダイオード（Ｄ１Ｌ，Ｄ１Ｈ）
の導通、非導通による前記２つの段間同調回路（１４
Ｌ，１４Ｈ）の動作、不動作の切り換えに連動して、前
記２つの低チャンネル用利得補正回路（１８Ｌ，１８
Ｈ）の動作、不動作を切り換える請求項１の電子同調チ
ューナ。 - 【請求項３】 前記高バンドの低チャンネル用利得補正
回路（１８Ｈ）は、低バンド受信時に高バンドの低チャ
ンネル用利得補正用コイル（Ｌ２Ｇ）の高周波接地を阻
止するためのスイッチング手段（Ｄ２Ｈ）を備える請求
項２の電子同調チューナ。 - 【請求項４】 前記ミキサー回路（１６）の入力側に接
続された一方のスイッチングダイオード（Ｄ０Ｌ）と前
記低バンド用段間同調回路（１４Ｌ）との間に、高バン
ド受信時に前記低バンド用段間同調回路（１４Ｌ）の出
力を高周波的に接地するためのスイッチング手段（Ｄ
Ｚ）が接続された請求項３の電子同調チューナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3097488A JP2716095B2 (ja) | 1991-04-26 | 1991-04-26 | 電子同調チュ−ナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3097488A JP2716095B2 (ja) | 1991-04-26 | 1991-04-26 | 電子同調チュ−ナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0670246A JPH0670246A (ja) | 1994-03-11 |
| JP2716095B2 true JP2716095B2 (ja) | 1998-02-18 |
Family
ID=14193663
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3097488A Expired - Fee Related JP2716095B2 (ja) | 1991-04-26 | 1991-04-26 | 電子同調チュ−ナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2716095B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001008179A (ja) | 1999-04-23 | 2001-01-12 | Sharp Corp | Ｃａｔｖ用チューナ |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6145656U (ja) * | 1984-08-30 | 1986-03-26 | 日本精工株式会社 | 多条ボ−ルねじ |
-
1991
- 1991-04-26 JP JP3097488A patent/JP2716095B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0670246A (ja) | 1994-03-11 |
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