JP2711497B2 - サイクル制御方法 - Google Patents
サイクル制御方法Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、変圧器等のインダクタ
ンス負荷への交流給電の電力を調整する半導体構成の給
電スイッチ回路のサイクル制御方法に関する。
ンス負荷への交流給電の電力を調整する半導体構成の給
電スイッチ回路のサイクル制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、交流電源を変圧器を介して電気炉
等に給電する場合、その電力調整はサイリスタを用いた
サイクル制御で行われる。この従来のサイクル制御が適
用される装置は図７に示すように構成される。同図にお
いて、１は交流電源、２は１次巻線２ａに交流電源１が
供給される変圧器、３は交流電源１と１次巻線２ａとの
間の給電路に直列挿入されたサイリスタ構成の給電スイ
ッチ回路であり、２個のサイリスタ４，５を逆並列接続
して形成されている。
等に給電する場合、その電力調整はサイリスタを用いた
サイクル制御で行われる。この従来のサイクル制御が適
用される装置は図７に示すように構成される。同図にお
いて、１は交流電源、２は１次巻線２ａに交流電源１が
供給される変圧器、３は交流電源１と１次巻線２ａとの
間の給電路に直列挿入されたサイリスタ構成の給電スイ
ッチ回路であり、２個のサイリスタ４，５を逆並列接続
して形成されている。
【０００３】６は変圧器２の２次巻線２ｂに接続された
電気炉等の負荷、７はサイリスタ４，５を点弧駆動する
制御装置である。そして、交流電源１から負荷６側をみ
た場合、変圧器２によりいわゆるインダクタンス負荷が
形成され、この負荷への交流給電の電力調整により、負
荷４の供給電力が調整される。
電気炉等の負荷、７はサイリスタ４，５を点弧駆動する
制御装置である。そして、交流電源１から負荷６側をみ
た場合、変圧器２によりいわゆるインダクタンス負荷が
形成され、この負荷への交流給電の電力調整により、負
荷４の供給電力が調整される。
【０００４】そして、前記インダクタンス負荷への交流
給電の電力調整は、制御装置７のゼロ電圧スイッチング
制御によりサイリスタ４，５を交流電源１のゼロクロス
（電圧ゼロクロス）に同期して点弧駆動し、給電スイッ
チ回路３を交流電源１の半サイクル又は１サイクルの整
数倍の給電（オン）期間Ｔａと休止（オフ）期間Ｔｂと
に交互に制御し、交流電源１から変圧器２への給電をそ
の半サイクル又は１サイクルの単位でサイクル制御して
行われる。この場合、変圧器２の１次巻線２ａの給電電
圧は図８の（ａ）に示すように、給電期間Ｔａの始め及
び終わりが交流電源１のゼロクロスに一致する。
給電の電力調整は、制御装置７のゼロ電圧スイッチング
制御によりサイリスタ４，５を交流電源１のゼロクロス
（電圧ゼロクロス）に同期して点弧駆動し、給電スイッ
チ回路３を交流電源１の半サイクル又は１サイクルの整
数倍の給電（オン）期間Ｔａと休止（オフ）期間Ｔｂと
に交互に制御し、交流電源１から変圧器２への給電をそ
の半サイクル又は１サイクルの単位でサイクル制御して
行われる。この場合、変圧器２の１次巻線２ａの給電電
圧は図８の（ａ）に示すように、給電期間Ｔａの始め及
び終わりが交流電源１のゼロクロスに一致する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】前記従来の交流電源１
のゼロクロスに同期したサイクル制御の場合、変圧器２
に生じる交番磁束が例えば図８の（ａ）に示す１次巻線
２ａの電圧位相に対して同図（ｂ）に示すようにずれて
変化し、給電期間Ｔａの始め及び終わりが磁束最大（ピ
ーク）になり、とくに、給電期間Ｔａが磁束最大の状態
から始まることになるため、この期間Ｔａの始めに磁気
飽和に伴う過大な突入電流が生じ易く、サイリスタ３
ａ，３ｂが破損する等の問題点がある。
のゼロクロスに同期したサイクル制御の場合、変圧器２
に生じる交番磁束が例えば図８の（ａ）に示す１次巻線
２ａの電圧位相に対して同図（ｂ）に示すようにずれて
変化し、給電期間Ｔａの始め及び終わりが磁束最大（ピ
ーク）になり、とくに、給電期間Ｔａが磁束最大の状態
から始まることになるため、この期間Ｔａの始めに磁気
飽和に伴う過大な突入電流が生じ易く、サイリスタ３
ａ，３ｂが破損する等の問題点がある。
【０００６】そして、変圧器２以外の種々のインダクタ
ンス負荷についても、交流電源１のゼロクロスに同期し
た従来のサイクル制御の場合、前記と同様の問題点が生
じる。本発明は、インダクタンス負荷への交流給電の電
力を半導体構成の給電スイッチ回路のサイクル制御で調
整する際に、給電期間の始めの負荷の交番磁束の飽和に
伴う過大な突入電流の発生を防止することを目的とす
る。
ンス負荷についても、交流電源１のゼロクロスに同期し
た従来のサイクル制御の場合、前記と同様の問題点が生
じる。本発明は、インダクタンス負荷への交流給電の電
力を半導体構成の給電スイッチ回路のサイクル制御で調
整する際に、給電期間の始めの負荷の交番磁束の飽和に
伴う過大な突入電流の発生を防止することを目的とす
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
めに、本発明のサイクル制御方法においては、交流電源
とインダクタンス負荷との間の半導体構成の給電スイッ
チ回路に設けた自己消弧型の半導体制御素子を前記負荷
の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッチング制御
し、前記負荷に供給する交流電力を前記交番磁束のゼロ
クロスに同期して調整する。
めに、本発明のサイクル制御方法においては、交流電源
とインダクタンス負荷との間の半導体構成の給電スイッ
チ回路に設けた自己消弧型の半導体制御素子を前記負荷
の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッチング制御
し、前記負荷に供給する交流電力を前記交番磁束のゼロ
クロスに同期して調整する。
【０００８】
【作用】前記のように構成された本発明のサイクル制御
方法の場合、交流電源とインダクタンス負荷との間の給
電スイッチ回路にトランジスタ等の自己消弧型の半導体
制御素子が設けられ、この半導体制御素子がインダクタ
ンス負荷の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッチン
グ制御され、この制御によりインダクタンス負荷の交流
給電の電力がサイクル制御されて調整される。
方法の場合、交流電源とインダクタンス負荷との間の給
電スイッチ回路にトランジスタ等の自己消弧型の半導体
制御素子が設けられ、この半導体制御素子がインダクタ
ンス負荷の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッチン
グ制御され、この制御によりインダクタンス負荷の交流
給電の電力がサイクル制御されて調整される。
【０００９】そして、半導体制御素子がインダクタンス
負荷の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッチングす
るため、サイクル制御の給電（オン）期間の始め及び終
わりが共に交番磁束最小の磁束ゼロに一致し、給電期間
の始めに磁気飽和が発生せず、過大な突入電流が防止さ
れる。
負荷の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッチングす
るため、サイクル制御の給電（オン）期間の始め及び終
わりが共に交番磁束最小の磁束ゼロに一致し、給電期間
の始めに磁気飽和が発生せず、過大な突入電流が防止さ
れる。
【００１０】
【実施例】実施例について、図１ないし図６を参照して
説明する。 （第１の実施例）まず、第１の実施例について、図１な
いし図３を参照して説明する。図１において、図７と同
一符号は同一のものを示し、図７と異なる点は図７のス
イッチ回路３，制御装置７の代わりに自己消弧型の半導
体素子構成の給電スイッチ回路８，その制御装置９を備
えた点である。
説明する。 （第１の実施例）まず、第１の実施例について、図１な
いし図３を参照して説明する。図１において、図７と同
一符号は同一のものを示し、図７と異なる点は図７のス
イッチ回路３，制御装置７の代わりに自己消弧型の半導
体素子構成の給電スイッチ回路８，その制御装置９を備
えた点である。
【００１１】そして、給電スイッチ回路８は自己消弧型
の半導体素子としてＩＧＢＴを使用し、交流電源１の一
端と変圧器２の１次巻線２ａの一端との間に、逆流防止
用のダイオード１０のアノード，カソード及びＩＧＢＴ
１１のコレクタ，エミッタの直列回路が形成する正サイ
クルアーム１２と、ＩＧＢＴ１３のエミッタ，コレクタ
及び逆流防止用のダイオード１４のカソード，アノード
の直列回路が形成する負サイクルアーム１５とを並列接
続して形成されている。
の半導体素子としてＩＧＢＴを使用し、交流電源１の一
端と変圧器２の１次巻線２ａの一端との間に、逆流防止
用のダイオード１０のアノード，カソード及びＩＧＢＴ
１１のコレクタ，エミッタの直列回路が形成する正サイ
クルアーム１２と、ＩＧＢＴ１３のエミッタ，コレクタ
及び逆流防止用のダイオード１４のカソード，アノード
の直列回路が形成する負サイクルアーム１５とを並列接
続して形成されている。
【００１２】また、制御装置９は図２に示すように形成
され、同図において、１６は交流電源１に接続された同
期パルス発生回路、１７はマイクロコンピュータ構成の
デジタル処理回路、１８，１９は給電期間の始め，終わ
りのタイミングを決定する第１，第２のカウンタ、２０
は変圧器２の１次巻線２ａの電圧を検出する電圧検出
器、２１はＩＧＢＴ１１，１３のゲートに駆動信号を供
給する駆動回路である。
され、同図において、１６は交流電源１に接続された同
期パルス発生回路、１７はマイクロコンピュータ構成の
デジタル処理回路、１８，１９は給電期間の始め，終わ
りのタイミングを決定する第１，第２のカウンタ、２０
は変圧器２の１次巻線２ａの電圧を検出する電圧検出
器、２１はＩＧＢＴ１１，１３のゲートに駆動信号を供
給する駆動回路である。
【００１３】そして、変圧器２の１次巻線２ａに供給さ
れる交流電源１が図３の（ａ）に示すようにｔ0 ，
ｔ2 ，ｔ4 ，…にゼロクロスし、交流電源１の供給に基
づき、変圧器２の交番磁束が同図の（ｂ）に示すように
交流電源１のゼロクロスからα遅れたｔ1 ，ｔ3 ，
ｔ5 ，…にゼロクロスして最小になるとする。
れる交流電源１が図３の（ａ）に示すようにｔ0 ，
ｔ2 ，ｔ4 ，…にゼロクロスし、交流電源１の供給に基
づき、変圧器２の交番磁束が同図の（ｂ）に示すように
交流電源１のゼロクロスからα遅れたｔ1 ，ｔ3 ，
ｔ5 ，…にゼロクロスして最小になるとする。
【００１４】このとき、スイッチ回路８のＩＧＢＴ１
１，１３のサイクル制御に基づく変圧器２の１次巻線２
ａの給電期間をＴＡ，給電の休止期間をＴＢとすると、
スイッチ回路８がオンする給電期間ＴＡの始め及び終わ
りが、交流電源１の一端が他端より高電圧になる正の半
サイクルのゼロクロス点からα遅れるように、制御装置
９はＩＧＢＴ１１，１３を変圧器２の交番磁束のゼロク
ロスに同期してスイッチング制御する。
１，１３のサイクル制御に基づく変圧器２の１次巻線２
ａの給電期間をＴＡ，給電の休止期間をＴＢとすると、
スイッチ回路８がオンする給電期間ＴＡの始め及び終わ
りが、交流電源１の一端が他端より高電圧になる正の半
サイクルのゼロクロス点からα遅れるように、制御装置
９はＩＧＢＴ１１，１３を変圧器２の交番磁束のゼロク
ロスに同期してスイッチング制御する。
【００１５】すなわち、給電期間ＴＡ，休止期間ＴＢを
それぞれ従来の給電期間Ｔａ（＝１サイクル），休止期
間Ｔｂと同じ長さに設定したとすると、交流電源１の正
の半サイクルのゼロクロスのタイミングｔ0 からα遅れ
たｔ1 を給電期間ＴＡの始めとし、ｔ1 から交流電源１
のつぎのゼロクロスのタイミングｔ2 までの（１／２−
α）サイクルの間、制御装置９からＩＧＢＴ１１のゲー
トに駆動信号を供給してＩＧＢＴ１１をオンする。
それぞれ従来の給電期間Ｔａ（＝１サイクル），休止期
間Ｔｂと同じ長さに設定したとすると、交流電源１の正
の半サイクルのゼロクロスのタイミングｔ0 からα遅れ
たｔ1 を給電期間ＴＡの始めとし、ｔ1 から交流電源１
のつぎのゼロクロスのタイミングｔ2 までの（１／２−
α）サイクルの間、制御装置９からＩＧＢＴ１１のゲー
トに駆動信号を供給してＩＧＢＴ１１をオンする。
【００１６】また、ｔ2 から交流電源１のつぎのゼロク
ロスのタイミングｔ4 までの１／２サイクルの間、制御
装置９からＩＧＢＴ１３のゲートに駆動信号を供給して
ＩＧＢＴ１３をオンする。さらに、ｔ4 から給電期間Ｔ
Ａが終了するｔ5 までのαサイクルの間、制御装置９か
らＩＧＢＴ１１のゲートに駆動信号を供給してＩＧＢＴ
１１をオンする。
ロスのタイミングｔ4 までの１／２サイクルの間、制御
装置９からＩＧＢＴ１３のゲートに駆動信号を供給して
ＩＧＢＴ１３をオンする。さらに、ｔ4 から給電期間Ｔ
Ａが終了するｔ5 までのαサイクルの間、制御装置９か
らＩＧＢＴ１１のゲートに駆動信号を供給してＩＧＢＴ
１１をオンする。
【００１７】そして、ＩＧＢＴ１１，１３の交互のオン
によりｔ1 〜ｔ5 の１サイクルの給電期間ＴＡにスイッ
チ回路８をオンして交流電源１を変圧器２の１次巻線２
ａに給電する。
によりｔ1 〜ｔ5 の１サイクルの給電期間ＴＡにスイッ
チ回路８をオンして交流電源１を変圧器２の１次巻線２
ａに給電する。
【００１８】つぎに、ｔ5 からつぎの給電期間ＴＡの始
めまでの休止期間ＴＢは、ＩＧＢＴ１１，１３を共にオ
フしてスイッチ回路８をオフして交流電源１の給電を休
止する。さらに、半サイクル又は１サイクルの整数倍の
休止期間ＴＢが経過し、ｔ1 に相当するつぎの給電期間
ＴＡの始めになると、再びＩＧＢＴ１１をオンして前記
ｔ1 〜ｔ5 の制御をくり返す。
めまでの休止期間ＴＢは、ＩＧＢＴ１１，１３を共にオ
フしてスイッチ回路８をオフして交流電源１の給電を休
止する。さらに、半サイクル又は１サイクルの整数倍の
休止期間ＴＢが経過し、ｔ1 に相当するつぎの給電期間
ＴＡの始めになると、再びＩＧＢＴ１１をオンして前記
ｔ1 〜ｔ5 の制御をくり返す。
【００１９】以上の制御のくり返しにより、変圧器２の
１次巻線２ａには図３の（ａ）に示すように、交流電源
１のゼロクロスからαずれた毎給電期間ＴＡに交流電源
１が給電される。
１次巻線２ａには図３の（ａ）に示すように、交流電源
１のゼロクロスからαずれた毎給電期間ＴＡに交流電源
１が給電される。
【００２０】そして、毎給電期間ＴＡの始め及び終わり
は図３の（ｂ）に示すように、変圧器２に生じる交番磁
束の最小（ゼロクロス）に一致し、このとき、毎給電期
間ＴＡが磁束最小の状態から始まるため、毎給電期間Ｔ
Ａの始めに従来のような磁気飽和が発生せず、この磁気
飽和に伴う過大な突入電流が生じることもない。
は図３の（ｂ）に示すように、変圧器２に生じる交番磁
束の最小（ゼロクロス）に一致し、このとき、毎給電期
間ＴＡが磁束最小の状態から始まるため、毎給電期間Ｔ
Ａの始めに従来のような磁気飽和が発生せず、この磁気
飽和に伴う過大な突入電流が生じることもない。
【００２１】つぎに、制御装置９の具体的な動作につい
て説明する。まず、同期パルス発生回路１６は交流電源
１のゼロクロスを検出し、例えば交流電源１の負の半サ
イクルから正の半サイクルに変化するｔ0 ，ｔ4 ，…の
ゼロクロス（以下立上りのゼロクロスという）に同期し
て同期パルスをデジタル処理回路９に供給する。
て説明する。まず、同期パルス発生回路１６は交流電源
１のゼロクロスを検出し、例えば交流電源１の負の半サ
イクルから正の半サイクルに変化するｔ0 ，ｔ4 ，…の
ゼロクロス（以下立上りのゼロクロスという）に同期し
て同期パルスをデジタル処理回路９に供給する。
【００２２】また、電圧検出器２０は変圧器２の１次巻
線２ａの電圧を検出して検出電圧を周波数に変換し、こ
の変換により形成した周波数信号をデジタル処理回路１
７に供給する。そして、デジタル処理回路１７は周波数
信号がゼロに保持される休止期間ＴＢの直流電源１の最
後の立上りのゼロクロス，例えばｔ0 の立上りのゼロク
ロスに基づく同期パルスの入力により、カウンタ１８に
起動指令を発行する。
線２ａの電圧を検出して検出電圧を周波数に変換し、こ
の変換により形成した周波数信号をデジタル処理回路１
７に供給する。そして、デジタル処理回路１７は周波数
信号がゼロに保持される休止期間ＴＢの直流電源１の最
後の立上りのゼロクロス，例えばｔ0 の立上りのゼロク
ロスに基づく同期パルスの入力により、カウンタ１８に
起動指令を発行する。
【００２３】このカウンタ１８は交流電源１のゼロクロ
スから交番磁束のゼロクロスまでの位相差αに相当する
時間がプリセットされ、起動指令が与えられると、同期
パルスに同期したデジタル処理回路１７のクロックパル
スをダウンカウントし、ｔ0からα経過したｔ1 に給電
期間ＴＡの開始指令をデジタル処理回路１７に与える。
スから交番磁束のゼロクロスまでの位相差αに相当する
時間がプリセットされ、起動指令が与えられると、同期
パルスに同期したデジタル処理回路１７のクロックパル
スをダウンカウントし、ｔ0からα経過したｔ1 に給電
期間ＴＡの開始指令をデジタル処理回路１７に与える。
【００２４】そして、デジタル処理回路１７は開始指令
の入力により直ちに駆動回路２１にＩＧＢＴ１１の駆動
指令を発行し、この指令に基づき駆動回路２１がＩＧＢ
Ｔ１１のゲートに駆動指令信号を供給し、この供給によ
りＩＧＢＴ１１がｔ1 にオンする。また、デジタル処理
回路１７はクロックパルスのカウンタ又は同期パルスの
入力により、ｔ0 から半サイクル又はｔ1 から（１／２
−α）サイクル経過したｔ2 に駆動回路２１にＩＧＢＴ
１３の駆動指令を発行する。
の入力により直ちに駆動回路２１にＩＧＢＴ１１の駆動
指令を発行し、この指令に基づき駆動回路２１がＩＧＢ
Ｔ１１のゲートに駆動指令信号を供給し、この供給によ
りＩＧＢＴ１１がｔ1 にオンする。また、デジタル処理
回路１７はクロックパルスのカウンタ又は同期パルスの
入力により、ｔ0 から半サイクル又はｔ1 から（１／２
−α）サイクル経過したｔ2 に駆動回路２１にＩＧＢＴ
１３の駆動指令を発行する。
【００２５】そして、この駆動指令により駆動回路２１
がＩＧＢＴ１１の駆動指令信号をオフしてＩＧＢＴ１３
のゲートに駆動指令信号を供給し、ｔ2 にＩＧＢＴ１１
がオフしてＩＧＢＴ１３がオンする。さらに、ｔ2 から
半サイクルが経過して給電期間ＴＡの立上りのゼロクロ
スが生じるｔ4 に達すると、デジタル処理回路１７はカ
ウンタ１９に起動指令を発行する。
がＩＧＢＴ１１の駆動指令信号をオフしてＩＧＢＴ１３
のゲートに駆動指令信号を供給し、ｔ2 にＩＧＢＴ１１
がオフしてＩＧＢＴ１３がオンする。さらに、ｔ2 から
半サイクルが経過して給電期間ＴＡの立上りのゼロクロ
スが生じるｔ4 に達すると、デジタル処理回路１７はカ
ウンタ１９に起動指令を発行する。
【００２６】このカウンタ１９はカウンタ１８と同様に
位相差αに相当する時間がプリセットされ、起動指令が
与えられると、デジタル処理回路１７のクロックパルス
をダウンカウントし、ｔ4 からα経過したｔ5 に給電期
間ＴＡの終了指令をデジタル処理回路１７に与える。
位相差αに相当する時間がプリセットされ、起動指令が
与えられると、デジタル処理回路１７のクロックパルス
をダウンカウントし、ｔ4 からα経過したｔ5 に給電期
間ＴＡの終了指令をデジタル処理回路１７に与える。
【００２７】このとき、デジタル処理回路１７はＩＧＢ
Ｔ１３の駆動信号をオフしてＩＧＢＴ１１，１３を共に
オフし、休止期間ＴＢの制御に移行し、同期パルス又は
クロックパルスを計数してつぎの給電期間ＴＡまで待機
する。以降、同様の動作をくり返し、ＩＧＢＴ１１，１
３を変圧器２の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッ
チング制御し、毎給電期間ＴＡにスイッチ回路８をオン
する。なお、前記実施例では説明等を簡単にするため、
α＝９０°としたが、位相差αはインダクタンス負荷に
よって異なり、種々の値をとる。
Ｔ１３の駆動信号をオフしてＩＧＢＴ１１，１３を共に
オフし、休止期間ＴＢの制御に移行し、同期パルス又は
クロックパルスを計数してつぎの給電期間ＴＡまで待機
する。以降、同様の動作をくり返し、ＩＧＢＴ１１，１
３を変圧器２の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッ
チング制御し、毎給電期間ＴＡにスイッチ回路８をオン
する。なお、前記実施例では説明等を簡単にするため、
α＝９０°としたが、位相差αはインダクタンス負荷に
よって異なり、種々の値をとる。
【００２８】（第２の実施例）つぎに、第２の実施例に
ついて、図４及び図５を参照して説明する。図４におい
て、図１と同一符号は同一のものを示し、図１と異なる
点は、図１のスイッチ回路８，制御装置９の代わりに、
つぎに説明する給電スイッチ回路２２及びその制御装置
２３を備えた点である。
ついて、図４及び図５を参照して説明する。図４におい
て、図１と同一符号は同一のものを示し、図１と異なる
点は、図１のスイッチ回路８，制御装置９の代わりに、
つぎに説明する給電スイッチ回路２２及びその制御装置
２３を備えた点である。
【００２９】そして、スイッチ回路２２は交流電源１の
一端と変圧器２の１次巻線２ａの一端との間に、サイリ
スタ２４，２５の逆並列回路と、図１の正サイクルアー
ム１２と同様の逆流防止用のダイオード２６，ＩＧＢＴ
２７の直列回路と、図１の負サイクルアーム１５と同様
のＩＧＢＴ２８，逆流防止用のダイオード２９の直列回
路とを並列に設けて形成されている。
一端と変圧器２の１次巻線２ａの一端との間に、サイリ
スタ２４，２５の逆並列回路と、図１の正サイクルアー
ム１２と同様の逆流防止用のダイオード２６，ＩＧＢＴ
２７の直列回路と、図１の負サイクルアーム１５と同様
のＩＧＢＴ２８，逆流防止用のダイオード２９の直列回
路とを並列に設けて形成されている。
【００３０】また、制御装置２３は図１の制御装置９と
同様にマイクロコンピュータ等のデジタル処理回路を用
いて形成され、サイリスタ２４，２５及びＩＧＢＴ２
７，２８のゲートに駆動信号を供給する。そして、第１
の実施例の給電期間ＴＡ，休止期間ＴＢに相当する給電
期間，休止期間をＴＡ’，ＴＢ’とし、図５に示すよう
に給電期間ＴＡ’を１．５サイクルとする場合、スイッ
チ回路２２は制御装置２３によりつぎに説明するように
動作する。
同様にマイクロコンピュータ等のデジタル処理回路を用
いて形成され、サイリスタ２４，２５及びＩＧＢＴ２
７，２８のゲートに駆動信号を供給する。そして、第１
の実施例の給電期間ＴＡ，休止期間ＴＢに相当する給電
期間，休止期間をＴＡ’，ＴＢ’とし、図５に示すよう
に給電期間ＴＡ’を１．５サイクルとする場合、スイッ
チ回路２２は制御装置２３によりつぎに説明するように
動作する。
【００３１】すなわち、図５の（ａ）に示すように休止
期間ＴＢ’の直流電源１の最後のゼロクロスがｔ0 ’に
生じると、制御装置２３はｔ0 ’から位相差α遅れて同
図（ｂ）に示すように変圧器２の交番磁束がゼロクロス
するｔ1 ’に、サイリスタ２４に駆動指令信号を供給し
てこのサイリスタ２４をオンし、給電期間ＴＡ’に移行
する。つぎに、ｔ0 ’から半サイクル又はｔ1 ’から
（１／２−α）サイクル経過して交流電源１のつぎのゼ
ロクロスのタイミングｔ2 ’に達すると、サイリスタ２
４が自然転流でオフし、同時に、制御装置９がサイリス
タ２５に駆動信号を供給してサイリスタ２５をオンし、
スイッチング回路２３をオン状態に維持する。
期間ＴＢ’の直流電源１の最後のゼロクロスがｔ0 ’に
生じると、制御装置２３はｔ0 ’から位相差α遅れて同
図（ｂ）に示すように変圧器２の交番磁束がゼロクロス
するｔ1 ’に、サイリスタ２４に駆動指令信号を供給し
てこのサイリスタ２４をオンし、給電期間ＴＡ’に移行
する。つぎに、ｔ0 ’から半サイクル又はｔ1 ’から
（１／２−α）サイクル経過して交流電源１のつぎのゼ
ロクロスのタイミングｔ2 ’に達すると、サイリスタ２
４が自然転流でオフし、同時に、制御装置９がサイリス
タ２５に駆動信号を供給してサイリスタ２５をオンし、
スイッチング回路２３をオン状態に維持する。
【００３２】さらに、ｔ2 ’から半サイクル経過して交
流電源１のつぎのゼロクロス（立上りのゼロクロス）の
タイミングｔ4 ’に達すると、サイリスタ２５が自然転
流でオフし、同時に、制御装置９がサイリスタ２４に駆
動信号を供給してこのサイリスタ２４をオンする。
流電源１のつぎのゼロクロス（立上りのゼロクロス）の
タイミングｔ4 ’に達すると、サイリスタ２５が自然転
流でオフし、同時に、制御装置９がサイリスタ２４に駆
動信号を供給してこのサイリスタ２４をオンする。
【００３３】そして、ｔ0 ’から１．５サイクル又はｔ
1 ’から（１．５−α）サイクル経過し、給電期間Ｔ
Ａ’の最後の交流電源１のゼロクロスのタイミング
ｔ6 ’に達すると、サイリスタ２４は自然転流でオフ
し、このとき、残りαサイクルだけスイッチ回路２３を
オンに保つため、制御装置９はＩＧＢＴ２８に駆動信号
を供給してこのＩＧＢＴ２８をオンする。
1 ’から（１．５−α）サイクル経過し、給電期間Ｔ
Ａ’の最後の交流電源１のゼロクロスのタイミング
ｔ6 ’に達すると、サイリスタ２４は自然転流でオフ
し、このとき、残りαサイクルだけスイッチ回路２３を
オンに保つため、制御装置９はＩＧＢＴ２８に駆動信号
を供給してこのＩＧＢＴ２８をオンする。
【００３４】さらに、このオンからα経過し、ｔ1 ’か
ら１．５サイクル後の変圧器２の交番磁束のゼロクロス
のタイミングｔ7 ’に達すると、制御装置９はＩＧＢＴ
２７の駆動信号をオフしてＩＧＢＴ２７をオフし、給電
期間ＴＡ’から休止期間ＴＢ’に移行する。
ら１．５サイクル後の変圧器２の交番磁束のゼロクロス
のタイミングｔ7 ’に達すると、制御装置９はＩＧＢＴ
２７の駆動信号をオフしてＩＧＢＴ２７をオフし、給電
期間ＴＡ’から休止期間ＴＢ’に移行する。
【００３５】以降、同様の動作がくり返され、スイッチ
回路２２は図１のスイッチ回路８と同様、変圧器２の交
番磁束のゼロクロスに同期してスイッチング制御され
る。そして、毎給電期間ＴＡ’の最後のαサイクル（＜
０．５サイクル）のみサイリスタ２５の代わりにＩＧＢ
Ｔ２８をオンするため、このＩＧＢＴ２８の通電期間が
極めて短くなり、その必要容量が小さくて済み、小型化
等が図れる。
回路２２は図１のスイッチ回路８と同様、変圧器２の交
番磁束のゼロクロスに同期してスイッチング制御され
る。そして、毎給電期間ＴＡ’の最後のαサイクル（＜
０．５サイクル）のみサイリスタ２５の代わりにＩＧＢ
Ｔ２８をオンするため、このＩＧＢＴ２８の通電期間が
極めて短くなり、その必要容量が小さくて済み、小型化
等が図れる。
【００３６】しかも、前記最後のαサイクルを除き、サ
イリスタ２４，２５を自然転流でオフしてスイッチ回路
２２の通電極性を切換えるため、制御装置２３の制御が
例えばサイリスタ２４，２５を省いてＩＧＢＴ２７，２
８のスイッチング制御のみを行う場合より簡素化する。
イリスタ２４，２５を自然転流でオフしてスイッチ回路
２２の通電極性を切換えるため、制御装置２３の制御が
例えばサイリスタ２４，２５を省いてＩＧＢＴ２７，２
８のスイッチング制御のみを行う場合より簡素化する。
【００３７】したがって、サイリスタの点弧制御と自己
消弧型の半導体素子のスイッチング制御等を組合せ、構
成及び制御の簡素化を図って第１の実施例と同様の給電
電力の調整が行える。なお、前記実施例では位相差α及
び給電期間ＴＡ’の設定に基づき、給電期間ＴＡ’の最
後のαサイクルにＩＧＢＴ２８をオンしたが、設定条件
によっては給電期間の最後のαサイクルにＩＧＢＴ２７
をオンする事態も生じる。
消弧型の半導体素子のスイッチング制御等を組合せ、構
成及び制御の簡素化を図って第１の実施例と同様の給電
電力の調整が行える。なお、前記実施例では位相差α及
び給電期間ＴＡ’の設定に基づき、給電期間ＴＡ’の最
後のαサイクルにＩＧＢＴ２８をオンしたが、設定条件
によっては給電期間の最後のαサイクルにＩＧＢＴ２７
をオンする事態も生じる。
【００３８】（第３の実施例）つぎに、第３の実施例に
ついて、図６を参照して説明する。図６において、図
１，図４と同一符号は同一のものを示し、それらの図面
と異なる点は、図１，図４のスイッチ回路８，２２及び
制御装置９，２３の代わりに、ダイオードブリッジ構成
の給電スイッチ回路３０及びその制御装置３１を備えた
点である。
ついて、図６を参照して説明する。図６において、図
１，図４と同一符号は同一のものを示し、それらの図面
と異なる点は、図１，図４のスイッチ回路８，２２及び
制御装置９，２３の代わりに、ダイオードブリッジ構成
の給電スイッチ回路３０及びその制御装置３１を備えた
点である。
【００３９】そして、スイッチ回路３０はダイオード３
１〜３５の全波整流のブリッジ回路と、このブリッジ回
路の直流端子間であるダイオード３２，３４のカソード
の接続点ａ，ダイオード３３，３５のアノードの接続点
ｂ間にエミッタ，コレクタを設けた自己消弧型の半導体
素子としての１個のＩＧＢＴ３６とにより形成されてい
る。
１〜３５の全波整流のブリッジ回路と、このブリッジ回
路の直流端子間であるダイオード３２，３４のカソード
の接続点ａ，ダイオード３３，３５のアノードの接続点
ｂ間にエミッタ，コレクタを設けた自己消弧型の半導体
素子としての１個のＩＧＢＴ３６とにより形成されてい
る。
【００４０】また、制御装置３１は図１，図４の制御装
置９，２３と同様にマイクロコンピュータ等のデジタル
処理回路を用いて形成され、変圧器２の交番磁束のゼロ
クロスに同期した毎給電期間にＩＧＢＴ３６のゲートに
駆動信号を供給してＩＧＢＴ３６をオンする。
置９，２３と同様にマイクロコンピュータ等のデジタル
処理回路を用いて形成され、変圧器２の交番磁束のゼロ
クロスに同期した毎給電期間にＩＧＢＴ３６のゲートに
駆動信号を供給してＩＧＢＴ３６をオンする。
【００４１】そして、このＩＧＢＴ３６のオンにより、
交流電源１の正サイクルにはダイオード３２，ＩＧＢＴ
３６，ダイオード３５の給電路が形成され、交流電源１
の負サイクルにはダイオード３４，ＩＧＢＴ３６，ダイ
オード３３の給電路が形成される。そのため、毎給電期
間を第１，第２の実施例と同様、変圧器２の交番磁束の
ゼロクロスに同期して設定して給電電力の調整が行え
る。
交流電源１の正サイクルにはダイオード３２，ＩＧＢＴ
３６，ダイオード３５の給電路が形成され、交流電源１
の負サイクルにはダイオード３４，ＩＧＢＴ３６，ダイ
オード３３の給電路が形成される。そのため、毎給電期
間を第１，第２の実施例と同様、変圧器２の交番磁束の
ゼロクロスに同期して設定して給電電力の調整が行え
る。
【００４２】そして、この実施例の場合はスイッチ回路
３０にＩＧＢＴを１個だけ設ければよいため、極めて安
価な構成でサイクル制御が行える利点がある。
３０にＩＧＢＴを１個だけ設ければよいため、極めて安
価な構成でサイクル制御が行える利点がある。
【００４３】ところで、前記実施例においては自己消弧
型の半導体素子をＩＧＢＴとして説明したが、自己消弧
型の半導体素子はＭＯＳＦＥＴ，パワートランジスタ等
であってもよいのは勿論である。また、種々のインダク
タンス負荷の交流の給電電力の調整に適用できるのも勿
論である。
型の半導体素子をＩＧＢＴとして説明したが、自己消弧
型の半導体素子はＭＯＳＦＥＴ，パワートランジスタ等
であってもよいのは勿論である。また、種々のインダク
タンス負荷の交流の給電電力の調整に適用できるのも勿
論である。
【００４４】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成され
ているため、以下に記載する効果を奏する。交流電源１
とインダクタンス負荷との間の給電スイッチ回路８，２
２，３０に設けた自己消弧型の半導体制御素子１１，１
４，２７，２８，３６をインダクタンス負荷の交番磁束
のゼロクロスに同期してスイッチング制御し、インダク
タンス負荷に給電する交流電力を前記交番磁束のゼロク
ロスに同期して調整したため、サイクル制御の毎給電期
間の始め及び終わりがインダクタンス負荷の交番磁束最
小（磁束ゼロ）に一致し、毎給電期間の始めに磁気飽和
が発生せず、この磁気飽和に伴う過大な突入電流が防止
されてスイッチ回路８，２２，３０等が突入電流で破損
せず、信頼性の高いサイクル制御を実現できる。
ているため、以下に記載する効果を奏する。交流電源１
とインダクタンス負荷との間の給電スイッチ回路８，２
２，３０に設けた自己消弧型の半導体制御素子１１，１
４，２７，２８，３６をインダクタンス負荷の交番磁束
のゼロクロスに同期してスイッチング制御し、インダク
タンス負荷に給電する交流電力を前記交番磁束のゼロク
ロスに同期して調整したため、サイクル制御の毎給電期
間の始め及び終わりがインダクタンス負荷の交番磁束最
小（磁束ゼロ）に一致し、毎給電期間の始めに磁気飽和
が発生せず、この磁気飽和に伴う過大な突入電流が防止
されてスイッチ回路８，２２，３０等が突入電流で破損
せず、信頼性の高いサイクル制御を実現できる。
【図１】本発明のサイクル制御方法の第１の実施例の結
線図である。
線図である。
【図２】図１の一部の詳細なブロック図である。
【図３】（ａ），（ｂ）は図１の動作説明用の電圧，磁
束の波形図である。
束の波形図である。
【図４】本発明の第２の実施例の結線図である。
【図５】（ａ），（ｂ）は図４の動作説明用の電圧，磁
束の波形図である。
束の波形図である。
【図６】本発明の第３の実施例の結線図である。
【図７】従来例の結線図である。
【図８】（ａ），（ｂ）は図７の動作説明用の電圧，磁
束の波形図である。
束の波形図である。
１ 交流電源 ２ インダクタンス負荷としての変圧器 ８，２２，３０ 給電スイッチ回路 １１，１４，２７，２８，３６ ＩＧＢＴ
Claims (1)
- 【請求項１】 交流電源とインダクタンス負荷との間の
半導体構成の給電スイッチ回路に設けた自己消弧型の半
導体制御素子を前記負荷の交番磁束のゼロクロスに同期
してスイッチグ制御し、前記負荷に給電する交流電力を
前記交番磁束のゼロクロスに同期して調整することを特
徴とするサイクル制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4253694A JP2711497B2 (ja) | 1992-08-27 | 1992-08-27 | サイクル制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4253694A JP2711497B2 (ja) | 1992-08-27 | 1992-08-27 | サイクル制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0675644A JPH0675644A (ja) | 1994-03-18 |
| JP2711497B2 true JP2711497B2 (ja) | 1998-02-10 |
Family
ID=17254853
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4253694A Expired - Fee Related JP2711497B2 (ja) | 1992-08-27 | 1992-08-27 | サイクル制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2711497B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2018147539A1 (ko) * | 2017-02-13 | 2018-08-16 | 주식회사 마루온 | 발열 및 스파크 저감 스위치 회로 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7180157B2 (ja) * | 2018-07-13 | 2022-11-30 | 富士電機株式会社 | 双方向スイッチ回路 |
-
1992
- 1992-08-27 JP JP4253694A patent/JP2711497B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2018147539A1 (ko) * | 2017-02-13 | 2018-08-16 | 주식회사 마루온 | 발열 및 스파크 저감 스위치 회로 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0675644A (ja) | 1994-03-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |