JPH0832165B2

JPH0832165B2 - 直流電源装置

Info

Publication number: JPH0832165B2
Application number: JP3059442A
Authority: JP
Inventors: 吉宏関野; 聡阿藤; 仁志吉池
Original assignee: Sanyo Denki Co Ltd
Current assignee: Sanyo Denki Co Ltd
Priority date: 1991-03-01
Filing date: 1991-03-01
Publication date: 1996-03-27
Anticipated expiration: 2011-03-27
Also published as: JPH04275060A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は直流電力を出力する直流
電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】不安定な直流電源電圧を安定な直流電圧
に調整する、あるいは電圧レベルを変化させる、又は直
流電源から絶縁した直流電圧を取り出すためにチョッパ
やＣＤ−ＣＤコンバータが使われる。これらのチョッパ
やＣＤ−ＣＤコンバータは内蔵している半導体スイッチ
をオン，オフ動作させて電力変換の機能を果たすもので
あるが、実際の半導体スイッチでは、オンとオフの間の
状態遷移にかなりの時間を要するためスイッチング損を
生じる。この半導体スイッチのスイッチング損を図８の
パルス幅制御（以下ＰＷＭという）するチョッパを例に
とって説明する。

【０００３】まず、回路の動作を説明する。半導体スイ
ッチＱ₁はオン・オフ動作の繰り返しによって直流電源
１の電圧Ｅを断続してリアクタＬ_dとコンデンサＣ_dで
構成した平滑フィルタ２に与える。リアクタＬ_dに流れ
る電流Ｉ_dは連続であるから半導体スイッチＱ₁がオフ
の状態にあるときの電流はダイオードＤ₁を通って流れ
る。負荷Ｒ_LにはコンデンサＣ_dの電圧が印加される。
負荷Ｒ_Lに与えられる電圧は直流電源電圧Ｅと半導体ス
イッチＱ₁のオン状態にある時間とオフ状態にある時間
との関数で決まる。一般的にはＰＷＭ制御、すなわち一
定期間内のオン時間の比率を制御する。

【０００４】次に、半導体スイッチＱ₁のスイッチング
損の発生メカニズムを説明する。図９は動作説明図であ
って、（ａ）はＶ_Q、（ｂ）はＩ_Q、（ｃ）はＩ_D1を示
す。図において、半導体スイッチＱ₁がオンしていてリ
アクタＬ_dの電流Ｉ_dは、直流電源１から流れている電
流Ｉ_Qに等しくなっている。ダイオードＤ₁には直流電
源電圧Ｅが印加され、電流はゼロになっている。時間ｔ
₁において半導体スイッチＱ₁をスイッチ・オフさせる
と、半導体スイッチＱ₁にかかる電圧が徐々に増加し、
従って、ダイオードＤ₁の電圧も徐々に低下する。この
間、リアクタＬ_dの電流Ｉ_dは、半導体スイッチＱ₁を
通って流れ続ける。時間ｔ₂に達すると半導体スイッチ
Ｑ₁にかかる電圧が直流電源電圧Ｅに等しくなり、従っ
て、ダイオードＤ₁に印加されていた電圧がゼロとな
り、それまで半導体スイッチＱ₁から流れていた電流Ｉ
_Qは、Ｉ_D1となってダイオードＤ₁を通して流れ始め
る。このｔ₁からｔ₂までの期間が半導体スイッチＱ₁
がオンからオフに至る遷移期間であり、この間、半導体
スイッチＱ₁には電流Ｉ_dが流れ、電圧も印加された状
態にあり、電力損失を伴う。オフ時間が経過して時間ｔ
₃において半導体スイッチＱ₁を再度スイッチ・オンさ
せると半導体スイッチＱ₁に流れる電流がゼロから次第
に増加する。この電流がダイオードＤ₁に流れている電
流Ｉ_D1の大きさに達するまではダイオードＤ₁が通電し
ている。従って、平滑フィルタ２に加わる電圧はゼロレ
ベル（実際にはダイオードＤ₁の電圧ドロップ分の１ボ
ルト程度がかかっている）であり、半導体スイッチＱ₁
には直流電源電圧Ｅがかかっている。時間ｔ₄で半導体
スイッチＱ₁の電流がＩ_dに達するが、ダイオードＤ₁
には順方向に電流が流れた直後には逆方向にも電流が流
れるという好ましくない特性があり、半導体スイッチＱ
₁は、時間ｔ₄以降も、共振リアクタＬ_dに流れるＩ_d
を流すと、同時にダイオードＤ₁に逆方向に電流を流す
ことになり増加する一方である。ダイオードＤ₁が逆方
向特性を回復する時間ｔ₅に至って、半導体スイッチＱ
₁に流れる電流はＩ_dに等しくなる。また半導体スイッ
チＱ₁にかかる電圧がゼロになる（実際には半導体スイ
ッチＱ₁の電圧ドロップ分の１ボルト程度の電圧がかか
る）。この時間ｔ₃からｔ₅までの期間が半導体スイッ
チＱ₁がオフからオン状態に遷移する過程であり、半導
体スイッチＱ₁には電圧Ｅがかかっている状態で電流が
流れるので電力損失を伴う。時間ｔ₅以降は半導体スイ
ッチＱ₁はオン状態にあり、平滑フィルタ２には直流電
源電圧Ｅが加えられる。また、ダイオードＤ₁には電流
は流れず、電圧Ｅが印加された状態にある。

【０００５】以上説明したように、半導体スイッチＱ₁
にはオンとオフの間の移り変わりに電力損失を伴う。こ
れらを合わせて以下スイッチング損と言う。時間ｔ₂に
おいて、半導体スイッチＱ₁の電流Ｉ_Qが急激に減少す
るので、この電流の変化率（ｄＩ_Q／ｄｔ）と、半導体
スイッチの配線等にあるインダクタンスの積に対応した
スパイク電圧が発生して、これがスイッチング・オフし
た半導体スイッチＱ₁に過電圧として印加される。この
スパイク電圧は半導体スイッチＱ₁を破壊したり、故障
確率を高めてしまう。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】従来の装置では半導体
スイッチＱ₁のオン・オフの１サイクル毎にスイッチン
グ損があるために、高周波でスイッチングさせると半導
体スイッチＱ₁の発熱量が大きくなる。これは大きな半
導体冷却系を必要として直流電源装置を大きくし、効率
も低下させる。また、半導体スイッチＱ₁の発熱量を抑
えるとスイッチング周波数を高くすることができないの
で、平滑フィルタを大きくする必要があり装置が大きく
なり、また制御性がある程度犠牲になる。半導体スイッ
チＱ₁にかかるスパイク電圧が過大になり、直流電源装
置の信頼性を低下させる。

【０００７】本発明は、上記の欠点を改善するために提
案されたもので、その目的は、半導体スイッチＱ₁がＰ
ＷＭスイッチングの過渡状態において発生するスイッチ
ング損を抑制して、半導体冷却系の簡素化を可能とし、
許容スイッチング周波数の上限をより高くすることにあ
る。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明は直流電源に接続されている第１の半導体ス
イッチと、前記半導体の出力を受けた平滑フィルタと、
前記半導体スイッチと平滑フィルタの間に挿入された共
振スイッチと、前記平滑フィルタからの出力を負荷に給
電し、前記第１の半導体スイッチと共振スイッチに制御
信号を与える制御装置を備えた装置において、前記共振
スイッチは共振リアクタと、共振コンデンサ、第２の半
導体スイッチＱｒと逆並列に接続された共振ダイオード
Ｄｒと、直列接続された前記共振コンデンサと第２の半
導体スイッチの両端を接続するダイオードで構成され、
前記制御装置は所望の周波数のＰＷＭスイッチング信号
を前記第１の半導体スイッチに与え、かつ前記両半導体
スイッチの動作を同期させることを特徴とする直流電源
装置を発明の要旨とする。

【０００９】

【作用】本発明は第１の半導体スイッチと平滑フィルタ
との間に共振リアクタを挿入することによって、第１の
半導体スイッチのスイッチング損を小さく抑えうる作用
を有する。

【００１０】

【実施例】次に本発明の実施例について説明する。な
お、実施例は一つの例示であって、本発明の精神を逸脱
しない範囲で、種々の変更あるいは改良を行いうること
は言うまでもない。

【００１１】図１は本発明の第１の実施例を示す。図に
おいて、１は直流電源、Ｑ₁は第１の半導体スイッチ、
２は平滑フィルタ、３は共振スイッチ、４は半導体スイ
ッチＱ₁及びＱ_rの制御装置、Ｒ_Lは負荷を示す。半導
体スイッチとしてはバイポーラ・トランジスタ（Bipola
r Transister），ＭＯＳ・ＦＥＴ，サイリスタ，ゲート
・ターンオフ・サイリスタ（ＣＴＯ），ＩＧＢＴ（Insu
lated Gate Bipolar Transister ）等が使われるが、こ
こでは代表としてバイポーラ・トランジスタを使って説
明する。本発明は図８における従来のチョッパの例にス
イッチングの補助回路として共振スイッチ３を付加して
いる。共振スイッチ３は共振リアクタＬ_r，共振コンデ
ンサＣ_r，第２の半導体スイッチＱ_r，共振ダイオード
Ｄ_rからなる。制御装置４は半導体スイッチＱ₁および
Ｑ_rのオンおよびオフを制御する制御信号を発生させ
る。

【００１２】図２は図１の実施例を説明するための動作
波形を示したものである。図において、（ａ）はＶ_Q，
（ｂ）はＩ_Q，（ｃ）はＩ_r，（ｄ）はＩ_Dr，（ｅ）は
Ｉ_D1，（ｆ）はＱ₁オン信号、（ｇ）はＱ_rオン信号を
示す。制御装置４からオン信号が与えられていて半導体
スイッチＱ₁がオン状態にあるとする。電流Ｉ_Q（Ｉ_d
に等しい）が流れて直流電源１から平滑フィルタ２を介
して負荷Ｒ_Lに給電している。時間ｔ₀₁において共振ス
イッチ３の半導体スイッチＱ_rを制御装置４からの信号
によってオンさせると、共振リアクタＬ_rと共振コンデ
ンサＣ_rに直流電源１から電流が流れ始める。この時の
電流Ｉ_rは共振リアクタＬ_rと共振コンデンサＣ_rの直
列共振電流であり、流れる方向は図示の矢印とは逆であ
る。半導体スイッチＱ₁の電流は電流Ｉ_dとＩ_rの和で
あり、パルス状に増加する。共振コンデンサＣ_rの共振
電流によって直流電源電圧Ｅより高いレベルにまで充電
される。時間ｔ₀₂で充電が終わり、次に、共振コンデン
サＣ_rに蓄えられた電荷は共振ダイオードＤ_r，共振コ
ンデンサＣ_r，共振リアクタＬ_rを通して放電が始ま
り、矢印の方向に電流Ｉ_rが流れる。リアクタＬ_dの作
用でここに流れる電流Ｉ_dは電流Ｉ_QとＩ_rの和に等し
い大きさでほぼ一定であるから、電流Ｉ_rの増加に伴い
電流Ｉ_Qは減少する。時間ｔ₀₃で電流Ｉ_rがＩ_dに等し
くなると電流Ｉ_Qはゼロになる。さらに放電が進み時間
ｔ₀₄で共振コンデンサＣ_rの電荷がゼロになると共振ダ
イオードＤ_rの電流はゼロになる。この時点では共振リ
アクタＬ_rには大きな電流が流れているが、この電流Ｉ
_rはダイオードＤ_rからダイオードＤ₁に切り替わって
流れる。これによって共振リアクタＬ_rの電流Ｉ_rの連
続性は保たれる。

【００１３】時間ｔ₀₅において制御装置４からの信号で
半導体スイッチＱ₁をオフさせると半導体スイッチＱ₁
にはほぼ直流電源電圧Ｅの大きさの電圧がかかる。半導
体スイッチＱ₁の電流はすでに時間ｔ₀₃の時点でゼロに
なっているのでスイッチ・オフの過程ではスイッチング
損は生じない。一方、時間ｔ₀₁の時点で半導体スイッチ
Ｑ_rがオンするときには、共振リアクタＬ_rの電流抑制
作用によって電流Ｉ_rは徐々に増加することになるの
で、スイッチング・オンの過渡状態では電流Ｉ_rはまだ
小さいレベルにある。このため半導体スイッチの電圧と
電流の積できまるスイッチング損は小さい。ダイオード
Ｄ₁が通電していて電流Ｉ_D1が流れている期間に半導体
スイッチＱ_rをオフさせると、すでに半導体スイッチＱ
_rの電流はゼロになっているからオフに伴うスイッチン
グ損は生じない。この時間ｔ₀₄とｔ₀₅の時間差はゼロで
もよい。

【００１４】時間ｔ₀₆に制御装置４から半導体スイッチ
Ｑ₁にオン信号を与えこれをオンさせる。リアクタＬ_d
にそれまで流れていた電流Ｉ_dは共振ダイオードＤ_rと
共振リアクタＬ_rに流れていた電流Ｉ_rである。共振リ
アクタＬ_rの作用で電流Ｉ_rは急激には減少できないの
で、半導体スイッチＱ₁がオンしても電流Ｉ_Qは急激に
は増加しない。スイッチングの過渡期間は大きな定数を
もつリアクタＬ_dのため電流Ｉ_dは一定であるとみなせ
る。電流Ｉ_rとＩ_Qの和はＩ_dに等しく一定であるか
ら、Ｉ_QはＩ_rの減少にみあって増加する。電流Ｉ_Qの
レベルが小さいうちに半導体スイッチＱ₁のオンの過渡
期間が終了するので半導体スイッチＱ₁のスイッチング
損は小さい。電流Ｉ_rがゼロに達する時間ｔ₀₇以降はリ
アクタＬ_dに流れる電流Ｉ_dのすべてが半導体スイッチ
Ｑ₁を通して流れる。これで半導体スイッチＱ₁のオン
・オフの１サイクルが終わる。引き続いてこのオン・オ
フのサイクルを繰り返して直流電源１から負荷Ｒ_Lに制
御された電圧で電力が送られる。

【００１５】以上説明したように、半導体スイッチＱ₁
はオン・スイッチングの際には流れる電流値が小さい間
にスイッチングを完了し、また、オフ・スイッチングは
流れる電流がゼロの状態で完了するのでスイッチング損
は僅かな値にしかならない。同様に、半導体スイッチＱ
_rのスイッチング損も小さい。

【００１６】図３は本発明の第２の実施例を示す。図に
おいて、１は直流電源、２は平滑フィルタ、３は共振ス
イッチ、４は制御装置、５はＤＣ−ＤＣコンバータを示
す。図４は図３を説明するための動作図である。（ａ）
はＱ₁のオン信号、（ｂ）はＱ₁₁，Ｑ₁₄のオン信号、
（ｃ）はＱ₁₂，Ｑ₁₃のオン信号、（ｄ）はｖ_T、（ｅ）
はｖ_Oを示す。

【００１７】この実施例では、図１の第１の実施例にお
ける半導体スイッチＱ₁に代わってＤＣ−ＤＣコンバー
タ５を使っている。半導体スイッチＱ₁₁，Ｑ₁₂，Ｑ₁₃，
Ｑ₁₄は直流電源１の電圧を交流電圧に変換するブリッジ
・インバータを構成している。トランスＴはブリッジ・
インバータで変換した交流電圧を直流電源１とは絶縁し
た、また、変圧した交流電圧ｖ_Tを出力する。この交流
電圧ｖ_TはダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂，Ｄ₁₃，Ｄ₁₄で構成し
たブリッジ・整流器で整流され直流電圧ｖ_Oを出力す
る。

【００１８】図４で対比して示したように、図１の半導
体スイッチＱ₁のオン信号は図３では２組の半導体スイ
ッチに交互に振り分けられている。共振スイッチ３の動
作は２組の半導体スイッチＱ₁₁，Ｑ₁₄およびＱ₁₂，Ｑ₁₃
のそれぞれのスイッチング・オフの際に機能させる。図
３の実施例でも共振スイッチ３の効果は図１の場合と同
様で、半導体スイッチＱ₁₁〜Ｑ₁₄のスイッチング損を極
めて小さい値に抑えることができる。

【００１９】図１，図３の実施例で説明したように、半
導体スイッチＱ₁およびＱ₁₁〜Ｑ₁₄は大きな電流値を瞬
時にスイッチングすることがないので、電流の変化分
（ｄＩ_Q／ｄｔ）と配線等のインダクタンスとの積で決
まるスパイク電圧は小さなレベルにとどまり、その結果
として、半導体スイッチにかかる電圧ストレスが小さく
なり、制御装置のノイズによる誤動作も発生しにくくな
る。また、直流電源装置から外部に出ていくノイズも少
なくなる。

【００２０】なお、ＤＣ−ＤＣコンバータの半導体スイ
ッチＱ₁₁〜Ｑ₁₄がすべてオフしている期間において、平
滑フィルタのリアクタＬ_dに流れる電流Ｉ_dのパスは、
ダイオードＤ₁と共振リアクタＬ_rの直列回路である
が、回路接続からはＤＣ−ＤＣコンバータ５の整流ダイ
オードＤ₁₁〜Ｄ₁₄も電流のパスになるように見えるがこ
こには実際には流れない。ダイオードには電流が流れる
と１〜１．５ボルトの電圧ドロップが生じるため、ダイ
オードが２本直列に接続されている整流回路に電流が流
れると２〜３ボルトの電圧ドロップになるのに対して、
ダイオードＤ₁と共振リアクタＬ_rのパスは１〜１．５
ボルトであるため、電流Ｉ_dは実質的には電圧ドロップ
の小さいダイオードＤ₁と共振リアクタＬ_rのパスが流
れる。

【００２１】図５に本発明に適用する制御装置４の構成
例を示す。図６はその動作を説明するための波形例を示
す。図６において、（ａ）はコンパレータ入力、（ｂ）
はコンパレータ出力、（ｃ）はフリップフロップｄ₁の
出力、（ｄ）はフリップフロップｄ₂の出力、（ｅ）は
単安定マルチの出力、（ｆ）はＯＲの出力、（ｇ）はＡ
ＮＤ１の出力、（ｈ）はＡＮＤ２の出力を示す。Ａは直
流電源装置の出力電圧で、これは平滑フィルタ２のコン
デンサＣ_dの電圧に対応する。Ａと基準の直流電圧とを
誤差増幅器に入力し、その出力ａを得る。三角波発生器
はチョッパあるいはＤＣ−ＤＣコンバータをスイッチン
グ動作させる周波数の三角電圧波形ｂを出力する。コン
パレータはその入力のａとｂを比較してａがｂよりレベ
ルが高い期間にＰＷＭ信号ｃを出力する。単安定マルチ
バイブレータはＰＷＭ信号ｃがゼロレベルになる時点か
ら、あらかじめ定めた時間までの幅を持つパルス信号ｅ
を出力する。一方、フリップフロップはＰＷＭ信号ｃが
ゼロから立ち上がる時点に同期した２つの信号ｄ₁およ
びｄ₂を交互に出力する。ＯＲ回路はＰＷＭ信号ｃとパ
ルス信号ｅの和をとって信号ｆを出力する。ＡＮＤ１は
信号ｄ₁とｆとの積をとって信号ｇ₁を出力する。同様
にＡＮＤ２の出力として信号ｇ₂を得る。

【００２２】図１のチョッパを動作させるには信号ｆお
よびｅをそれぞれ半導体スイッチＱ₁およびＱ_rに与え
る。図３のＤＣ−ＤＣコンバータを動作させるには半導
体スイッチ対であるＱ₁₁，Ｑ₁₄に信号ｇ₁を与え、
Ｑ₁₂，Ｑ₁₃には信号ｇ₂を与える。また、半導体スイッ
チＱ_rには信号ｆを与える。

【００２３】なお、共振スイッチとしては、上記の実施
例において示したものの他に、図７（ａ），（ｂ），
（ｃ）に示すものも使用することができる。

【００２４】

【発明の効果】叙上のように本発明によれば、制御性が
よく安定性に優れ、小容量から大容量までの幅広い用途
にわたって実績のあるＰＷＭ制御直流電源装置に本発明
を適用すると、半導体スイッチのスイッチング損失低減
に効果があり、結果として装置の効率向上、小形化（半
導体の冷却系の小形化）、低コスト化が図れる。また、
共振形コンバータの備える電流のソフトスイッチング化
に伴う効用も合わせ持つことから、電磁ノイズの発生も
抑制される効果を有するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の直流電源装置の第１の実施例を示す。

【図２】（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ），
（ｆ），（ｇ）は第１の実施例の動作を説明するための
図である。

【図３】本発明の第２の実施例を示す。

【図４】（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ）は第
２の実施例の動作を説明するための図である。

【図５】制御装置の一例を示す。

【図６】（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ），（ｅ），
（ｆ），（ｇ），（ｈ）は制御装置の動作説明図を示
す。

【図７】（ａ），（ｂ），（ｃ）は共振スイッチの他の
実施例を示す。

【図８】従来装置を示す。

【図９】（ａ），（ｂ），（ｃ）は従来装置の動作説明
図である。

【符号の説明】

１直流電源２平滑フィルタ３共振スイッチ４制御装置５ＤＣ−ＤＣコンバータ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源に接続されている第１の半導体
スイッチと、前記半導体の出力を受けた平滑フィルタ
と、前記半導体スイッチと平滑フィルタの間に挿入され
た共振スイッチと、前記平滑フィルタからの出力を負荷
に給電し、前記第１の半導体スイッチと共振スイッチに
制御信号を与える制御装置を備えた装置において、前記
共振スイッチは共振リアクタと、共振コンデンサ、第２
の半導体スイッチＱｒと逆並列に接続された共振ダイオ
ードＤｒと、直列接続された前記共振コンデンサと第２
の半導体スイッチの両端を接続するダイオードで構成さ
れ、前記制御装置は所望の周波数のＰＷＭスイッチング
信号を前記第１の半導体スイッチに与え、かつ前記両半
導体スイッチの動作を同期させることを特徴とする直流
電源装置。
【請求項２】第１の半導体スイッチは、半導体素子で
構成したインバータ、このインバータの交流電圧を変圧
するトランス、このトランスの２次側巻線からの交流電
圧出力を整流するダイオードをもって構成したことを特
徴とする請求項１記載の直流電源装置。