JP2706680B2 - 擬似正弦波発生器 - Google Patents
擬似正弦波発生器Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、三角波を入力して正弦
波に著しく近似した出力波形を容易かつ低コストに得る
ことができる擬似正弦波発生器に関するものである。
波に著しく近似した出力波形を容易かつ低コストに得る
ことができる擬似正弦波発生器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、電子機器における正弦波信号は、
基準周波数信号を発生させる発振回路と、この基準周波
数信号を入力として波形整形を図る正弦波発生回路とに
よって得られていた。
基準周波数信号を発生させる発振回路と、この基準周波
数信号を入力として波形整形を図る正弦波発生回路とに
よって得られていた。
【０００３】そして、係る波形整形を行う正弦波発生回
路としては、折線近似回路が一般的に用いられている
が、このような折線近似回路を用いた正弦波発生回路の
最大の欠点として、微分ノイズが発生するという問題が
あった。
路としては、折線近似回路が一般的に用いられている
が、このような折線近似回路を用いた正弦波発生回路の
最大の欠点として、微分ノイズが発生するという問題が
あった。
【０００４】そこで、微分ノイズの発生という懸念がな
い正弦波発生回路として、例えば図７に示すような正弦
波発生回路が提案されている。（特願平１−７５４１３
号参照）
い正弦波発生回路として、例えば図７に示すような正弦
波発生回路が提案されている。（特願平１−７５４１３
号参照）
【０００５】すなわち、この正弦波発生回路は、基準周
波数信号ＶＩＮを入力とする４入力Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，
Ｙ２の掛け算器Ｍ１およびＭ２からなり、その正弦波出
力Ｖ０の伝達関数は、
波数信号ＶＩＮを入力とする４入力Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，
Ｙ２の掛け算器Ｍ１およびＭ２からなり、その正弦波出
力Ｖ０の伝達関数は、
【０００６】
【数１】 で示される式で与えられる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記のよう
な正弦波発生回路では、先ず使用される演算素子が特殊
であると共に回路の構成が比較的複雑であることから、
正弦波発生器自体がコスト高となるという問題を有して
いる。
な正弦波発生回路では、先ず使用される演算素子が特殊
であると共に回路の構成が比較的複雑であることから、
正弦波発生器自体がコスト高となるという問題を有して
いる。
【０００８】また、機能的には上記伝達関数式から理解
されるように、伝達関数Ｖ０は３次式（分子）を２次式
（分母）で割り算した形となっており、信号処理上にお
いて大変不利な割算項（分母）を含んでいる。
されるように、伝達関数Ｖ０は３次式（分子）を２次式
（分母）で割り算した形となっており、信号処理上にお
いて大変不利な割算項（分母）を含んでいる。
【０００９】本発明は、上記のような事情に鑑みてなさ
れたものであり、その目的とするところは、比較的簡単
な回路構成によりコストの低減化が図れるとともに、正
弦波に著しく近似した出力波形を容易に得ることが可能
な擬似正弦波発生器を提供することにある。
れたものであり、その目的とするところは、比較的簡単
な回路構成によりコストの低減化が図れるとともに、正
弦波に著しく近似した出力波形を容易に得ることが可能
な擬似正弦波発生器を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記のような
目的を達成するために、請求項１記載のように第１のク
ロス・カップルド差動ペアと第１の対数電圧発生ダイオ
ードペアと第１の差動電圧−電流交換手段とからなり、
入力三角波信号の振幅を自乗ずる第１の乗算器と、第２
のクロス・カップルド差動ペアと第２の対数電圧発生ダ
イオードペアと第２の差動電圧−電流変換手段とからな
り、前記入力三角波信号と前記第１の乗算器の出力とを
乗算する第２の乗算器と、前記入力三角波信号を位相反
転させるとともに、振幅を３倍する第３の差動電圧−電
流変換手段と、前記第２の乗算器の３乗出力と前記第３
の差動電圧−電流変換手段の出力とに共通接続される負
荷抵抗とから構成されることを特徴とするものである。
目的を達成するために、請求項１記載のように第１のク
ロス・カップルド差動ペアと第１の対数電圧発生ダイオ
ードペアと第１の差動電圧−電流交換手段とからなり、
入力三角波信号の振幅を自乗ずる第１の乗算器と、第２
のクロス・カップルド差動ペアと第２の対数電圧発生ダ
イオードペアと第２の差動電圧−電流変換手段とからな
り、前記入力三角波信号と前記第１の乗算器の出力とを
乗算する第２の乗算器と、前記入力三角波信号を位相反
転させるとともに、振幅を３倍する第３の差動電圧−電
流変換手段と、前記第２の乗算器の３乗出力と前記第３
の差動電圧−電流変換手段の出力とに共通接続される負
荷抵抗とから構成されることを特徴とするものである。
【００１１】
【作用】本発明によれば、基準周波数信号として三角波
を入力すると、入力された三角波ＶＩＮが３乗回路で３
乗されて３乗出力ＶＩＮ ３となり、さらに入力された上
記三角波ＶＩＮを位相反転させた波形に対応する差動電
流を３倍、すなわち−３ＶＩＮに増幅させながら上記３
乗出力電流ＶＩＮ ３とを足し合わせるため、出力Ｖ０に
は（（ＶＩＮ ３−３ＶＩＮ）が得られる。
を入力すると、入力された三角波ＶＩＮが３乗回路で３
乗されて３乗出力ＶＩＮ ３となり、さらに入力された上
記三角波ＶＩＮを位相反転させた波形に対応する差動電
流を３倍、すなわち−３ＶＩＮに増幅させながら上記３
乗出力電流ＶＩＮ ３とを足し合わせるため、出力Ｖ０に
は（（ＶＩＮ ３−３ＶＩＮ）が得られる。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例を図面に基づき
詳細に説明する。図１は本発明に係る擬似正弦波発生器
の基本構成を示すブロック図であり、１は３乗回路、Ｚ
は電圧−電流変換器、ＲＬ１およびＲＬ２は共通出力負
荷抵抗である。
詳細に説明する。図１は本発明に係る擬似正弦波発生器
の基本構成を示すブロック図であり、１は３乗回路、Ｚ
は電圧−電流変換器、ＲＬ１およびＲＬ２は共通出力負
荷抵抗である。
【００１３】３乗回路１の入力端子ＩＮＢに基準周波数
信号としての三角波入力信号＋ＶＩＮを加え、また入力
端子ＩＮＡには入力端子ＩＮＢに加えた三角波入力信号
＋ＶＩＮに対して位相反転させた三角波を入力信号−Ｖ
ＩＮとして加える。
信号としての三角波入力信号＋ＶＩＮを加え、また入力
端子ＩＮＡには入力端子ＩＮＢに加えた三角波入力信号
＋ＶＩＮに対して位相反転させた三角波を入力信号−Ｖ
ＩＮとして加える。
【００１４】そして、上記３乗回路１の出力負荷抵抗Ｒ
Ｌ１およびＲＬ２は共に電圧−電流変換器Ｚの出力負荷
抵抗でもあるように、すなわち互いが共通出力負荷抵抗
となるように結線してあるので、入力端子ＩＮＢに加え
られた基準周波数信号としての三角波信号入力＋
ＶＩＮ、および入力端子ＩＮＡに加えられた三角波入力
信号＋ＶＩＮの位相反転された三角波入力信号−ＶＩＮ
は、同時に電圧−電流変換器Ｚでのベース入力にも加え
られる。
Ｌ１およびＲＬ２は共に電圧−電流変換器Ｚの出力負荷
抵抗でもあるように、すなわち互いが共通出力負荷抵抗
となるように結線してあるので、入力端子ＩＮＢに加え
られた基準周波数信号としての三角波信号入力＋
ＶＩＮ、および入力端子ＩＮＡに加えられた三角波入力
信号＋ＶＩＮの位相反転された三角波入力信号−ＶＩＮ
は、同時に電圧−電流変換器Ｚでのベース入力にも加え
られる。
【００１５】具体的には、この擬似正弦波発生器への三
角波入力信号ＶＩＮは、図２に実線および点線で示した
ような逆相波形の関係にある三角波が入力端子ＩＮＡお
よびＩＮＢにそれぞれ入力され、これにより図１におい
ては３乗回路１で３乗されて共通出力負荷抵抗ＲＬ１お
よびＲＬ２には上記三角波入力信号ＶＩＮに対応した３
乗電流ＩＣＢ１およびＩＣＢ２が流れ、同時に電圧−電
流変換器Ｚで三角波入力信号＋ＶＩＮが位相反転され３
倍に増幅された結果としての差動電流ＩＺ１およびＩ
Ｚ２も、共通出力負荷抵抗ＲＬ１およびＲＬ２に流れる
こととなる。
角波入力信号ＶＩＮは、図２に実線および点線で示した
ような逆相波形の関係にある三角波が入力端子ＩＮＡお
よびＩＮＢにそれぞれ入力され、これにより図１におい
ては３乗回路１で３乗されて共通出力負荷抵抗ＲＬ１お
よびＲＬ２には上記三角波入力信号ＶＩＮに対応した３
乗電流ＩＣＢ１およびＩＣＢ２が流れ、同時に電圧−電
流変換器Ｚで三角波入力信号＋ＶＩＮが位相反転され３
倍に増幅された結果としての差動電流ＩＺ１およびＩ
Ｚ２も、共通出力負荷抵抗ＲＬ１およびＲＬ２に流れる
こととなる。
【００１６】よって、この３乗電流ＩＣＢ１およびＩ
ＣＢ２と差動電流ＩＺ１およびＩＺ２とはそれぞれ足し
合わせられることとなり、同時にこの共通出力負荷抵抗
ＲＬ１およびＲＬ２により電流−電圧変換されて出力電
圧Ｖ０の伝達関数は、
ＣＢ２と差動電流ＩＺ１およびＩＺ２とはそれぞれ足し
合わせられることとなり、同時にこの共通出力負荷抵抗
ＲＬ１およびＲＬ２により電流−電圧変換されて出力電
圧Ｖ０の伝達関数は、
【００１７】
【数２】 Ｖ０＝ＶＩＮ ３−３・ＶＩＮ となり正弦波出力とな
る。
る。
【００１８】図３は図１に示した３乗回路１のより具体
的なブロック図である。
的なブロック図である。
【００１９】すなわち、マルチ・プライヤ・コアＣＡお
よび差動電圧−電流変換器Ｘ，Ｙを備えるトランス・コ
ンダクタンス乗算回路Ｍに対して、マルチ・プライヤ・
コアＣＢを２段重ねにし、かつ差動電圧−電流変換器Ｗ
を増設し、その２段目のマルチ・プライヤ・コアＣＢを
駆動するようにマルチ・プライヤ・コアＣＡおよび差動
電圧−電流変換器Ｗを結線接続して構成したものであ
る。
よび差動電圧−電流変換器Ｘ，Ｙを備えるトランス・コ
ンダクタンス乗算回路Ｍに対して、マルチ・プライヤ・
コアＣＢを２段重ねにし、かつ差動電圧−電流変換器Ｗ
を増設し、その２段目のマルチ・プライヤ・コアＣＢを
駆動するようにマルチ・プライヤ・コアＣＡおよび差動
電圧−電流変換器Ｗを結線接続して構成したものであ
る。
【００２０】さらに、この３乗回路１の等価回路図を図
４に示す。
４に示す。
【００２１】入力端子ＩＮＢおよびＩＮＡに加えられた
基準周波数信号としての三角波入力信号＋ＶＩＮ，−Ｖ
ＩＮ、は、図２の実線および点線で示した波形を用い
る。
基準周波数信号としての三角波入力信号＋ＶＩＮ，−Ｖ
ＩＮ、は、図２の実線および点線で示した波形を用い
る。
【００２２】マルチ・プライヤ・コアＣＢに含まれる対
数電圧発生ダイオード・ペアＱｗ３，Ｑｗ４と差動電圧
−電流変換器Ｗは、その差動回路により発生した出力差
動電流Ｉｗ１，Ｉｗ２を負荷の対数電圧発生ダイオード
・ペアＱｗ３，Ｑｗ４により対数電圧変換する回路であ
る。
数電圧発生ダイオード・ペアＱｗ３，Ｑｗ４と差動電圧
−電流変換器Ｗは、その差動回路により発生した出力差
動電流Ｉｗ１，Ｉｗ２を負荷の対数電圧発生ダイオード
・ペアＱｗ３，Ｑｗ４により対数電圧変換する回路であ
る。
【００２３】出力差動電流差ΔＩｗは、抵抗Ｒｗ１およ
びＲｗ２により決まり次式により求められる。
びＲｗ２により決まり次式により求められる。
【００２４】
【数３】 ＶＩＮｐ−ｐ：入力端子ＩＮＡ（またはＩＮＢ）の電圧
振幅ピーク値
振幅ピーク値
【００２５】このΔＩｗにより、差動電圧−電流変換器
Ｗのノードの出力電流値が求められる。
Ｗのノードの出力電流値が求められる。
【００２６】
【数４】
【００２７】対数電圧発生ダイオード・ペアＱｗ１，Ｑ
ｗ２に流れる電流Ｉｗ１，Ｉｗ２が、差動電圧−電流変
換器Ｗのベースに流れる入力電流値に対し変化すること
により、負荷ダイオードである対数電圧発生ダイオード
・ペアのＶＢＥ（ベースエミッタ電圧）が変化する。こ
れは次式により求められる。
ｗ２に流れる電流Ｉｗ１，Ｉｗ２が、差動電圧−電流変
換器Ｗのベースに流れる入力電流値に対し変化すること
により、負荷ダイオードである対数電圧発生ダイオード
・ペアのＶＢＥ（ベースエミッタ電圧）が変化する。こ
れは次式により求められる。
【００２８】
【数５】
【００２９】対数電圧発生ダイオード・ペアＱｗ３とＱ
ｗ４のＶＢＥの変化量差分ΔＶＢＥ（Ｗ）を表すと次式
となる。
ｗ４のＶＢＥの変化量差分ΔＶＢＥ（Ｗ）を表すと次式
となる。
【００３０】
【数６】
【００３１】このΔＶＢＥ（Ｗ）が３乗電流ゲインをコ
ントロールするコントロール電圧となる。
ントロールするコントロール電圧となる。
【００３２】同じく、マルチ・プライヤ・コアＣＡに含
まれる対数電圧発生ダイオード・ペアＱｘ３，Ｑｘ４と
差動電圧−電流変換器Ｘは、上記と全く同じ動作でΔＶ
ＢＥの変化量差分ΔＶＢＥ（Ｘ）が導き出せる。
まれる対数電圧発生ダイオード・ペアＱｘ３，Ｑｘ４と
差動電圧−電流変換器Ｘは、上記と全く同じ動作でΔＶ
ＢＥの変化量差分ΔＶＢＥ（Ｘ）が導き出せる。
【００３３】
【数７】
【００３４】このΔＶＢＥ（Ｘ）が２乗電流ゲインをコ
ントロールするコントロール電圧となる。
ントロールするコントロール電圧となる。
【００３５】同じく差動電圧−電流変換器Ｙは、マルチ
・プライヤ・コアＣＡに含まれるクロス・カップルド差
動ペアＱＣＡ１〜ＱＣＡ４を負荷とし、差動電圧−電流
変換器Ｙのコレクタ電流をクロス・カップルド差動ペア
ＱＣＡ１〜ＱＣＡ４にシンク電流として与えている。ノ
ード電流は電圧−電流変換器Ｗと同様に、次式により求
められる。
・プライヤ・コアＣＡに含まれるクロス・カップルド差
動ペアＱＣＡ１〜ＱＣＡ４を負荷とし、差動電圧−電流
変換器Ｙのコレクタ電流をクロス・カップルド差動ペア
ＱＣＡ１〜ＱＣＡ４にシンク電流として与えている。ノ
ード電流は電圧−電流変換器Ｗと同様に、次式により求
められる。
【００３６】
【数８】
【００３７】クロス・カップルド差動ペアＱＣＡ１〜Ｑ
ＣＡ４は、ΔＶＢＥ（Ｘ）をゲインコントロール電圧、
Ｉｙ１，Ｉｙ２をシンク電流とした回路である。
ＣＡ４は、ΔＶＢＥ（Ｘ）をゲインコントロール電圧、
Ｉｙ１，Ｉｙ２をシンク電流とした回路である。
【００３８】マルチ・プライヤ・コアＣＡの出力電流Ｉ
ＣＡ１，ＩＣＡ２では、入力に対する２乗電流となる。
ＣＡ１，ＩＣＡ２では、入力に対する２乗電流となる。
【００３９】図５に示される差動回路１段での入力に対
する出力電流は、次式で求めることができる。
する出力電流は、次式で求めることができる。
【００４０】
【数９】
【００４１】上記式において（Ｖ１−Ｖ２）はΔＶＢＥ
（Ｘ）に相当し、Ｉ０はＩｙ１，Ｉｙ２に相当する。こ
れにより、マルチ・プライヤ・コアＣＡの出力電流Ｉ
ＣＡ１，ＩＣＡ２を求める式となる。
（Ｘ）に相当し、Ｉ０はＩｙ１，Ｉｙ２に相当する。こ
れにより、マルチ・プライヤ・コアＣＡの出力電流Ｉ
ＣＡ１，ＩＣＡ２を求める式となる。
【００４２】
【数１０】
【００４３】同じくクロス・カップルド差動ペアＣＢ
は、マルチ・プライヤ・コアＣＡと同じクロス・カップ
ルド差動ペアＱＣＢ１〜ＱＣＢ４でΔＶＢＥ（Ｗ）を入
力コントロール電圧とし、マルチ・プライヤ・コアＣＡ
の出力電流ＩＣＡ１，ＩＣＡ２をシンク電流とした回路
である。
は、マルチ・プライヤ・コアＣＡと同じクロス・カップ
ルド差動ペアＱＣＢ１〜ＱＣＢ４でΔＶＢＥ（Ｗ）を入
力コントロール電圧とし、マルチ・プライヤ・コアＣＡ
の出力電流ＩＣＡ１，ＩＣＡ２をシンク電流とした回路
である。
【００４４】マルチ・プライヤ・コアＣＢの出力電流Ｉ
ＣＢ１，ＩＣＢ２では入力に対する３乗電流を得ること
ができる。
ＣＢ１，ＩＣＢ２では入力に対する３乗電流を得ること
ができる。
【００４５】マルチ・プライヤ・コアＣＡと同様にマル
チ・プライヤ・コアＣＢの出力電流ＩＣＢ１，ＩＣＢ２
を求めると次式となる。
チ・プライヤ・コアＣＢの出力電流ＩＣＢ１，ＩＣＢ２
を求めると次式となる。
【００４６】
【数１１】
【００４７】差動電圧−電流変換器Ｚは入力電圧を電流
変換し出力する。その出力差動電流ΔＩＺは、次式によ
り求められる。
変換し出力する。その出力差動電流ΔＩＺは、次式によ
り求められる。
【００４８】
【数１２】
【００４９】このΔＩＺにより差動電圧−電流変換器Ｚ
の出力電流ＩＺ１，ＩＺ２が求められる。
の出力電流ＩＺ１，ＩＺ２が求められる。
【００５０】
【数１３】 ＩＺ１＝Ｉ ＳＩＮＫ＋／−ΔＩＺ ＩＺ２＝Ｉ ＳＩＮＫ−／＋ΔＩＺ
【００５１】結局本回路における出力電流は、マルチ・
プライヤ・コアＣＢの出力電流ＩＣＢ１，ＩＣＢ２と差
動電圧−電流変換器Ｚの出力電流を足し合わせた電流と
なる。つまり、
プライヤ・コアＣＢの出力電流ＩＣＢ１，ＩＣＢ２と差
動電圧−電流変換器Ｚの出力電流を足し合わせた電流と
なる。つまり、
【００５２】
【数１４】 ＩＬ１＝ＩＣＢ１＋ＩＺ２ ＩＬ２＝ＩＣＢ２＋ＩＺ１との関係が成立する。
【００５３】図６は図４に示した擬似正弦波発生器の動
作特性図である。
作特性図である。
【００５４】同図から明らかなように、増幅後の電圧を
０．０〜４．０まで変化させた場合の出力電圧の波形変
化がみられ、増幅電圧が３．０Ｖ近傍で理想的な正弦波
形が現れる。
０．０〜４．０まで変化させた場合の出力電圧の波形変
化がみられ、増幅電圧が３．０Ｖ近傍で理想的な正弦波
形が現れる。
【００５５】すなわち、入力三角波ＶＩＮを位相反転さ
せた波形に対応する差動電圧を、０．０〜４．０ボルト
まで変化させながら増幅した後、差動電圧−電流変換し
て３乗回路１からの３乗出力ＶＩＮ ３とを足し合わせ、
共通出力負荷抵抗ＲＬ１およびＲＬ２により電流−電圧
変換させた場合の出力電圧Ｖ０には波形変化がみられ、
増幅電圧が３．０Ｖ近傍で理想的な正弦波形が現れる。
せた波形に対応する差動電圧を、０．０〜４．０ボルト
まで変化させながら増幅した後、差動電圧−電流変換し
て３乗回路１からの３乗出力ＶＩＮ ３とを足し合わせ、
共通出力負荷抵抗ＲＬ１およびＲＬ２により電流−電圧
変換させた場合の出力電圧Ｖ０には波形変化がみられ、
増幅電圧が３．０Ｖ近傍で理想的な正弦波形が現れる。
【００５６】つまり、入力三角波ＶＩＮに対して（Ｖ
ＩＮ ３−３ＶＩＮ）は、同図に示すように正弦波に著し
く近似した波形となるのである。
ＩＮ ３−３ＶＩＮ）は、同図に示すように正弦波に著し
く近似した波形となるのである。
【００５７】以上のように、本発明の擬似正弦波発生器
は、第１のクロス・カップルド差動ペアＱＣＡ１，ＱＣ
Ａ２，ＱＣＡ３，ＱＣＡ４と第１の対数電圧発生ダイオ
ードペアＱＸ３，ＱＸ４と第１の差動電圧−電流変換手
段Ｘ，Ｙとからなり、入力三角波信号の振幅を自乗する
第１の乗算器ＣＡ，Ｘ，Ｙ，ＲＸ１−ＲＸ１，ＲＸ２，
ＲＹ１−ＲＹ１，ＲＹ２と、第２のクロス・カップルド
差動ペアＱＣＢ１，ＱＣＢ２，ＱＣＢ３，ＱＣＢ４と第
２の対数電圧発生ダイオードペアＱＷ３，ＱＷ４と第２
の差動電圧−電流変換手段Ｗ，ＲＷ１−ＲＷ１，ＲＷ２
とからなり、前記入力三角波信号と前記第１の乗算器Ｃ
Ａ，Ｘ，Ｙ，ＲＸ１−ＲＸ１，ＲＸ２，ＲＹ１−Ｒ
Ｙ１，ＲＹ２の出力とを乗算する第２の乗算器ＣＢ，
Ｗ，ＲＷ１−ＲＷ１，ＲＷ２と、前記入力三角波信号を
位相反転させるとともに、振幅を３倍する第３の差動電
圧−電流変換手段Ｚ，ＲＺ１−ＲＺ１，ＲＺ２と、前記
第２の乗算器ＣＢ，Ｗ，ＲＷ１−ＲＷ１，ＲＷ２の３乗
出力と前記第３の差動電圧−電流変換手段Ｚ，ＲＺ１−
ＲＺ１，ＲＺ２の出力とに共通接続される負荷抵抗ＲＬ
１，ＲＬ２とから構成され、入力した基準周波数信号に
簡単な演算処理を加えて正弦波に近似した３乗波を得る
ようにしているので、実用上支障のない程度に正弦波に
近似した３乗出力を得ることができる。
は、第１のクロス・カップルド差動ペアＱＣＡ１，ＱＣ
Ａ２，ＱＣＡ３，ＱＣＡ４と第１の対数電圧発生ダイオ
ードペアＱＸ３，ＱＸ４と第１の差動電圧−電流変換手
段Ｘ，Ｙとからなり、入力三角波信号の振幅を自乗する
第１の乗算器ＣＡ，Ｘ，Ｙ，ＲＸ１−ＲＸ１，ＲＸ２，
ＲＹ１−ＲＹ１，ＲＹ２と、第２のクロス・カップルド
差動ペアＱＣＢ１，ＱＣＢ２，ＱＣＢ３，ＱＣＢ４と第
２の対数電圧発生ダイオードペアＱＷ３，ＱＷ４と第２
の差動電圧−電流変換手段Ｗ，ＲＷ１−ＲＷ１，ＲＷ２
とからなり、前記入力三角波信号と前記第１の乗算器Ｃ
Ａ，Ｘ，Ｙ，ＲＸ１−ＲＸ１，ＲＸ２，ＲＹ１−Ｒ
Ｙ１，ＲＹ２の出力とを乗算する第２の乗算器ＣＢ，
Ｗ，ＲＷ１−ＲＷ１，ＲＷ２と、前記入力三角波信号を
位相反転させるとともに、振幅を３倍する第３の差動電
圧−電流変換手段Ｚ，ＲＺ１−ＲＺ１，ＲＺ２と、前記
第２の乗算器ＣＢ，Ｗ，ＲＷ１−ＲＷ１，ＲＷ２の３乗
出力と前記第３の差動電圧−電流変換手段Ｚ，ＲＺ１−
ＲＺ１，ＲＺ２の出力とに共通接続される負荷抵抗ＲＬ
１，ＲＬ２とから構成され、入力した基準周波数信号に
簡単な演算処理を加えて正弦波に近似した３乗波を得る
ようにしているので、実用上支障のない程度に正弦波に
近似した３乗出力を得ることができる。
【００５８】しかも、その回路構成からレベル変動に対
しても過敏でなく常に安定動作が期待できるとともに、
微分ノイズの発生の恐れもなく正弦波を得ることができ
る。
しても過敏でなく常に安定動作が期待できるとともに、
微分ノイズの発生の恐れもなく正弦波を得ることができ
る。
【００５９】また、擬似正弦波発生器の構成として、ク
ロス・カップルド差動ペア、差動電圧−電流変換器によ
って構成した場合は、３０トランジスタを集積する程度
ですむため安価で高周波域でも精度のよい擬似正弦波発
生器を容易に得ることができ、より高い周波数の正弦波
を発生可能にした擬似正弦波発生器を低コストで提供す
ることができる。
ロス・カップルド差動ペア、差動電圧−電流変換器によ
って構成した場合は、３０トランジスタを集積する程度
ですむため安価で高周波域でも精度のよい擬似正弦波発
生器を容易に得ることができ、より高い周波数の正弦波
を発生可能にした擬似正弦波発生器を低コストで提供す
ることができる。
【００６０】なお、図６に示したような正弦波発生回路
では、約２００トランジスタの集積度が必要であるう
え、上記伝達関数式を因数分解すると下記のような式と
なり、その分母に虚数が現れてしまうが、本発明に係る
擬似正弦波発生器では回路機能動作を著しく単純化する
ことができ、簡単な回路構成により容易に微分ノイズ等
の発生を防止しつつ正弦波を得ることができる。
では、約２００トランジスタの集積度が必要であるう
え、上記伝達関数式を因数分解すると下記のような式と
なり、その分母に虚数が現れてしまうが、本発明に係る
擬似正弦波発生器では回路機能動作を著しく単純化する
ことができ、簡単な回路構成により容易に微分ノイズ等
の発生を防止しつつ正弦波を得ることができる。
【００６１】
【数１５】
【００６２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
基準周波数信号として三角波を入力すると、入力ざれた
三角波ＶＩＮが３乗回路で３乗されて３乗出力電流Ｖ
ＩＮ ３となり、さらに入力された上記三角波ＶＩＮを位
相反転させた波形に対応する差動電流を３倍、すなわち
−３ＶＩＮに増幅させながら上記３乗出力電流ＶＩＮ ３
とを足し合わせるように構成したため、出力Ｖ０には
（ＶＩＮ ３−３ＶＩＮ）が得られ、比較的簡単な回路構
成によりコストの低減化が図れるとともに、正弦波に著
しく近似した出力波形を容易に得ることが可能な擬似正
弦波発生器を提供することができる。
基準周波数信号として三角波を入力すると、入力ざれた
三角波ＶＩＮが３乗回路で３乗されて３乗出力電流Ｖ
ＩＮ ３となり、さらに入力された上記三角波ＶＩＮを位
相反転させた波形に対応する差動電流を３倍、すなわち
−３ＶＩＮに増幅させながら上記３乗出力電流ＶＩＮ ３
とを足し合わせるように構成したため、出力Ｖ０には
（ＶＩＮ ３−３ＶＩＮ）が得られ、比較的簡単な回路構
成によりコストの低減化が図れるとともに、正弦波に著
しく近似した出力波形を容易に得ることが可能な擬似正
弦波発生器を提供することができる。
【図１】本発明に係る擬似正弦波発生器の基本構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】同擬似正弦波発生器に与える入力三角波の波形
図である。
図である。
【図３】同擬似正弦波発生器における３乗回路の一例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図４】図１に示す擬似正弦波発生器の等価回路図であ
る。
る。
【図５】本発明に係る擬似正弦波発生器のマルチ・プラ
イヤ・コアにおける差動回路１段での入力に対する出力
電流との関係を示す回路図である。
イヤ・コアにおける差動回路１段での入力に対する出力
電流との関係を示す回路図である。
【図６】本発明に係る擬似正弦波発生器の動作特性図で
ある。
ある。
【図７】従来例としての正弦波発生回路を示すブロック
図である。
図である。
１ ３乗回路 Ｚ 電圧−電流変換器 ＲＬ１，ＲＬ２共通出力負荷抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】 第１のクロス・カップルド差動ペアと第
１の対数電圧発生ダイオードペアと第１の差動電圧−電
流交換手段とからなり、入力三角波信号の振幅を自乗す
る第１の乗算器と、第２のクロス・カップルド差動ペア
と第２の対数電圧発生ダイオードペアと第２の差動電圧
−電流変換手段とからなり、前記入力三角波信号と前記
第１の乗算器の出力とを乗算する第２の乗算器と、前記
入力三角波信号を位相反転させるとともに、振幅を３倍
する第３の差動電圧−電流変換手段と、前記第２の乗算
器の３乗出力と前記第３の差動電圧−電流変換手段の出
力とに共通接続される負荷抵抗とから構成されることを
特徴とする擬似正弦波発生器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3063920A JP2706680B2 (ja) | 1991-03-05 | 1991-03-05 | 擬似正弦波発生器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3063920A JP2706680B2 (ja) | 1991-03-05 | 1991-03-05 | 擬似正弦波発生器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04277907A JPH04277907A (ja) | 1992-10-02 |
| JP2706680B2 true JP2706680B2 (ja) | 1998-01-28 |
Family
ID=13243259
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3063920A Expired - Lifetime JP2706680B2 (ja) | 1991-03-05 | 1991-03-05 | 擬似正弦波発生器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2706680B2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62295187A (ja) * | 1986-06-13 | 1987-12-22 | Nec Corp | トランジスタ回路 |
| US4888725A (en) * | 1988-10-13 | 1989-12-19 | Tektronix, Inc. | Subtraction of wide band signals |
| JPH02253704A (ja) * | 1989-03-28 | 1990-10-12 | Inter Nitsukusu Kk | 正弦波発生器 |
-
1991
- 1991-03-05 JP JP3063920A patent/JP2706680B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04277907A (ja) | 1992-10-02 |
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