JP2678632B2 - 定電流入力型ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents
定電流入力型ｄｃ／ｄｃコンバータInfo
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- JP2678632B2 JP2678632B2 JP23575288A JP23575288A JP2678632B2 JP 2678632 B2 JP2678632 B2 JP 2678632B2 JP 23575288 A JP23575288 A JP 23575288A JP 23575288 A JP23575288 A JP 23575288A JP 2678632 B2 JP2678632 B2 JP 2678632B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔概 要〕 定電流入力型のDC/DCコンバータに係り、シヤント回
路を不要にすることを目的とし、 定電流入力側にコンデンサC1を有し、コンデンサC1の
一端からチヨークコイルL1,ダイオードD2,トランジスタ
を経てコンデンサC1の他端に接続し、コイルL1とダイオ
ードD2の接続点からダイオードD3およびコンデンサC3を
経てコンデンサC1の他端に接続し、さらにダイオードD3
とコンデンサC3の接続点とダイオードD2とトランジスタ
の接続点間にトランスの一次巻線を接続し、同極性の二
次巻線からダイオードD1とチヨークコイルL2,コンデン
サC2からなる平滑回路を経て負荷３に接続するととも
に、該平滑回路の入力側にダイオードD5を接続した回路
に対して、トランスの一次側または二次側にクランプ巻
線を設けてダイオードD4を経てコンデンサC3またはC2の
両端に接続し、制御回路を設けて負荷またはコンデンサ
C3の両端の電圧に応じてトランジスタをオンオフさせる
制御パルス幅を変化させて出力電圧を安定化する。
路を不要にすることを目的とし、 定電流入力側にコンデンサC1を有し、コンデンサC1の
一端からチヨークコイルL1,ダイオードD2,トランジスタ
を経てコンデンサC1の他端に接続し、コイルL1とダイオ
ードD2の接続点からダイオードD3およびコンデンサC3を
経てコンデンサC1の他端に接続し、さらにダイオードD3
とコンデンサC3の接続点とダイオードD2とトランジスタ
の接続点間にトランスの一次巻線を接続し、同極性の二
次巻線からダイオードD1とチヨークコイルL2,コンデン
サC2からなる平滑回路を経て負荷３に接続するととも
に、該平滑回路の入力側にダイオードD5を接続した回路
に対して、トランスの一次側または二次側にクランプ巻
線を設けてダイオードD4を経てコンデンサC3またはC2の
両端に接続し、制御回路を設けて負荷またはコンデンサ
C3の両端の電圧に応じてトランジスタをオンオフさせる
制御パルス幅を変化させて出力電圧を安定化する。
本発明は定電流入力型DC/DCコンバータに係り、特に
定電流を入力として高効率で定電圧出力を得る定電流入
力型DC/DCコンバータに関するものである。
定電流を入力として高効率で定電圧出力を得る定電流入
力型DC/DCコンバータに関するものである。
定電流を入力として定電圧出力を得る定電流入力型DC
/DCコンバータは、定電流給電を行う中継線路等におい
て用いられているものである。
/DCコンバータは、定電流給電を行う中継線路等におい
て用いられているものである。
このような定電流入力型DC/DCコンバータは、高い効
率で動作できるものであることが要望される。
率で動作できるものであることが要望される。
第６図は従来の定電流入力型DC/DCコンバータを示し
たものであつて、バツクブースト型回路（昇降圧型回路
またはフライバツク型回路）からなるものを例示してい
る。。
たものであつて、バツクブースト型回路（昇降圧型回路
またはフライバツク型回路）からなるものを例示してい
る。。
第６図において、トランジスタTR1は制御部（CONT）
１からの制御パルスに応じてオン，オフして、トランス
T1の１次巻線N1を経て定電流源２から断続的に電流を流
す。トランスT1はトランジスタTR1がオンのときエネル
ギーを蓄え、トランジスタTR1がオフのときエネルギー
を放出する。このときトランスT1の二次巻線N2に発生し
た電圧によつて整流用ダイオードD1平滑用コンデンサC2
を経て直流出力電圧E0を生じ、 負荷（R0）３を経て出力電流I0を流す。
１からの制御パルスに応じてオン，オフして、トランス
T1の１次巻線N1を経て定電流源２から断続的に電流を流
す。トランスT1はトランジスタTR1がオンのときエネル
ギーを蓄え、トランジスタTR1がオフのときエネルギー
を放出する。このときトランスT1の二次巻線N2に発生し
た電圧によつて整流用ダイオードD1平滑用コンデンサC2
を経て直流出力電圧E0を生じ、 負荷（R0）３を経て出力電流I0を流す。
制御部（CONT）１は負荷３の両端に接続された分圧回
路４を経て電圧E0を検出し、これに応じてトランジスタ
TR1に与える制御パルスのオン幅を変えて時比率（Ｄ）
を変化させることによつて、出力電圧E0を一定に保つ。
すなわち出力電圧E0と定電流源２から入力電圧Eiとの間
には次の関係がある。
路４を経て電圧E0を検出し、これに応じてトランジスタ
TR1に与える制御パルスのオン幅を変えて時比率（Ｄ）
を変化させることによつて、出力電圧E0を一定に保つ。
すなわち出力電圧E0と定電流源２から入力電圧Eiとの間
には次の関係がある。
Ｔは制御パルスの繰り返し周期 tonはトランジスタTR1のオン時間 （１）式から知られるように第６図の回路では、時比
率Ｄが大きくなると出力電圧E0が上昇する。
率Ｄが大きくなると出力電圧E0が上昇する。
第７図は第６図の回路の出力特性を示したものであつ
て、I1は第６図に示されたシヤント回路５の電流であ
る。
て、I1は第６図に示されたシヤント回路５の電流であ
る。
第６図の回路においては軽負荷、トランスT1の一次側
からみたインピーダンスR0′が高くなるので、入力電圧
Eiは上昇しようとする。これによつて時比率Ｄが小さく
なり、入力電圧Eiはさらに上昇する。そのためシヤント
回路５を設けてこれに電流I1を分流させることによつ
て、入力電圧Eiの上昇を抑えるようにしている。
からみたインピーダンスR0′が高くなるので、入力電圧
Eiは上昇しようとする。これによつて時比率Ｄが小さく
なり、入力電圧Eiはさらに上昇する。そのためシヤント
回路５を設けてこれに電流I1を分流させることによつ
て、入力電圧Eiの上昇を抑えるようにしている。
すなわち第７図に示されるように、出力電流I0の増加
に伴つて減少する電流I1をシヤント回路５に流すことに
よつて、入力電圧Eiの上昇を防止しながら出力電圧E0を
一定に保つことができる。
に伴つて減少する電流I1をシヤント回路５に流すことに
よつて、入力電圧Eiの上昇を防止しながら出力電圧E0を
一定に保つことができる。
第６図に示された従来回路では、入力電圧の上昇を防
止するためにシヤント回路を設けているが、このため軽
負荷時シヤント回路でのロスが多く、電力変換効率が低
下するだけでなく、形状が大きくなるという問題があつ
た。
止するためにシヤント回路を設けているが、このため軽
負荷時シヤント回路でのロスが多く、電力変換効率が低
下するだけでなく、形状が大きくなるという問題があつ
た。
本発明はこのような従来技術の課題を解決しようとす
るもので、シヤント回路を必要とせず従つて電力変換効
率が高く形状の小型化が可能な、定電流入力型DC/DCコ
ンバータを提供することを目的としている。
るもので、シヤント回路を必要とせず従つて電力変換効
率が高く形状の小型化が可能な、定電流入力型DC/DCコ
ンバータを提供することを目的としている。
本発明の定電流入力型DC/DCコンバータは、定電流入
力側にコンデンサC1を設け、このコンデンサC1の一端か
ら順次チヨークコイルL1と逆流防止用ダイオードD2とト
ランジスタTR1とを経てコンデンサC1の他端に接続し、
このチヨークコイルL1とダイオードD2の接続点から直列
に整流ダイオードD3のコンデンサC3とを経てコンデンサ
C1の他端に接続するとともに、ダイオードD3とコンデン
サC3の接続点とダイオードD2とトランジスタTR1の接続
点との間に絶縁トランスT1の一次巻線N1を接続する。
力側にコンデンサC1を設け、このコンデンサC1の一端か
ら順次チヨークコイルL1と逆流防止用ダイオードD2とト
ランジスタTR1とを経てコンデンサC1の他端に接続し、
このチヨークコイルL1とダイオードD2の接続点から直列
に整流ダイオードD3のコンデンサC3とを経てコンデンサ
C1の他端に接続するとともに、ダイオードD3とコンデン
サC3の接続点とダイオードD2とトランジスタTR1の接続
点との間に絶縁トランスT1の一次巻線N1を接続する。
また一次巻線N1と同極性の二次巻線N2から整流ダイオ
ードD1とチヨークコイルL2およびコンデンサC2からなる
平滑回路を経て負荷３に接続するとともに、この平滑回
路L2,C2の入力側にフライホイールダイオードD5を接続
する。
ードD1とチヨークコイルL2およびコンデンサC2からなる
平滑回路を経て負荷３に接続するとともに、この平滑回
路L2,C2の入力側にフライホイールダイオードD5を接続
する。
このような回路に対して、トランスT1の一次側または
二次側にクランプ巻線NCを設けてダイオードD4を経てコ
ンデンサC2またはC3の両側に接続するとともに、制御回
路１を設けて負荷３またはコンデンサC3の両端の電圧を
検出し検出電圧に応じてトランジスタTR1をこの制御パ
ルスによつてオンオフされることによつて、DC/DCコン
バータの出力電圧を安定化する。
二次側にクランプ巻線NCを設けてダイオードD4を経てコ
ンデンサC2またはC3の両側に接続するとともに、制御回
路１を設けて負荷３またはコンデンサC3の両端の電圧を
検出し検出電圧に応じてトランジスタTR1をこの制御パ
ルスによつてオンオフされることによつて、DC/DCコン
バータの出力電圧を安定化する。
第１図，第３図〜第５図に示される定電流入力型DC/D
Cコンバータは、トランジスタTR1がオンのとき電源から
電流を流してチヨークコイルL1にエネルギーを蓄えると
ともに、コンデンサC3に蓄えられていた電荷を絶縁トラ
ンスT1の一次巻線N1を経て放電する。これによつて二次
巻線N2に発生した起電力によつて整流ダイオードD1およ
びチヨークコイルL2,コンデンサC2からなる平滑回路を
経て負荷３に直流が供給される。
Cコンバータは、トランジスタTR1がオンのとき電源から
電流を流してチヨークコイルL1にエネルギーを蓄えると
ともに、コンデンサC3に蓄えられていた電荷を絶縁トラ
ンスT1の一次巻線N1を経て放電する。これによつて二次
巻線N2に発生した起電力によつて整流ダイオードD1およ
びチヨークコイルL2,コンデンサC2からなる平滑回路を
経て負荷３に直流が供給される。
トランジスタTR1がオフのとき、チヨークコイルL1に
蓄えられていたエネルギーは整流ダイオードD3を経てコ
ンデンサC3に蓄えられる。同時にトランスT1の一次側ま
たは二次側に設けられたクランプ巻線NCによつて、トラ
ンスT1に蓄えられたエネルギーをダイオードD4を経てコ
ンデンサC3またはC2に回生する。
蓄えられていたエネルギーは整流ダイオードD3を経てコ
ンデンサC3に蓄えられる。同時にトランスT1の一次側ま
たは二次側に設けられたクランプ巻線NCによつて、トラ
ンスT1に蓄えられたエネルギーをダイオードD4を経てコ
ンデンサC3またはC2に回生する。
この際制御回路１は負荷３またはコンデンサC3の両端
の電圧を検出し、これに応じてパルス幅の変化する制御
パルスを発生し、これによつてトランジスタTR1をオン
オフさせることによつて、出力電圧を安定化する制御を
行う。
の電圧を検出し、これに応じてパルス幅の変化する制御
パルスを発生し、これによつてトランジスタTR1をオン
オフさせることによつて、出力電圧を安定化する制御を
行う。
これらの回路は負荷３の大きさ（R0）を無限大（出力
電流I0＝０）から無限小（I0＝短絡電流Is）まで変化さ
せても安定に動作し、従来回路のようにシヤント回路を
必要としない。
電流I0＝０）から無限小（I0＝短絡電流Is）まで変化さ
せても安定に動作し、従来回路のようにシヤント回路を
必要としない。
第１図は本発明の第１の実施例を示したものであつ
て、フオワード型回路（降圧型回路）をなし、第６図に
おけると同じ部分を同じ番号で示している。またL1,L2
はチヨークコイル、D2〜D5はダイオード、C3はコンデン
サである。
て、フオワード型回路（降圧型回路）をなし、第６図に
おけると同じ部分を同じ番号で示している。またL1,L2
はチヨークコイル、D2〜D5はダイオード、C3はコンデン
サである。
第１図の回路において、トンランジスタTR1は制御部
（CONT）１から与えられる制御パルスに応じてオンオフ
する。トランジスタTR1がオンになつたとき、ダイオー
ドD2を経て定電流源２から電流Iiが流れてコイルL1にエ
ネルギーが蓄えられる。これと同時にコンデンサC3に蓄
えられていた電荷がトランスT1の１次巻線N1を経て放電
し、これによつてトランスT1の二次巻線N2に発生した電
圧によつて整流ダイオードD1からチヨークコイルL2、コ
ンデンサC2からなる平滑回路を経て負荷３に電流が流れ
る。
（CONT）１から与えられる制御パルスに応じてオンオフ
する。トランジスタTR1がオンになつたとき、ダイオー
ドD2を経て定電流源２から電流Iiが流れてコイルL1にエ
ネルギーが蓄えられる。これと同時にコンデンサC3に蓄
えられていた電荷がトランスT1の１次巻線N1を経て放電
し、これによつてトランスT1の二次巻線N2に発生した電
圧によつて整流ダイオードD1からチヨークコイルL2、コ
ンデンサC2からなる平滑回路を経て負荷３に電流が流れ
る。
トランジスタTR1がオフになつたとき、コイルL1に発
生した逆起動力によつて、整流ダイオードD3を経て電流
が流れてコンデンサC3が充電される。またトランスT1に
蓄えられたエテルギーによつてクランプ巻線Ncに発生し
た逆起電力によつてダイオードD4を経て電流が流れて同
じくコンデンサC3が充電される。一方、コイルL2に発生
した逆起電力によつて、フライホイールダイオードD5を
経て負荷３に電流が流れる。チヨークコイルL2、コンデ
ンサC2からなる平滑回路は、負荷３に供給される電流を
平滑化する。
生した逆起動力によつて、整流ダイオードD3を経て電流
が流れてコンデンサC3が充電される。またトランスT1に
蓄えられたエテルギーによつてクランプ巻線Ncに発生し
た逆起電力によつてダイオードD4を経て電流が流れて同
じくコンデンサC3が充電される。一方、コイルL2に発生
した逆起電力によつて、フライホイールダイオードD5を
経て負荷３に電流が流れる。チヨークコイルL2、コンデ
ンサC2からなる平滑回路は、負荷３に供給される電流を
平滑化する。
このように第１図の回路では第６図に示された従来の
回路と比較して、メイントランジスタTR1の動作モード
を反転して使用している。第１図の回路において、出力
電圧E0は次のように表わすことができる。
回路と比較して、メイントランジスタTR1の動作モード
を反転して使用している。第１図の回路において、出力
電圧E0は次のように表わすことができる。
（２）式の関係から電流Iiが一定で負荷R0も一定のと
き、時比率Ｄが大きくなると、出力電圧E0が低下する。
制御部１は分圧回路４を経て出力電圧E0を検出し、これ
に応じてトランジスタTR1に与える制御パルスのオン幅
を変えて時比率Ｄを変化させることによつて、出力電圧
E0を一定に保つ。
き、時比率Ｄが大きくなると、出力電圧E0が低下する。
制御部１は分圧回路４を経て出力電圧E0を検出し、これ
に応じてトランジスタTR1に与える制御パルスのオン幅
を変えて時比率Ｄを変化させることによつて、出力電圧
E0を一定に保つ。
第２図は第１図の回路の出力特性を示したものであつ
て、出力電流I0が変化しても出力電圧E0が一定に保たれ
ることが示されてある。
て、出力電流I0が変化しても出力電圧E0が一定に保たれ
ることが示されてある。
第１図の回路は負荷R0が無限大（出力電流I0＝０）か
ら無限小（I0＝短絡電流Is）まで変化しても安定に動作
することができ、第６図の回路に示されたようなシヤン
ト回路を必要としない。従つて電力変換効率が改善さ
れ、形状の小形化が可能となる。
ら無限小（I0＝短絡電流Is）まで変化しても安定に動作
することができ、第６図の回路に示されたようなシヤン
ト回路を必要としない。従つて電力変換効率が改善さ
れ、形状の小形化が可能となる。
第３図は本発明の第２の実施例を示したものであつ
て、第１図におけると同じ部分を同じ記号で示し、第１
図の回路と比較してトランスT1のクランプ巻線Ncが二次
側に設けられていて、その出力がコンデンサC2に接続さ
れている点が異つている。
て、第１図におけると同じ部分を同じ記号で示し、第１
図の回路と比較してトランスT1のクランプ巻線Ncが二次
側に設けられていて、その出力がコンデンサC2に接続さ
れている点が異つている。
第３図の回路の動作は第１図の回路と基本的に同様で
あるが、トランジスタTR1がオフになつたときトランスT
1に蓄えられたエネルギーはクランプ巻線Ncからダイオ
ードD4を経てコンデンサC2に回生されるようになつてい
る。
あるが、トランジスタTR1がオフになつたときトランスT
1に蓄えられたエネルギーはクランプ巻線Ncからダイオ
ードD4を経てコンデンサC2に回生されるようになつてい
る。
第１図および第３図の回路は制御部１によつてトラン
スT1の二次側で出力電圧を検出しているので、高精度の
出力電圧制御を行うことができるが、反面制御部１が入
力側と出力側の間に設けられるため、定電流源２が高電
圧の場合、低圧の負荷側との間で絶縁を行うことが必要
になる。
スT1の二次側で出力電圧を検出しているので、高精度の
出力電圧制御を行うことができるが、反面制御部１が入
力側と出力側の間に設けられるため、定電流源２が高電
圧の場合、低圧の負荷側との間で絶縁を行うことが必要
になる。
第４図は本発明の第３の実施例を示したものであつ
て、第１図におけると同じ部分を同じ番号で示し、第１
図の回路と比較して、分圧回路４がコンデンサC3の両端
に接続されていて、これから制御部１に接続されるよう
になつている点が異なつている。
て、第１図におけると同じ部分を同じ番号で示し、第１
図の回路と比較して、分圧回路４がコンデンサC3の両端
に接続されていて、これから制御部１に接続されるよう
になつている点が異なつている。
第４図の回路の動作は第１図の回路と基本的に同様で
あるが、制御部１はコンデンサC3の電圧を検出して制御
動作を行うようになつている。コンデンサC3の電圧は出
力電圧E0に対応しており、従つて第４図の回路によつて
第１図の回路と同様な制御動作を行うことができる。
あるが、制御部１はコンデンサC3の電圧を検出して制御
動作を行うようになつている。コンデンサC3の電圧は出
力電圧E0に対応しており、従つて第４図の回路によつて
第１図の回路と同様な制御動作を行うことができる。
第５図は本発明の第４の実施例を示したものであつ
て、第４図におけると同じ部分を同じ番号で示し、第４
図の回路と比較してクランプ巻線Ncを２次側に設けてそ
の出力をコンデンサC2に接続している点が異つている。
て、第４図におけると同じ部分を同じ番号で示し、第４
図の回路と比較してクランプ巻線Ncを２次側に設けてそ
の出力をコンデンサC2に接続している点が異つている。
第５図の回路の動作は第１図の回路と基本的に同様で
あるが、トランジスタTR1がオフになつたときトランジ
スタT1に蓄えられたエネルギーをクランプ巻線Ncからダ
イオードD4を経てコンデンサC2に回生すること、分圧回
路４がコンデンサC3の両端に接続されていてこれから制
御部１に検出電圧が与えられるようになつている点が異
つている。
あるが、トランジスタTR1がオフになつたときトランジ
スタT1に蓄えられたエネルギーをクランプ巻線Ncからダ
イオードD4を経てコンデンサC2に回生すること、分圧回
路４がコンデンサC3の両端に接続されていてこれから制
御部１に検出電圧が与えられるようになつている点が異
つている。
第４図および第５図の回路はトランスT1の一次側に設
けられた分圧回路４によつて出力電圧を検出しているの
で、出力電圧の精度の点ではやや劣つているが、反面制
御部１が入力側のみに接続されているので、定電流源２
と負荷との間で絶縁を行う必要がない利点がある。
けられた分圧回路４によつて出力電圧を検出しているの
で、出力電圧の精度の点ではやや劣つているが、反面制
御部１が入力側のみに接続されているので、定電流源２
と負荷との間で絶縁を行う必要がない利点がある。
以上説明したように本発明の定電流入力型DC/DCコン
バータでは、定電流入力によつて定電圧出力を発生させ
る場合、従来回路のようにシヤント回路を設けて入力電
流を分流させる必要がないので、電力変換効率を向上さ
せることができるとともに、形状の小型化を図ることが
可能になる。
バータでは、定電流入力によつて定電圧出力を発生させ
る場合、従来回路のようにシヤント回路を設けて入力電
流を分流させる必要がないので、電力変換効率を向上さ
せることができるとともに、形状の小型化を図ることが
可能になる。
第１図は本発明の一実施例を示す図、 第２図は第１図の回路の出力特性を示す図、 第３図ないし第５図はそれぞれ本発明の他の実施例を示
す図、 第６図は従来の定電流入力型DC/DCコンバータを示す
図、 第７図は第６図の回路の出力特性を示す図である。 １……制御部（CONT） ２……定電流源 ３……負荷（R0） ４……分圧回路 ５……シヤント回路 TR1……トランジスタ T1……トランス L1,L2……チヨークコイル D1〜D5……ダイオード C1〜C3……コンデンサ
す図、 第６図は従来の定電流入力型DC/DCコンバータを示す
図、 第７図は第６図の回路の出力特性を示す図である。 １……制御部（CONT） ２……定電流源 ３……負荷（R0） ４……分圧回路 ５……シヤント回路 TR1……トランジスタ T1……トランス L1,L2……チヨークコイル D1〜D5……ダイオード C1〜C3……コンデンサ
Claims (1)
- 【請求項１】定電流入力側にコンデンサ（C1）を有し、
該コンデンサ（C1）の一端から順次チヨークコイル
（L1），逆流防止用ダイオード（D2），トランジスタ
（TR1）を経てコンデンサ（C1）の他端に接続し、該チ
ヨークコイル（L1）とダイオード（D2）の接続点から整
流ダイオード（D3）およびコンデンサ（C3）を経て前記
コンデンサ（C1）の他端に接続し、さらに該ダイオード
（D3）とコンデンサ（C3）の接続点と該ダイオード
（D2）とトランジスタ（TR1）の接続点間に絶縁トラン
ス（T1）の一次巻線（N1）を接続し、 該一次巻線（N1）と同極性の二次巻線（N2）から整流ダ
イオード（D1）とチヨークコイル（L2），コンデンサ
（C2）からなる平滑回路を経て負荷（３）に接続すると
ともに、該平滑回路（L2,C2）の入力側にフライホイー
ルダイオード（D5）を接続した回路に対して、 該トランス（T1）の一次側または二次側にクランプ巻線
（NC）を設けてダイオード（D4）を経て前記コンデンサ
（C3）または（C2）の両端に接続し、 制御回路（１）を設けて負荷（３）またはコンデンサ
（C3）の両端の電圧に応じて前記トランジスタ（TR1）
をオンオフさせる制御パルスのパルス幅を変化させて出
力電圧を安定化する制御を行うことを特徴とする定電流
入力型DC/DCコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23575288A JP2678632B2 (ja) | 1988-09-20 | 1988-09-20 | 定電流入力型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23575288A JP2678632B2 (ja) | 1988-09-20 | 1988-09-20 | 定電流入力型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0284065A JPH0284065A (ja) | 1990-03-26 |
| JP2678632B2 true JP2678632B2 (ja) | 1997-11-17 |
Family
ID=16990705
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23575288A Expired - Fee Related JP2678632B2 (ja) | 1988-09-20 | 1988-09-20 | 定電流入力型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2678632B2 (ja) |
-
1988
- 1988-09-20 JP JP23575288A patent/JP2678632B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0284065A (ja) | 1990-03-26 |
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