JP2678047B2

JP2678047B2 - 計量機

Info

Publication number: JP2678047B2
Application number: JP1038727A
Authority: JP
Inventors: 眞一井上
Original assignee: Yamato Scale Co Ltd
Current assignee: Yamato Scale Co Ltd
Priority date: 1989-02-18
Filing date: 1989-02-18
Publication date: 1997-11-17
Anticipated expiration: 2012-11-17
Also published as: JPH02218926A; US5062492A

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）この発明は、重量あるいは力等（本明細書において単
に重量という）を計量する計量機（吊り秤やクレーンス
ケール等も含む広い概念をいう）に関する。

（従来技術）バネ（弾性）を利用した計量機においては、被計量物
を計量機を載置台に載せた際の衝撃等により、計量機の
計測媒体である上記バネ系に計測しようとする被計量物
の重量に起因する以外の振動成分が発生する。

上述の被計量物の重量に起因する以外の振動成分は、
何らかの手段により濾波しなければならないが、重量の
計測における濾波に関する問題の困難な点は、濾波しよ
うとする対象の周波数が比較的低いため、公知のアナロ
グ又はデジタルの濾波手段を用いて効果のある濾波をお
こなうと応答性を低下させるという問題が生ずる点にあ
る。即ち、バネを利用した計量機においては、濾波効果
を有効に且つ応答性の低下を最大限に抑えなければなら
ないという相矛盾する困難な問題がある。

さらに、バネ（弾性構造）を利用した計量機のうちで
ダンパーを具備していないロードセル式の計量機の場合
には、計量機のハカリ系の固有振動による振動の減衰が
時間的に長引くという問題がある。

即ち、ロードセル式の計量機は、第１図に図示するよ
うな、弾性体であるパラレログラム機構の各節（変形部
分）にストレインゲージ（ロードセル）を貼設して、被
計量物（荷重）に起因する該パラレログラム機構の撓み
量（変形量）をロードセルを介して電気的信号として検
出し、この検出した値から被計量物の重量値を検出しよ
うとするものである。

（発明が解決しようとする課題）上記ロードセル式の計量機において、上述の如く被計
量物の重量に起因する以外の振動成分が含まれるという
問題は、実際には、被計量物を載置する際の衝撃によ
り、上記パラレログラム機構に振動が発生し、この振動
が被計量物の重量にのみ起因する成分と混在するという
状態となって表れる。即ち、第２図（ａ）に示すよう
に、被計量物の荷重が作用した際に生じる重量信号の中
に、被計量物の重量値に相当する直流成分（曲線II）の
みでなく、「曲線Ｉ」のようにこのハカリ系の慣性バネ
系の共振特性に起因する振動成分をも含んで重畳する場
合が多い。上記振動成分は、被計量物を載置する際の衝
撃等によって左右され、該衝撃等の割合が大きい場合に
はアナログのフィルターを用いても十分に濾波できず、
このような場合には振動が減衰するまで待つことが必要
となることもある。

この場合、計算機が安定するまでに時間がかかり計量
能率が低下する。

また、安定するまでの時間（振動が減衰するまでの時
間）を短縮するために計量機にダンパーを設けたり、計
量機の載置台と計量機構との間にクッション部等を設け
る等の機械的構造によって解決しようとする発明がなさ
れているが、秤を輸送する際の油漏れの問題あるいは温
度変化によって減衰特性が変化する等の問題があり、上
記問題を完全に解決するまでに到っていないのが現状で
ある。

本発明者は、計量機の固有振動又は揺れによる重量信
号に含まれる振動成分（振動的信号成分ともいう）を同
期信号として利用することに着目し、且つ平均演算の濾
波条件を決定することにより上記課題を解決した。

（課題を解決するための手段）本発明にかかる計量機は、被計量物を載荷して電気的
重量信号を生成する計量機構を有し、その重量信号に振
動的信号成分が含まれる計量機において、上記重量信号の高周波ノイズを除去するローパスフィ
ルターと、このローパスフィルターからの出力信号を制
御信号に応じて離散的なデジタル信号に変換するための
A/D変換器と、上記離散的なデジタル信号が入力され該
入力した離散的なデジタル信号の継続するＮケのデジタ
ル信号値の移動平均処理をおこなうデジタル演算装置
と、上記重量信号から振動的信号成分のみを分離するた
めのハイパスフィルターと、上記Ｎケのクロック信号の
時間が上記振動的信号成分の周期のｎ倍と時間的に一致
し且つ同期するようにクロック信号を生成する回路と、
このクロック信号に応じて上記A/D変換器へA/D変換動作
を指令する制御信号を発生する制御信号発生部を備えた
ことを特徴とする。但し、上記N,nは正の整数でＮ＞2n
であるものとする。

（作用）しかして、上述のように構成された計量機は、ローパ
スフィルターによって高周波ノイズを除去する。そし
て、上記ローパスフィルターを通過した振動的信号を含
む重量信号は、A/D変換器で制御信号に応じて離散的な
デジタル信号に変換され、この変換されたデジタル信号
は、デジタル演算装置で移動平均処理される。そして、
上記A/D変換器は、計量機からの重量信号に含まれる振
動的信号成分の周期のｎ倍の時間とＮケのクロック信号
の時間が一致し且つ同期するようなクロック信号により
生成した制御信号発生器からの制御信号の指令によっ
て、タイミングをあわせてA/D変換動作をおこなうた
め、該A/D変換器で変換された離散的なデジタル信号
は、重量信号に含まれる振動信号成分に同期し且つほぼ
等間隔な時間間隔でサンプリングする離散的な信号とな
り、この信号をデジタル演算装置で移動平均演算する
と、上述の重量信号に含まれる振動的信号成分が相殺さ
れて、振動的信号成分を含まない重量信号（被計量物の
重量値）が得られる。

（実施例）第１図は本発明の第１実施例にかかる計量機の構成を
示すブロック図である。図において、１は各節の部分に
ストレインゲージが貼設されてロードセルを形成する周
知のパラレログラム機構である。この計量機は、上記パ
ラレログラム機構１の載荷側に荷重受台２が支持される
周知の構造を有するものである。

上記パラレログラム機構１のロードセルは、電気的に
信号を増幅する増幅器３、第３図（ｂ）に示すような強
い減衰特性を有するローパスフィルター４、一時的に信
号を保持するサンプルホールド回路6,アナログ信号をデ
ジタル信号に変換するA/D変換器７を介して、マイクロ
プロセッサー８のインターフェースの入力端子と接続さ
れている。

また、上記ローパスフィルター４とサンプルホールド
回路６間の接続ラインから分岐して、上記ローパスフィ
ルター４の出力側は、低周波ノイズを濾波するハイパス
回路９、信号を増幅する増幅器12を介してPLL（Phase L
ocked Loop）13の入力端子に接続されている。そして、
このPLL 13の出力端子は、制御信号発生器16の入力端子
に接続されるとともに、途中で分岐して1/Nカウンター1
4の入力端子に接続され、この1/Nカウンター14の出力端
子は上記PLL 13の位相比較用の入力端子に接続されてい
る。上記PLL 13と1/Nカウンター14で形成するループ状
の回路は、周波数合成回路を構成している。

そして、上記制御信号発生器16の出力端子は、上述の
サンプルホールド回路6,A/D変換器7,マイクロプロセッ
サー８のインターフェースの各制御信号入力端子に接続
されている。

しかして、上述のように構成される計量機は以下のよ
うに作用する。

即ち、計量機の荷重受台２に被計量物が載置される
と、ロードセルを形成しているパラレログラム機構で重
量信号が発生する。この計量機のパラレログラム機構１
は、振動学的には慣性バネ系であり、この系自体は第３
図（ａ）に示すような固有の共振特性を有し、被計量物
が上記荷重受台２に載置されると、その場合の共振周波
数は下記の（１）式で表される。

ここで、m₀は風袋の重量、ｋはハカリ系のバネ常数、
ｇは重力加速度である。

従って、被計量物の重量「ｍ」がゼロから大きくなる
にしたがって上記式の共振周波数「f_m」は小さくなる方
向に変化する（第３図（ａ）の実線と一点鎖線参照）。

また、第３図（ａ）に示すように、強いピークを持つ
共振特性を有しているから、通常の計量作業のように強
い衝撃を伴うような載置がなされると、重量信号に振動
成分が生じる。

ところで、本計量機において、このような振動成分を
含んだ重量信号がパラレログラム機構１で発生すると、
増幅器３で増幅され、さらにローパスフィルター４で高
周波ノイズが濾波される。このローパスフィルター４は
第３図（ｂ）に示す如く減衰特性を有しているが、該ロ
ーパスフィルター４を経た重量信号には、第２図（ａ）
の曲線Ｉのように、載置からT_L時間経過してもなお上記
共振特性にもとづく残存振動成分が存在する。

そして、この振動成分が存在する重量信号は、サンプ
ルホールド回路６と、ハイパスフィルター９に入力され
る。ここで、上記サンプルホールド回路６への入力は、
上記制御信号発生器16からの作動指示信号の指示により
おこなわれる。そして、上記制御信号発生器16で生成さ
れる制御信号は、分岐して上記ハイパスフィルター９へ
入力した重量信号に含まれる振動成分を利用しておこな
われる。即ち、ハイパスフィルター９へ入力された振動
成分を含む重量信号は、ここで直流成分が分離されて振
動成分（交流成分）のみがこのハイパスフィルター９か
ら出力され、この振動成分のみの信号が増幅器12で増幅
されてPLL 13の入力端子に入力する。そして、このPLL
13は、もとの信号のＮ倍の周波数のシンセサイザー（合
成回路）として作用し、入力した振動成分からなる信号
の位相とこのＮ倍の周波数の位相が同期して立ち上が
る。

また、1/Nカウンター14は、上記PLL 13とともに形成
する周波数合成回路において補助的フィードバック回路
を構成するものであり、上記位相が同期して立ち上がる
作用に関してフィードバック機能を果たしている。

このため、上記PLL 13が同期安定している状態におい
ては、上記もとの信号のＮ倍の周波数のクロック信号
（同期クロック信号という）が、制御信号発生器16へ出
力される。尚、上記周波数合成回路に関しては、周知の
回路であり、例えば、ナショナルセミコンダクター社の
「Liner Data Book」に『LM565/LM565C』という名称で
周波数合成回路が掲載されており、従ってこの周波数合
成回路自体の詳細な説明は省略する。

上記同期クロック信号が制御信号発生器16に入力され
ると、該制御信号発生器16は、第３図（ｃ）に図示する
ように、信号S_iを生成しこの信号S_iにもとづいて、制御
信号であるサンプルホールドへの信号Ｓ_S/H、A/D変換器
への信号Ｓ_A/D、インターフェースへの信号Ｓ_I/Oを発生
する。

即ち、制御信号が制御信号発生器16から上述のサンプ
ルホールド回路6,A/D変換器7,マイクロプロセッサー８
ヘ出力され、ローパスフィルター４からサンプルホール
ド回路６へ出力された重量信号が、該制御信号のタイミ
ング、即ち重量信号に含まれる振動成分に同期しそのＮ
倍の周波数のクロック信号に応じた制御信号のタイミン
グにあわせて、サンプルホールド回路６で抽出され、A/
D変換器でデジタル値に変換されて、離散的なデジタル
信号に変換され、この信号がインターフェースを介して
マイクロプロセッサー８に入力される。

そして、マイクロプロセッサー８内部では、予めプロ
グラムされた手順に従って、継続して入力される上記離
散的なデジタル信号が順次移動平均処理される。即ち、
新しい信号が入力する毎にその都度下記の式の演算（移
動平均処理）がおこなわれる。

尚、上記の演算式（（２）式）において、「Ｗ
_{ｍ（ｒ−（Ｎ−１）/2）}は、ｒ−（Ｎ−１）番目の値か
らｒ番目の値までのＮケのデータの中間に位置する平均
値を表す。

そして、この移動平均処理された結果が、被計量物の
重量値となる。

上述の離散的デジタル信号の移動平均処理について第
４図および数式を用いて具体的に説明する。

A/D変換器７を経た信号（デシタル信号）は、第４図
に示す各点の値である。第４図において、二点鎖線は被
計量物の重量値を表し、各点を通る一点鎖線はローパス
フィルター４を通過した後でサンプルホールド回路６で
処理される前の信号（アナログ信号）を表す。

そして、第４図に示す各点は下記の（３）式に示すよ
うな一般式で表される。

ｅ＝e_d＋e_a sin（ωｔ＋θ） …（３）この（３）式において、ω＝２πｆ、ｆは振動周期と
すると、A/D変換器７から出力されるＮケの継続するデ
ータ（デジタル信号）は下記の如き数式で表される（第
４図参照）。

e₀＝e_d＋e_a sin α e₁＝e_d＋e_a sin（β＋α） e₂＝e_d＋e_a sin（２β＋α）・・・・・・・・・・・・・・ e_N-1＝e_d＋e_a sin（（Ｎ−１）β＋α）これらのＮケの平均は、となる。

ここで、上記（４）式の〔〕内は三角級数を用い
て、以下のように変形できる。

また、上記（５）式の右辺がゼロになると、（４）式
においてe_m＝e_dとなり、振動の影響が無くなることか
ら、重量信号から振動成分を排除できることとなる。

上記式において、初位相角αの値如何にかかわらず、
ゼロになるためには、が条件となる。

また、サンプリング定理（Samling Theorem,C.E.Shan
onと染谷による）によって明らかになっている条件とし
て、サンプリングはその振動数に対して２回以上行う必
要があることより、 β≦π …（７）となる。

従って、上記（６）式の分母及び分子は、 sin N/2・β＝０ …（６）′ sinβ/2≠０ …（６）″ となり、 N/2・β＝π,2π,3π，・・・（０は除く）即ち、が条件を満たす。

従って、１周期の移動平均の場合Ｎ＝2,3,4,5,・・・ …（９）２周期の移動平均の場合Ｎ＝4.5,6,・・・ …（９）′ ３周期の移動平均の場合Ｎ＝6,7,8,・・・ …（９）″ となり、この「Ｎ」の値が、上述のPLL 13で生成される
「Ｎ倍の周波数」の「Ｎ」の値となる。

従って、上述の理論から以下の結論が導きだせること
になる。

．重量信号に含まれる振動的信号成分が調和振動であ
ること。

.N回のサンプル時間（Ｎケのクロック時間）が重量信
号に含まれる振動的信号成分の周期又は該周期の整数
倍、即ちｎ倍の時間と一致させる。

即ち、式で表すと、ここで、ｎは振動成分の周期の倍数の値（整数）、t_s
はサンプリング間隔、f₀は振動数、また、Ｎ＞2nとす
る。

．サンプリング回数を少なくとも１周期につき２以上
の割合ですること。尚、振動数の２周期に対して５回の
割合、即ち（360゜×２）/5＝144゜の位相角でサンプリ
ングをおこなってもよい。

．サンプリング時の初位相角αは、その結果に影響を
与えることはないため、任意の位相角でよい。

ところで、上述のように、２周期に対して５回の割合
のクロック信号を生じさせるための構成としては、上記
実施例の「1/Nカウンター14」に代えて、第５図に図示
するような「1/5カウンター14′」を用い、且つ制御信
号発生器16の入力側に「「1/2カウンター14a′」を設け
ればよい。

（第２実施例）次に、本発明の第２実施例について説明する。この第
２実施例は、上記第１実施例の有する問題をさらに解決
したものである。即ち、上述の実施例（第１実施例）で
は、第１図に示すハイパス回路９にあらわれる信号e_r1
は第２図（ｂ）の曲線IIIのような波形の信号となる。
この信号は正弦波的な信号成分とともに同図（ｂ）の曲
線IVのような過途的な大波状のサージ信号成分を含んで
いる。これは主としてローパスフィルター４の伝達特性
に起因するものであるが、少なくとも一時的には大波状
のサージ信号成分を生じさせることは避けられない。こ
のサージ信号成分は大きすぎるため、第２図（ｂ）の曲
線Ｖに示す如く上記ローパスフィルター４の後流の増幅
器12を飽和し、その結果、PLL 13の入力を飽和する。こ
のため、少なくともサージ信号成分が小さくなるまでの
期間PLL 13の周期がずれるか、あるいはそこまでいたら
なくともPLL 13の周期を乱すこととなる。

この第２実施例は、上述のような問題をなくした計量
機に関する。

この第２実施例にかかる計量機は、構成的には、上記
第１実施例の第１図に示すハイパス回路９及び増幅器12
に代えて、第６図（ａ）に示すように、ハイパス回路
９′と、該ハイパス回路９′の負荷抵抗Ｒと並列になる
よう、サージ圧電圧抑制回路10を設けた構成の回路を有
する。即ち、二つのシリコンダイオードＤを並列に且つ
逆向きに配列して構成した回路に、抵抗ｒを直列に配列
して構成したサージ電圧抑制回路10が、ハイパス回路
９′の抵抗Ｒと並列になるよう配列されている。

そして、抵抗ｒと接続されている側の一方の出力端子
が、バッファアンプ11の入力端子に接続され、このバッ
ファアンプ11の出力端子は信号依存性可変利得増幅器1
2′の入力端子に接続され、この信号依存性可変利得増
幅器12′の出力端子はPLLの入力端子側に接続されてい
る。

このように構成することにより、第６図（ａ）の抵抗
Ｒに印加する振動的交流信号が大きくなるにしたがっ
て、上記二つのシリコンダイオードＤを配設した回路に
かかる電圧も大きくなろうとするが、ダイオードの抵抗
値は電圧依存性があり、ここを流れる電流が増加する
が、フォワード抵抗Ｒが小さくなるため、電圧e_r0が大
きくなるのを妨げ、大きなサージ電圧（サージ信号）が
生じることのないよう作用する。

従って、第１実施例では第２図（ｂ）の曲線IVのよう
なサージ信号を生じさせるが、本第２実施例の場合に
は、第２図（ｃ）の曲線VIに示すようにサージ信号はき
わめて小さくなる。

このため、後流側に配置される増幅器を飽和させるよ
うな事態を有効に防止できる。尚、第２図（ｃ）の曲線
VIIは重量信号の直流成分を示す。

また、第２実施例にかかる上述の回路は、信号依存性
可変利得増幅器12′においても、増幅器本体12a′と、
各二つのシリコンダイオードＤを並列且つ逆向きに配列
したダイオードからなる回路12b′を並列に配列し、且
つ上記ダイオードからなる回路12b′に対して直列にそ
の上流に小さな抵抗値の抵抗r₁を配列するとともに、該
ダイオードからなる回路12b′に対して並列に上記抵抗r
₁の50倍の抵抗値をもつ抵抗r₁′を配列しているため、
小さな値の信号が入力した場合には十分な利得が得ら
れ、且つ信号が大きくなるにしたがって利得が小さくな
るよう作用する、いわゆる非線型の増幅特性が有する。

このように、入力が大きくなるにしたがって増幅度が
低下するように作用するため、パラレログラク機構１か
らの振動成分が例え小さくなっても上記PLLを駆動する
に十分な振動成分（交流成分）が生じ、また被計量物を
載置した際に生じる過途的な大きな振動成分の発生に対
しても、大きなサージ信号を生じないで、適当な大きさ
の振動成分に増幅し、PLLに最適な値の入力信号を提供
する。従って、計量機のパラレログラム機構１に大きな
衝撃が作用した場合にも、PLLの同期がずれるという危
惧はない。

即ち、この改良された構成を有する回路（第８図
（ａ）参照）では、重量信号の公称最大値の0.1％〜10
％程度までの振幅の振動的成分に対してPLLを完全に同
期させて、移動平均演算を実施させることができ、あら
ゆる負荷状況においても同期を担保できるように図られ
ている。

ところで、上記第６図（ａ）のハイパス回路および電
圧抑制回路に代えて、抵抗ｒを省略した第６図（ｂ）に
示すような構成にしてもほぼ同様の効果が得られる。ま
た、ハイパスフィルター９に代えてアクティブハイパス
フィルターを使用することもできる。

（第３実施例）上述の説明においては、専ら計量機の構成とその作用
について説明したが、上述のような構成からなる計量機
は、第７図（ａ）に示すように吊皿構造の吊り秤、ある
いは第７図（ｂ）に示すように、走行クレーンの先端の
フックで吊持された被計量物を、該クレーン本体の支持
部に複数配設された計量機により計量するような構成の
クレーンスケールに応用することができる。

即ち、一般に、上記形式のものの場合には、被計量物
がワイヤー等の非剛性構造を介して計量機本体に支持さ
れているため、計量の際に被計量物が揺れることがあ
り、該計量物の揺れにともなって重量信号に振動成分が
含まれることがある。

このような場合、上述の振動成分に起因して、計量機
においては、指針あるいはデジタル表示器等の読み取り
装置で重量の指示値が変動して読み取れないことは無論
のこと、計量機構部分でも正確な重量値を得られないと
きがある。この場合、吊り秤，クレーンスケールの計量
機、即ち、第７図（ａ）の計量機Ａに、あるいは第７図
（ｂ）に用いられている複数の計量機Ａに、上記第１実
施例あるいは第２実施例の構成を有する計量機を用いれ
ば、上述の揺れによる弊害を防止することができる。

即ち、数式を用いて説明すると、上述の「揺れ」は
「揺れの角度：θ」で表現すると、下記の式の如くな
る。

θ＝αsinβｔ …（11）ここで、 β＝２πf_p（radian/sec） …（12） α：揺れの振り上げ最大角 β：揺れの角速度 f_p:揺れの周波数但し、垂直方向を揺れの原点として表している。

懸垂された被計量物と風袋の合計質量をｍ、この質量
が揺れる場合の下向きに働く力を「mg＋ΔFy」とする。
この「mg」は質量に作用する重力、「ΔFy」は「揺れ」
の動作によって生じる力があり下向きの力を正とする
と、このΔFyは、 ΔFy＝mgα²cos2βｔ …（13）となる。（この式の証明は省略する。）上記（11）式が第８図（ａ）に示す線図、上記（13）
式が第８図（ｂ）に示す線図となる。そして、この揺れ
の動作において質量ｍが垂直位置にもどった際に最大の
下向きの力が働き、振り上がった位置で最大の上向きの
力が働く。

振動成分の力を表す上記（13）式の振動周波数は、上
記「揺れ」を表す（11）式の振動周波数の二倍の周波数
である。

上記振動成分の力は上述の重量信号の成分となるもの
であることより、この振動成分の力を表す式（（13）
式）における周波数は、上述の第１あるいは第２実施例
での振動成分の振動周期に対応する。

このため、PLLからの同期信号は、このように揺れて
いる重量信号に含まれる振動成分の振動数に同期し、且
つ上記同期信号は、該同期信号のｎ倍が上記（10）式に
示すＮケのサンプリング間隔（t_s）と一致するものであ
ればよい。且つ、上記（10）式のf₀に代えて2f_pを用い
ればよい。

揺れに起因するところの計測による遅れを最も少なく
するためには、第１図のような周期回路の構成、即ちPL
L（13）及び1/Nカウンター（14）を用いればよい。この
構成を使用すると揺れの周期の1/2周期とＮケのサンプ
リングが時間的に一致するようなサンプリングがおこな
われ、十分に揺れの影響を排除（濾波）できる。

（発明の効果）本発明によれば、計量機の重量信号に振動成分が含ま
れている場合でも、計量機が安定するまで待つことな
く、正確な重量値を検出することができる。

従って、重量値に振動成分が含まれている場合には、
従来の計量機に比べて、飛躍的に迅速に且つ正確な重量
値を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例にかかる計量機の構成を示
す要部のブロック図、第２図（ａ）〜（ｃ）は縦軸に変
位量と横軸に時間をとって振動成分が含まれる幾つかの
場合の重量信号の状態を表した図、第３図（ａ）は計量
機のパラレログラム機構の共振特性を示す図、第３図
（ｂ）は第１図の実施例のローパスフィルターの減衰特
性を示す図、第３図（ｃ）はクロック信号とタイミング
信号のタイミングと信号幅の関係を示す図、第４図は縦
軸に変位量（振幅）と横軸に時間をとってA/D変換器で
処理され離間的なデジタル信号のＮ＋１ケの重量信号を
それらの値を含むもとのアナログ信号とともに示した
図、第５図は第１図に示す実施例の周波数合成回路部分
の変形実施例を示すその部分のブロック図、第６図
（ａ）は本発明の第２実施例の要部の構成を示すその部
分のブロック図、第６図（ｂ）は第６図（ａ）の変形実
施例の要部の構成を示すその部分のブロック図、第７図
（ａ）は本発明にかかる計量機の応用用途の一つを示す
吊り秤の側面図、第７図（ｂ）は本発明にかかる計量機
の応用用途の一つを示す走行クレーンの側面図、第８図
（ａ），（ｂ）は第７図（ａ）あるいは（ｂ）のような
ワイヤー等の剛性の低い部材で被計量物が支持されてい
る構造の計量機を使用する場合の被計量物の揺れの周期
と計量機で処理すべき重量信号の振動成分の周期との関
係を示す図である。１……パラレルグラム機構（計量機構）、２……荷重受
台、４……ローパスフィルター、７……A/D変換器、８
……マイクロプロセッサー（デジタル演算装置）、９…
…ハイパス回路（ハイパスフィルター）、13……PLL,14
……1/Nカウンター（周波数合成回路）、16……制御信
号発生器（制御信号発生部）。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】被計量物を載荷して電気的重量信号を生成
する計量機構を有し、その重量信号に振動的信号成分が
含まれる計量機において、上記重量信号の高周波ノイズを除去するローパスフィル
ターと、このローパスフィルターからの出力信号を制御
信号に応じて離散的なデジタル信号に変換するためのA/
D変換器と、上記離散的なデジタル信号が入力され該入
力した離散的なデジタル信号の継続するＮケのデジタル
信号値の移動平均処理をおこなうデジタル演算装置と、
上記重量信号から振動的信号成分のみを分離するための
ハイパスフィルターと、上記Ｎケのクロック信号の時間
が上記振動的信号成分の周期のｎ倍と時間的に一致し且
つ同期するようにクロック信号を生成する回路と、この
クロック信号に応じて上記A/D変換器へA/D変換動作を指
令する制御信号を発生する制御信号発生部を備えたこと
を特徴とする計量機。但し、上記N,nは正の整数でＮ＞2
nであるものとする。
【請求項２】請求項第１項に記載の計量機において、ハ
イパスフィルターに、サージ電圧抑制回路を併設したこ
とを特徴とする。
【請求項３】請求項第１項に記載の計量機において、ク
ロック信号を生成する回路の前段に信号依存性可変利得
増幅器を設けたことを特徴とする。