JP2651679B2 - デジタルロックイン増幅器 - Google Patents
デジタルロックイン増幅器Info
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- JP2651679B2 JP2651679B2 JP62251250A JP25125087A JP2651679B2 JP 2651679 B2 JP2651679 B2 JP 2651679B2 JP 62251250 A JP62251250 A JP 62251250A JP 25125087 A JP25125087 A JP 25125087A JP 2651679 B2 JP2651679 B2 JP 2651679B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- digital
- frequency
- phase
- frame
- Prior art date
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は雑音に埋もれている微小な信号を取り出す
ためのデジタルロックイン増幅器に関する。
ためのデジタルロックイン増幅器に関する。
「従来の技術」 ロックイン増幅器は雑音に埋もれた微小信号を抽出す
る狭帯域フィルタとして機能する。従来のアナログ式ロ
ックイン増幅器を第２図に示す。入力信号は帯域フィル
タ11を通して位相検出器12へ供給される。他方参照信号
が位相器13を通じて位相検出器12へ供給され、位相検出
器12内において帯域フィルタ11よりの入力信号と位相器
13よりの参照信号とが混合器14で混合され、アナログ積
が演算される。このアナログ積が演算されることにより
入力信号を中心周波数成分は直流成分へ周波数推移され
る。混合器14の出力はRC積分器15で平滑化され、更に直
流増幅器16で増幅されて出力される。
る狭帯域フィルタとして機能する。従来のアナログ式ロ
ックイン増幅器を第２図に示す。入力信号は帯域フィル
タ11を通して位相検出器12へ供給される。他方参照信号
が位相器13を通じて位相検出器12へ供給され、位相検出
器12内において帯域フィルタ11よりの入力信号と位相器
13よりの参照信号とが混合器14で混合され、アナログ積
が演算される。このアナログ積が演算されることにより
入力信号を中心周波数成分は直流成分へ周波数推移され
る。混合器14の出力はRC積分器15で平滑化され、更に直
流増幅器16で増幅されて出力される。
このようにロックイン増幅器は入力信号の中から、周
波数ｆの参照信号と所定の位相関係にある信号成分、つ
まり参照信号の位相とコヒーレントな信号成分が入力信
号から抽出される。従ってこのアナログ式ロックイン増
幅器は位相同期したフーリエフィルタと考えることがで
きる。
波数ｆの参照信号と所定の位相関係にある信号成分、つ
まり参照信号の位相とコヒーレントな信号成分が入力信
号から抽出される。従ってこのアナログ式ロックイン増
幅器は位相同期したフーリエフィルタと考えることがで
きる。
「発明が解決しようとする問題点」 初期のロックイン増幅器の参照信号として方形波を用
いていた。このため方形波の奇数次高調波を影響を受け
る問題があった。
いていた。このため方形波の奇数次高調波を影響を受け
る問題があった。
しかし最近ではヘテロダイン構成を採ったり、PLL回
路及び高精度の正弦波信号などが用いられるようにな
り、奇数次高調波による問題は解決されてきている。し
かし、まだアナログ式ロックイン増幅器では（１）入力
信号と参照信号との間の位相ジッタ、（２）変調器のダ
イナミックレンジが狭い、（３）直流増幅器のドリフト
などにより性能が制約されていた。また低周波の小信号
を抽出するには非常に長い積分時間を要する問題もあっ
た。アナログ式ロックイン増幅器の構成をデジタル処理
で行うようにしたデジタルロックイン増幅器が発表され
ている。しかしこのデジタルロックイン増幅器はアナロ
グ式ロックイン増幅器の各機能に単純に置き換えただけ
であって性能の大幅な向上は望めない。
路及び高精度の正弦波信号などが用いられるようにな
り、奇数次高調波による問題は解決されてきている。し
かし、まだアナログ式ロックイン増幅器では（１）入力
信号と参照信号との間の位相ジッタ、（２）変調器のダ
イナミックレンジが狭い、（３）直流増幅器のドリフト
などにより性能が制約されていた。また低周波の小信号
を抽出するには非常に長い積分時間を要する問題もあっ
た。アナログ式ロックイン増幅器の構成をデジタル処理
で行うようにしたデジタルロックイン増幅器が発表され
ている。しかしこのデジタルロックイン増幅器はアナロ
グ式ロックイン増幅器の各機能に単純に置き換えただけ
であって性能の大幅な向上は望めない。
「問題点を解決するための手段」 この発明によれば入力信号はAD変換器でデジタル信号
に変換され、そのデジタル信号は第１デジタル周波数変
換手段により正弦波局部信号で周波数変換され、またそ
のデジタル信号は第２デジタル周波数変換手段により、
上記正弦波局部信号と同一周波数の余弦波局部信号で周
波数変換されてこのデジタル信号は直交変調がかけら
れ、複素データに変換される。
に変換され、そのデジタル信号は第１デジタル周波数変
換手段により正弦波局部信号で周波数変換され、またそ
のデジタル信号は第２デジタル周波数変換手段により、
上記正弦波局部信号と同一周波数の余弦波局部信号で周
波数変換されてこのデジタル信号は直交変調がかけら
れ、複素データに変換される。
これら第1,第２デジタル周波数変換手段の各出力はそ
れぞれ第1,第２低域通過デジタルフィルタを通して予め
決められた周波数領域のデジタル信号がとり出され、更
に第1,第２リサンプリング手段によりリサンプルされ、
複素メモリに順次記憶される。
れぞれ第1,第２低域通過デジタルフィルタを通して予め
決められた周波数領域のデジタル信号がとり出され、更
に第1,第２リサンプリング手段によりリサンプルされ、
複素メモリに順次記憶される。
この発明では更に、参照信号の特定の位相でトリガ信
号が発生され、このトリガ信号を規準として所定量、つ
まり１フレーム分の複素データが複素メモリに取り込ま
れる。他方、トリガ信号発生時の局部信号の瞬時位相が
求められ、この瞬時位相と予め決められた所望の位相と
の差分の位相だけ、複素メモリ内に記憶されたそのフレ
ームの複素データの位相が回転される。このようにして
位相回転され互に所望の位相関係にされた各フレームの
複素データは、互いに対応する複素データごとに平均が
とられる。
号が発生され、このトリガ信号を規準として所定量、つ
まり１フレーム分の複素データが複素メモリに取り込ま
れる。他方、トリガ信号発生時の局部信号の瞬時位相が
求められ、この瞬時位相と予め決められた所望の位相と
の差分の位相だけ、複素メモリ内に記憶されたそのフレ
ームの複素データの位相が回転される。このようにして
位相回転され互に所望の位相関係にされた各フレームの
複素データは、互いに対応する複素データごとに平均が
とられる。
このようにして各フレーム間の位相差が補正され、所
定の位相に合されて平均がとられる。
定の位相に合されて平均がとられる。
「実施例」 第１図はこの発明の実施例を示す。入力端子21からの
入力信号は波器22で不要な高域成分が除去され、AD変
換器23で一定サンプリング周期ごとに入力信号はデジタ
ル信号に変換される。そのデジタル信号は第１デジタル
周波数変換器24及び第２デジタル周波数変換器25へ供給
される。正弦波発生器26から正弦波局部信号−sin（２
πfcnΔｔ）が第１デジタル周波数変換器24へ供給さ
れ、余弦波発生器27からの余弦波局部信号cos（２πfcn
Δｔ）が第２デジタル周波数変換器25へ供給される。ア
ドレス発生器30は正弦波を記憶した正弦発生器26、余弦
波を記憶した余弦波発生器27をそれぞれ読み出すアドレ
スを発生するものである。
入力信号は波器22で不要な高域成分が除去され、AD変
換器23で一定サンプリング周期ごとに入力信号はデジタ
ル信号に変換される。そのデジタル信号は第１デジタル
周波数変換器24及び第２デジタル周波数変換器25へ供給
される。正弦波発生器26から正弦波局部信号−sin（２
πfcnΔｔ）が第１デジタル周波数変換器24へ供給さ
れ、余弦波発生器27からの余弦波局部信号cos（２πfcn
Δｔ）が第２デジタル周波数変換器25へ供給される。ア
ドレス発生器30は正弦波を記憶した正弦発生器26、余弦
波を記憶した余弦波発生器27をそれぞれ読み出すアドレ
スを発生するものである。
第1,第２デジタル周波変換器24,25の各出力は第1,第
２低域通過デジタルフィルタ28,29でそれぞれ所定の低
域周波数帯域が取出され、第1,第２リサンプリング手段
31,32でそれぞれリサンプリングされる。これらリサン
プリングされたデータは複素メモリ33に記憶される。
２低域通過デジタルフィルタ28,29でそれぞれ所定の低
域周波数帯域が取出され、第1,第２リサンプリング手段
31,32でそれぞれリサンプリングされる。これらリサン
プリングされたデータは複素メモリ33に記憶される。
いま入力信号としての余弦波cos（２πfnΔｔ＋Φ）
を複素数表示すると、 Ａ〔exp｛ｊ（２πfnΔｔ＋Φ）｝ ＋exp｛−ｊ（２πfnΔｔ＋Φ）｝〕/2 …（１） ｆは入力信号周波数、ｎは１、２、・・・n Δｔはサン
プリング周期となる。この余弦波信号をデジタル周波数
変換器24,25で直交変調し、その直交変調された信号を
低域通過フィルタ28,29を通すと、 《（A/2）〔exp｛ｊ（２πfnΔｔ＋Φ）｝＋exp｛−ｊ（２πfnΔｔ＋Φ）｝〕 ×exp｛−ｊ（２πfcnΔｔ＋φｐ）｝》LPF＝（A/2）exp｛j2π（ｆ −fc）ｎΔｔ＋Φ）｝＋exp（−ｊφｐ） （２） fcは局部信号周波数、ｐは１、２・・・Ｎ なる複素波形の信号が出力される。この複素波形の信号
の全体は、周波数変換器24,25における局部信号の位相
φＰだけ位相回転されている。この位相φＰは入力信号
に対し何の相関もない。つまり次に複素メモリ33に記憶
される各フレームの複素波形に含まれる位相φ1,φ2,…
…φＮは互に関連がないランダムな値をとる。従って各
フレームの複素波形は互に無相関（インコヒーレント）
なものとなっており、従って各フレームの平均値は入力
信号に無相関となる。
を複素数表示すると、 Ａ〔exp｛ｊ（２πfnΔｔ＋Φ）｝ ＋exp｛−ｊ（２πfnΔｔ＋Φ）｝〕/2 …（１） ｆは入力信号周波数、ｎは１、２、・・・n Δｔはサン
プリング周期となる。この余弦波信号をデジタル周波数
変換器24,25で直交変調し、その直交変調された信号を
低域通過フィルタ28,29を通すと、 《（A/2）〔exp｛ｊ（２πfnΔｔ＋Φ）｝＋exp｛−ｊ（２πfnΔｔ＋Φ）｝〕 ×exp｛−ｊ（２πfcnΔｔ＋φｐ）｝》LPF＝（A/2）exp｛j2π（ｆ −fc）ｎΔｔ＋Φ）｝＋exp（−ｊφｐ） （２） fcは局部信号周波数、ｐは１、２・・・Ｎ なる複素波形の信号が出力される。この複素波形の信号
の全体は、周波数変換器24,25における局部信号の位相
φＰだけ位相回転されている。この位相φＰは入力信号
に対し何の相関もない。つまり次に複素メモリ33に記憶
される各フレームの複素波形に含まれる位相φ1,φ2,…
…φＮは互に関連がないランダムな値をとる。従って各
フレームの複素波形は互に無相関（インコヒーレント）
なものとなっており、従って各フレームの平均値は入力
信号に無相関となる。
この発明のデジタルロックイン増幅器によれば互にイ
ンコヒーレントなフレーム波形の集合を、コヒーレント
なフレーム波形の集合に変換する。このため次のように
構成される。すなわち端子34からの参照信号がそのレベ
ルやスロープなどが所定のトリガ条件を満たすと、つま
り１フレーム分のデータを入力する条件を満たすと、ト
リガ回路35からHOLDφ信号を出力する。そのHOLDφ信号
により、その時点における正弦波発生器26及び余弦発生
器27の各出力局部信号の瞬時位相exp（−ｊφＰ）がラ
ッチ回路36に記憶される。つまり参照信号がトリガ条件
を満した標本点での局部信号の瞬時位相exp（−ｊ
φＰ）がラッチ回路36に保持される。
ンコヒーレントなフレーム波形の集合を、コヒーレント
なフレーム波形の集合に変換する。このため次のように
構成される。すなわち端子34からの参照信号がそのレベ
ルやスロープなどが所定のトリガ条件を満たすと、つま
り１フレーム分のデータを入力する条件を満たすと、ト
リガ回路35からHOLDφ信号を出力する。そのHOLDφ信号
により、その時点における正弦波発生器26及び余弦発生
器27の各出力局部信号の瞬時位相exp（−ｊφＰ）がラ
ッチ回路36に記憶される。つまり参照信号がトリガ条件
を満した標本点での局部信号の瞬時位相exp（−ｊ
φＰ）がラッチ回路36に保持される。
また参照信号がトリガ条件を満すとこれを基準に所定
量、１フレーム分のデータが複素メモリ33に順次書き込
まれ、１フレーム分のデータが記憶されると書き込み禁
止される。これはトリガ回路35の出力により残留サンプ
リング計数回路37が起動され、その計数回路37の計数動
作により行われる。つまりトリガ発生から複素メモリ33
にデータの書込みが行われ、計数回路37が所定数のタイ
ミングパルスを計数すると書込みが中止される。
量、１フレーム分のデータが複素メモリ33に順次書き込
まれ、１フレーム分のデータが記憶されると書き込み禁
止される。これはトリガ回路35の出力により残留サンプ
リング計数回路37が起動され、その計数回路37の計数動
作により行われる。つまりトリガ発生から複素メモリ33
にデータの書込みが行われ、計数回路37が所定数のタイ
ミングパルスを計数すると書込みが中止される。
複素メモリ33から複素表示の１フレーム分のデータが
読み出され、かつラッチ回路36から瞬時位相exp（−ｊ
φＰ）が読み出され、適当に選定された位相θになるよ
うに（θ−φＰ）だけそのフレームの全データの位相を
位相回転手段38で回転し、全てのフレーム波形をコヒー
レンスな集合にする。つまり複素メモリ33から読出され
たデータは位相回転手段38でexp｛ｊ（θ−φＰ）｝が
乗算され、局部信号にもとずく位相φＰは打消され、一
定位相θとされる。このようにして各トリガごとにその
時の局部信号の瞬時位相と対応した分だけ、複素メモリ
33から読出されたデータが回転され、一定位相θとされ
るため全てのフレームのデータが互にコヒーレントな集
合となる。そのコヒーレントなデータが対応データごと
に複素平均される。つまりシフタ39で予め一定数だけ割
算し、その割算結果を累積加算器41で累積加算して加算
平均を行いその結果を複素メモリ42に記憶する。
読み出され、かつラッチ回路36から瞬時位相exp（−ｊ
φＰ）が読み出され、適当に選定された位相θになるよ
うに（θ−φＰ）だけそのフレームの全データの位相を
位相回転手段38で回転し、全てのフレーム波形をコヒー
レンスな集合にする。つまり複素メモリ33から読出され
たデータは位相回転手段38でexp｛ｊ（θ−φＰ）｝が
乗算され、局部信号にもとずく位相φＰは打消され、一
定位相θとされる。このようにして各トリガごとにその
時の局部信号の瞬時位相と対応した分だけ、複素メモリ
33から読出されたデータが回転され、一定位相θとされ
るため全てのフレームのデータが互にコヒーレントな集
合となる。そのコヒーレントなデータが対応データごと
に複素平均される。つまりシフタ39で予め一定数だけ割
算し、その割算結果を累積加算器41で累積加算して加算
平均を行いその結果を複素メモリ42に記憶する。
複素の周波数成分と、かつ平均がゼロで分散が▲σ2 t
▼の雑音ｕを加えて（２）式を一般化すると、 ｌは入力信号の周波数成分をあらわす。
▼の雑音ｕを加えて（２）式を一般化すると、 ｌは入力信号の周波数成分をあらわす。
１フレーム分として観測された上記（３）式のデータ
を位相θまで位相回転し、Ｎ個のフレームを対応するデ
ータごとに平均すると、 となる。すなわち平均により雑音の分散は▲σ2 t▼/Nと
なり、SN比が改善される。つぎに周波数領域で雑音のみ
の部分と、信号に雑音の加った部分とに分けて導く。観
測されたＮ個のフレームの平均化された雑音
（Gnn Meas）のみの部分は 即ち平均をとるためのフレーム数が２倍になる毎に雑音
が3.01dBずつ減少してゆくことが示される。
を位相θまで位相回転し、Ｎ個のフレームを対応するデ
ータごとに平均すると、 となる。すなわち平均により雑音の分散は▲σ2 t▼/Nと
なり、SN比が改善される。つぎに周波数領域で雑音のみ
の部分と、信号に雑音の加った部分とに分けて導く。観
測されたＮ個のフレームの平均化された雑音
（Gnn Meas）のみの部分は 即ち平均をとるためのフレーム数が２倍になる毎に雑音
が3.01dBずつ減少してゆくことが示される。
観測されたＮ個のフレームの平均化された、信号に雑
音が加わった部分（Gaa Meas）は Gaa真の信号（Ｎ回の平均値）Gnnは真の雑音（Ｎ回の平
均値） 即ち誤差は で与えられる。Bendatの基準化標準誤差εｒに関する なる関係を用いると、誤差は次の式で推定される。
音が加わった部分（Gaa Meas）は Gaa真の信号（Ｎ回の平均値）Gnnは真の雑音（Ｎ回の平
均値） 即ち誤差は で与えられる。Bendatの基準化標準誤差εｒに関する なる関係を用いると、誤差は次の式で推定される。
この式から判るように誤差は信号のレベルに依存せ
ず、平均回数Ｎのみの関数である。
ず、平均回数Ｎのみの関数である。
「発明の効果」 以上述べたようにこの発明のデジタルロックイン増幅
器によればAD変換器23の後はすべてデジタル処理である
ため周波数変換器のダイナミックレンジの制限、直流増
幅器のドリフトの問題は生じない。各フレームを時間領
域でのみ平均（積分）処理しており、各フレームを高速
フーリエ変換などにより周波数領域へ変換する必要がな
いため、高速、低価格でSN比を改善することができ、か
つ周波数領域変換のための処理雑音や損失に影響される
ことがない。
器によればAD変換器23の後はすべてデジタル処理である
ため周波数変換器のダイナミックレンジの制限、直流増
幅器のドリフトの問題は生じない。各フレームを時間領
域でのみ平均（積分）処理しており、各フレームを高速
フーリエ変換などにより周波数領域へ変換する必要がな
いため、高速、低価格でSN比を改善することができ、か
つ周波数領域変換のための処理雑音や損失に影響される
ことがない。
フレーム波形間のコヒーレンスを確保しており、複素
のフレームの平均をとることにより、雑音を軽減して信
号を正しく取出すことができ、また従来の単一周波数成
分でのロックイン増幅器と異なり、平均されたフレーム
波形を高速フーリエ変換などにより周波数領域へ変換す
ることにより、複数の周波数成分の評価を同時に行うこ
とができる。更に周波数変換、リサンプリングを行なっ
ているため高い周波数分解能のスペクトラムを測定でき
る。
のフレームの平均をとることにより、雑音を軽減して信
号を正しく取出すことができ、また従来の単一周波数成
分でのロックイン増幅器と異なり、平均されたフレーム
波形を高速フーリエ変換などにより周波数領域へ変換す
ることにより、複数の周波数成分の評価を同時に行うこ
とができる。更に周波数変換、リサンプリングを行なっ
ているため高い周波数分解能のスペクトラムを測定でき
る。
第１図はこの発明によるデジタルロックイン増幅器の一
例を示すブロック図、第２図は従来のアナログ式ロック
イン増幅器を示すブロック図である。
例を示すブロック図、第２図は従来のアナログ式ロック
イン増幅器を示すブロック図である。
フロントページの続き (72)発明者 高永 義男 東京都練馬区旭町１丁目32番１号 株式 会社アドバンテスト内 (56)参考文献 特公 昭54−12234（ＪＰ，Ｂ２) 特表 昭62−502439（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】入力信号をデジタル信号に変換するAD変換
器と、 そのデジタル信号を正弦波局部信号で周波数変換する第
１デジタル周波数変換手段と、 そのデジタル信号を、上記正弦波局部信号と同一周波数
の余弦波局部信号で周波数変換する第２デジタル周波数
変換手段と、 これら第1,第２周波数変換手段の出力が供給される第1,
第２低域通過デジタルフィルタと、 これら第1,第２低域通過デジタルフィルタの出力をリサ
ンプリングする第1,第２リサンプリング手段と、 参照信号の特定条件でトリガ信号を発生するトリガ回路
と、 そのトリガ回路からトリガ信号が発生するごとに、その
発生から所定の時間、上記第1,第２リサンプリング手段
の出力を、１フレーム分として記憶する複素メモリと、 上記トリガ回路のトリガ信号が発生するごとに、その発
生時の上記局部信号の瞬時位相を求めるラッチ回路と、 上記複素メモリからの各１フレームごとの複素データ
を、予め決めた固定位相とそのフレームと対応する上記
瞬時位相との差だけ回転させる位相回転手段と、 その位相回転手段の出力信号を、各フレームの対応デー
タごとに複素平均する平均手段と、 上記複素平均されたデータを周波数領域のデータに変換
する手段と、 を具備するデジタルロックイン増幅器。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62251250A JP2651679B2 (ja) | 1987-10-05 | 1987-10-05 | デジタルロックイン増幅器 |
| EP88116186A EP0310960A3 (en) | 1987-10-05 | 1988-09-30 | Digital lock-in amplifier |
| US07/251,795 US4914677A (en) | 1987-10-05 | 1988-10-03 | Digital lock-in amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62251250A JP2651679B2 (ja) | 1987-10-05 | 1987-10-05 | デジタルロックイン増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0193914A JPH0193914A (ja) | 1989-04-12 |
| JP2651679B2 true JP2651679B2 (ja) | 1997-09-10 |
Family
ID=17219971
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62251250A Expired - Fee Related JP2651679B2 (ja) | 1987-10-05 | 1987-10-05 | デジタルロックイン増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2651679B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5412234A (en) * | 1977-06-28 | 1979-01-29 | Nec Corp | Control system for buffer registor |
| JPS62502439A (ja) * | 1985-04-04 | 1987-09-17 | モトロ−ラ・インコ−ポレ−テッド | ディジタルゼロｉｆ選択段 |
-
1987
- 1987-10-05 JP JP62251250A patent/JP2651679B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0193914A (ja) | 1989-04-12 |
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