JP2647658B2 - 両方向通電形半導体遮断器の制御装置 - Google Patents
両方向通電形半導体遮断器の制御装置Info
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Description
本発明は、例えば直流電鉄変電所用の直流遮断器等を
構成する逆阻止形GTOサイリスタを用いた両方向通電形
半導体遮断器の制御装置に関する。
構成する逆阻止形GTOサイリスタを用いた両方向通電形
半導体遮断器の制御装置に関する。
最近の電鉄用の車両では制動時に電力を電源側に回生
する回生制動機能を有しており、このような回生機能を
有する負荷に使用される遮断器は、電源から負荷側及び
前記した回生時の負荷側から電源側へ流れる負荷電流の
遮断用として、遮断機を逆並列にて構成する必要があ
る。遮断器として逆阻止形GTOサイリスタを用いた両方
向通電形遮断器においては、ゲート順電流通電時にGTO
サイリスタに逆電圧が印加されると大きな逆漏電流が流
れ、非常に大きな素子損失が発生し、GTOサイリスタを
部分的に加熱し、その逆電圧の印加時間によっては破壊
する危険性がある。 これを避けるために、互いに逆並列に接続された２つ
のGTOサイリスタを、例えば負荷電流の極性を計測する
計器用直流変流器に接続された制御回路からのゲート信
号で同時に点弧及び消弧（同時にオン及びオフ）させる
ことにより、順ゲート電流が加えられた状態でGTOサイ
リスタのアノード・カソード間に逆電圧が印加される時
間をGTOサイリスタのターンオン時間tgtの数μｓ以下に
抑え、GTOサイリスタの信頼性を高める必要がある（た
だし、ゲート信号は相互に絶縁する必要がある）。 第１図は順，逆方向のGTOサイリスタを並列に接続
し、更にそれにリアクトルを直列接続した両方向通電形
アーム１個と、順方向のGTOサイリスタにリアクトルを
直列接続した片方向通電形アーム１個とを組合わせた車
両用の負荷電流の両方向通電形半導体遮断器の主回路接
続図である（但し、車両の力行と回生時、即ち順方向と
逆方向の定格電流が異なるためGTOサイリスタの並列数
が順逆で相違する。）。 第１図において、１は車両に力行時の電力を供給する
可変直流電源、20は車両の制動時の回生電力発生源２と
リアクトル10で表される例えば直流電動機のような直流
負荷,3は両方向通電形アームで、順方向GTOサイリスタ
７と逆方向GTOサイリスタ８を並列接続したものに、更
に電流がバランスリアクトル５が直列に接続されてい
る。４は片方向通電形アームで順方向GTOサイリスタ９
と電流バランスリアクトル６が直列に接続されている。
電流バランスリアクトル5,6はGTOサイリスタ7,9のター
ンオフ時にGTOサイリスタ7,9のターンオフ時間tgqの差
により生じる電流アンバランスを制御するために挿入す
る（第１図ではスナバ回路の回路接続図が省略されてい
る。）。P0,P1はこの両方向通電形半導体遮断器の主回
路端子を表す。 第２図は第１図に示す両方向通電形半導体遮断器にお
ける逆方向の負荷電流域少時の各部の動作波形図であっ
て、横軸は時間軸である。 第２図において（イ）にはGTOサイリスタ７のオン信
号、（ロ）にはGTOサイリスタ８のオン信号、（ハ）に
はGTOサイリスタ９のオン信号、（ニ）には直流負荷20
の電流i10、（ホ）には両方向通電形アーム３の電流
i3、（ヘ）には片方向通電形アーム４の電流i4、（ト）
には可変直流電源１の電圧E1、（チ）には回生電力発生
源２の電圧E2が示されている。また、L3,L4は各々電流
バランスリアクトル5,6のインダクタンス値を表す。L10
は直流負荷20におけるリアクトル10のインダクタンス値
を表す。 両方向通電形半導体遮断器の逆方向の負荷電流減少時
〔車両の制動回生時の負荷側の車両（回生電力発生源
２）から車両の電源（可変直流電源１）側へ供給される
電流の減少時〕の動作を第１図，第２図を参照しながら
以下に説明する。ただし、ここではGTOサイリスタ7,8,9
の順電圧降下は無視するものとする。 説明を簡単にするために、前記した車両の制動時の回
生電力発生源２から可変直流電源１へ電力が供給されて
いる状態から解析するものとして、時刻t0ではGTOサイ
リスタ7,8,9はオフ状態とすると、負荷電流i10は零、可
変直流電源１および回生電極発生源２の電圧はE1＜E2の
関係にある〔第２図（イ）〜（チ）参照〕。 第２図（イ）〜（ハ）から分かるように、時刻t1に各
GTOサイリスタ7,8,9のゲートに同時にオン信号が与えら
れる（回生電力発生源２から可変直流電源１へ回生時の
電流が流れる）。ここで主端子間P0−P1の電圧極性にあ
ったGTOサイリスタ８がオンする〔第２図（ホ）参
照〕。負荷電流は、 なる変化率で減少していく〔第２図（ニ）参照〕。 時刻t2で可変直流電源１および回生電力発生源２の電
圧の大小関係が反転すると（E1＞E2）、負荷電流i10は
ピーク逆電流IRPに達する。 リアクトル５には第３図に示す極性の誘起電圧が発生
する。したがって、GTOサイリスタ９には順方向電圧が
印加される。また、GTOサイリスタ９のゲートにはオン
パルスが連続して加えられているためにGTOサイリスタ
９はオンする。その結果第３図に示すループを還流電
流が流れ始める。このとき回路方程式は次のようにな
る。 i3＋i4＝i10 ……（１） ただし、L3＝L4 ……（４） したがって、（２），（４）より、 また、（１），（５）より、 更に、（３）より、 となる。時刻t2より負荷電流は、 なる変化率で増加していく。両方向通電形アーム３を流
れる電流i3はピーク逆電流IRPより、 なる変化率で増加していく。片方向通電アーム４を流れ
る電流i4は電流零より、 なる変化率で増加していく。時刻t3になると負荷電流i
10は零に達する。このとき両方向通電形アーム３を流れ
る電流は、 であり、また片方向通電形アーム４を流れる電流は、 である。したがって、アームの電流アンバランスは、 となる。時刻t4となると負荷電流i10はILに達する。こ
のとき片方向通電形アーム４を流れる電流は、 である。
する回生制動機能を有しており、このような回生機能を
有する負荷に使用される遮断器は、電源から負荷側及び
前記した回生時の負荷側から電源側へ流れる負荷電流の
遮断用として、遮断機を逆並列にて構成する必要があ
る。遮断器として逆阻止形GTOサイリスタを用いた両方
向通電形遮断器においては、ゲート順電流通電時にGTO
サイリスタに逆電圧が印加されると大きな逆漏電流が流
れ、非常に大きな素子損失が発生し、GTOサイリスタを
部分的に加熱し、その逆電圧の印加時間によっては破壊
する危険性がある。 これを避けるために、互いに逆並列に接続された２つ
のGTOサイリスタを、例えば負荷電流の極性を計測する
計器用直流変流器に接続された制御回路からのゲート信
号で同時に点弧及び消弧（同時にオン及びオフ）させる
ことにより、順ゲート電流が加えられた状態でGTOサイ
リスタのアノード・カソード間に逆電圧が印加される時
間をGTOサイリスタのターンオン時間tgtの数μｓ以下に
抑え、GTOサイリスタの信頼性を高める必要がある（た
だし、ゲート信号は相互に絶縁する必要がある）。 第１図は順，逆方向のGTOサイリスタを並列に接続
し、更にそれにリアクトルを直列接続した両方向通電形
アーム１個と、順方向のGTOサイリスタにリアクトルを
直列接続した片方向通電形アーム１個とを組合わせた車
両用の負荷電流の両方向通電形半導体遮断器の主回路接
続図である（但し、車両の力行と回生時、即ち順方向と
逆方向の定格電流が異なるためGTOサイリスタの並列数
が順逆で相違する。）。 第１図において、１は車両に力行時の電力を供給する
可変直流電源、20は車両の制動時の回生電力発生源２と
リアクトル10で表される例えば直流電動機のような直流
負荷,3は両方向通電形アームで、順方向GTOサイリスタ
７と逆方向GTOサイリスタ８を並列接続したものに、更
に電流がバランスリアクトル５が直列に接続されてい
る。４は片方向通電形アームで順方向GTOサイリスタ９
と電流バランスリアクトル６が直列に接続されている。
電流バランスリアクトル5,6はGTOサイリスタ7,9のター
ンオフ時にGTOサイリスタ7,9のターンオフ時間tgqの差
により生じる電流アンバランスを制御するために挿入す
る（第１図ではスナバ回路の回路接続図が省略されてい
る。）。P0,P1はこの両方向通電形半導体遮断器の主回
路端子を表す。 第２図は第１図に示す両方向通電形半導体遮断器にお
ける逆方向の負荷電流域少時の各部の動作波形図であっ
て、横軸は時間軸である。 第２図において（イ）にはGTOサイリスタ７のオン信
号、（ロ）にはGTOサイリスタ８のオン信号、（ハ）に
はGTOサイリスタ９のオン信号、（ニ）には直流負荷20
の電流i10、（ホ）には両方向通電形アーム３の電流
i3、（ヘ）には片方向通電形アーム４の電流i4、（ト）
には可変直流電源１の電圧E1、（チ）には回生電力発生
源２の電圧E2が示されている。また、L3,L4は各々電流
バランスリアクトル5,6のインダクタンス値を表す。L10
は直流負荷20におけるリアクトル10のインダクタンス値
を表す。 両方向通電形半導体遮断器の逆方向の負荷電流減少時
〔車両の制動回生時の負荷側の車両（回生電力発生源
２）から車両の電源（可変直流電源１）側へ供給される
電流の減少時〕の動作を第１図，第２図を参照しながら
以下に説明する。ただし、ここではGTOサイリスタ7,8,9
の順電圧降下は無視するものとする。 説明を簡単にするために、前記した車両の制動時の回
生電力発生源２から可変直流電源１へ電力が供給されて
いる状態から解析するものとして、時刻t0ではGTOサイ
リスタ7,8,9はオフ状態とすると、負荷電流i10は零、可
変直流電源１および回生電極発生源２の電圧はE1＜E2の
関係にある〔第２図（イ）〜（チ）参照〕。 第２図（イ）〜（ハ）から分かるように、時刻t1に各
GTOサイリスタ7,8,9のゲートに同時にオン信号が与えら
れる（回生電力発生源２から可変直流電源１へ回生時の
電流が流れる）。ここで主端子間P0−P1の電圧極性にあ
ったGTOサイリスタ８がオンする〔第２図（ホ）参
照〕。負荷電流は、 なる変化率で減少していく〔第２図（ニ）参照〕。 時刻t2で可変直流電源１および回生電力発生源２の電
圧の大小関係が反転すると（E1＞E2）、負荷電流i10は
ピーク逆電流IRPに達する。 リアクトル５には第３図に示す極性の誘起電圧が発生
する。したがって、GTOサイリスタ９には順方向電圧が
印加される。また、GTOサイリスタ９のゲートにはオン
パルスが連続して加えられているためにGTOサイリスタ
９はオンする。その結果第３図に示すループを還流電
流が流れ始める。このとき回路方程式は次のようにな
る。 i3＋i4＝i10 ……（１） ただし、L3＝L4 ……（４） したがって、（２），（４）より、 また、（１），（５）より、 更に、（３）より、 となる。時刻t2より負荷電流は、 なる変化率で増加していく。両方向通電形アーム３を流
れる電流i3はピーク逆電流IRPより、 なる変化率で増加していく。片方向通電アーム４を流れ
る電流i4は電流零より、 なる変化率で増加していく。時刻t3になると負荷電流i
10は零に達する。このとき両方向通電形アーム３を流れ
る電流は、 であり、また片方向通電形アーム４を流れる電流は、 である。したがって、アームの電流アンバランスは、 となる。時刻t4となると負荷電流i10はILに達する。こ
のとき片方向通電形アーム４を流れる電流は、 である。
したがって、ここでGTOサイリスタ7,8,9のゲートにオ
フパルスを加えると、片方向通電形アーム４のGTOサイ
リスタ９は還流電流IRP/2だけ余分に遮断しなければな
らなくなるため、遮断器の遮断できる負荷電流の値が低
下するという欠点がある（GTOサイリスタは最大可制御
電流を超す電流を遮断すると破壊する）。 したがって、還流電流を抑えるようにすると、第４図
に示すように、両方向通電形半導体遮断器を順，逆方向
GTOサイリスタを並列に組み合わせた両方向通電形アー
ムだけで構成しなければならなく、GTOサイリスタ、ま
たその付属装置（ゲートドライブユニット，放熱器な
ど）が増え、装置が大形化し、コストが増加するという
欠点がある。また還流電流を減衰させ抑えようと第５図
に示すように各アームに直列に抵抗を挿入すると、負荷
電流通電中に常時抵抗13,14に損失が発生するという欠
点がある。更にこの方法では損失が大きく装置が大きく
なるという問題がある。 この発明は、前記した両方向通電形遮断器において、
例えば前記した車両の回生制動時の電源側に供給さる電
力による逆方向の負荷電流減衰時に、両方向通電形アー
ムと片方向通電形アームとの間を流れる還流電流による
遮断器の遮断電流の低下を容易に抑え、遮断器の遮断電
流を最大限に引き出すことを可能にすることにある。そ
して、順方向GTOサイリスタと逆方向GTOサイリスタの並
列数を等しくする必要がなく順，逆に必要なGTOサイリ
スタの並列数を任意に設定でき装置の小形化を可能にす
ることにある。
フパルスを加えると、片方向通電形アーム４のGTOサイ
リスタ９は還流電流IRP/2だけ余分に遮断しなければな
らなくなるため、遮断器の遮断できる負荷電流の値が低
下するという欠点がある（GTOサイリスタは最大可制御
電流を超す電流を遮断すると破壊する）。 したがって、還流電流を抑えるようにすると、第４図
に示すように、両方向通電形半導体遮断器を順，逆方向
GTOサイリスタを並列に組み合わせた両方向通電形アー
ムだけで構成しなければならなく、GTOサイリスタ、ま
たその付属装置（ゲートドライブユニット，放熱器な
ど）が増え、装置が大形化し、コストが増加するという
欠点がある。また還流電流を減衰させ抑えようと第５図
に示すように各アームに直列に抵抗を挿入すると、負荷
電流通電中に常時抵抗13,14に損失が発生するという欠
点がある。更にこの方法では損失が大きく装置が大きく
なるという問題がある。 この発明は、前記した両方向通電形遮断器において、
例えば前記した車両の回生制動時の電源側に供給さる電
力による逆方向の負荷電流減衰時に、両方向通電形アー
ムと片方向通電形アームとの間を流れる還流電流による
遮断器の遮断電流の低下を容易に抑え、遮断器の遮断電
流を最大限に引き出すことを可能にすることにある。そ
して、順方向GTOサイリスタと逆方向GTOサイリスタの並
列数を等しくする必要がなく順，逆に必要なGTOサイリ
スタの並列数を任意に設定でき装置の小形化を可能にす
ることにある。
上記した課題を解決するために、この発明は、直流電
源と回生機能を有する直流負荷との間に、２つの逆阻止
形GTOサイリスタを順方向および逆方向に向けて互に並
列接続した回路とリアクトルを直列接続してなる順逆両
方向通電形アームと，順方向に向けた逆阻止形GTOサイ
リスタとリアクトルを直列接続してなる片方向通電形ア
ームとを並列に組み合せてなる両方向通電形半導体遮断
器を接続し、この半導体遮断器のすべてのGTOサイリス
タを同時にオンおよびオフすることにより前記直流電源
と直流負荷との間の両方向の電流を開閉するようにした
両方向通電形半導体遮断器の制御装置において、前記半
導体遮断器の投入状態で、この半導体遮断器を前記直流
負荷側から直流電源側へ逆方向の回生電流が流れるとき
には前記半導体遮断器の片方向通電形アームのGTOサイ
リスタをオフするようすることにより達成される。
源と回生機能を有する直流負荷との間に、２つの逆阻止
形GTOサイリスタを順方向および逆方向に向けて互に並
列接続した回路とリアクトルを直列接続してなる順逆両
方向通電形アームと，順方向に向けた逆阻止形GTOサイ
リスタとリアクトルを直列接続してなる片方向通電形ア
ームとを並列に組み合せてなる両方向通電形半導体遮断
器を接続し、この半導体遮断器のすべてのGTOサイリス
タを同時にオンおよびオフすることにより前記直流電源
と直流負荷との間の両方向の電流を開閉するようにした
両方向通電形半導体遮断器の制御装置において、前記半
導体遮断器の投入状態で、この半導体遮断器を前記直流
負荷側から直流電源側へ逆方向の回生電流が流れるとき
には前記半導体遮断器の片方向通電形アームのGTOサイ
リスタをオフするようすることにより達成される。
この発明は、半導体遮断器に逆方向の電流が流れる
と、負荷電流より極性を検出して制御回路より片方向通
電形アームのGTOサイリスタのゲートにオフパルスが与
えられて片方向通電形アームのGTOサイリスタはオフさ
せられる。これにより逆方向の負荷電流減衰時にアーム
間を流れる還流電流が阻止される。 また、負荷電流が逆方向から正方向に転じようとする
前、または転じた後に、前記した制御回路により片方向
通電形アームのGTOサイリスタのゲートにオンパルスが
与えられ、片方向通電形アームのGTOサイリスタがオン
されるので、負荷電流減衰時に両方向通電形アームと片
方向通電形アームとの間を流れる還流電流による遮断器
の遮断電流を最大限に引き出すことができ、順，逆に必
要なGTOサイリスタの並列数を任意に設定でき装置の小
形化を可能を達成することが可能となる。
と、負荷電流より極性を検出して制御回路より片方向通
電形アームのGTOサイリスタのゲートにオフパルスが与
えられて片方向通電形アームのGTOサイリスタはオフさ
せられる。これにより逆方向の負荷電流減衰時にアーム
間を流れる還流電流が阻止される。 また、負荷電流が逆方向から正方向に転じようとする
前、または転じた後に、前記した制御回路により片方向
通電形アームのGTOサイリスタのゲートにオンパルスが
与えられ、片方向通電形アームのGTOサイリスタがオン
されるので、負荷電流減衰時に両方向通電形アームと片
方向通電形アームとの間を流れる還流電流による遮断器
の遮断電流を最大限に引き出すことができ、順，逆に必
要なGTOサイリスタの並列数を任意に設定でき装置の小
形化を可能を達成することが可能となる。
第６図は、第１図に示す両方向通電形半導体遮断器に
おける本発明の実施例による逆方向の負荷電流減少時の
各部の動作波形図で、横軸は時間軸である。 第６図において、（イ）にはGTOサイリスタ７のオン
信号、（ロ）にはGTOサイリスタ８のオン信号、（ハ）
にはGTOサイリスタ９のオン信号、（ニ）には直流負荷2
0の電流i10、（ホ）には両方向通電形アーム３の電流
i3、（ヘ）には片方向通電形アーム４の電流i4、（ト）
には可変直流電源１の電圧E1、（チ）には回生電力発生
源２の電圧E2が示されている。また、L3,L4は各々電流
バランスリアクトル5,6のインダクタンス値を表す。L10
は直流負荷20におけるリアクトル10のインダクタンス値
を表す。 本発明の各部の動作を第１図，第６図を参照しながら
以下に説明する。 時刻t0においてGTOサイリスタ7,8,9はオフ状態にあ
り、負荷電流i10は零、可変直流電源１および回生電力
発生源２の電圧はE1＜E2の大小関係にある。 第６図（イ）〜（ハ）から分かるように、時刻t1に各
GTOサイリスタ7,8,9のゲートに同時にオンパルスが与え
られる。ここで主端子間P0−P1の電圧極性にあったGTO
サイリスタ８がオンする〔第６図（ホ）参照〕。負荷電
流は、 なる変化率で減少していく〔第６図（ニ）参照〕。GTO
サイリスタ８のオンと同時に逆方向の電流が流れ始める
ため、例えば周知の第７図のような制御回路により、片
方向通電形アーム４のGTOサイリスタ９のゲートのオン
パルスが取り除かれオフパルスが加えられる。ここで、
第７図は負荷電流に対応して片方向通電形アーム４のGT
Oサイリスタ９を制御する制御回路の一例を、第１図に
示される両方向通電形半導体遮断器の主回路接続図とと
もに示すブロック図である。第７図において、21は負荷
電流を検出する直流変流器であり、22は直流変流器の21
の検出出力信号の極性に対応する制御信号を出力する極
性判別回路であり、23は極性判別回路22の制御出力信号
に対応して、片方向形通電アーム４のGTOサイリスタ９
のゲートにゲートパルスを出力するゲート回路である。 時刻t2で可変直流電源１および回生電力発生源２の電
圧の大小関係が逆転すると（E1＞E2）、負荷電流i10は
ピーク逆電流IRPに達する。 リアクトル５には第３図に示す極性の誘起電圧が発生
する。したがって、GTOサイリスタ９には順方向電圧が
印加されるがGTOサイリスタ９のゲートには、オフパル
スが連続して加えられているためにGTOサイリスタ９は
オンしない。したがって、従来方式のように第３図に示
すループを流れる還流電流は発生しない。時刻t2より
負荷電流は、 なる変化率で増加していく。時刻t3になると負荷電流i
10は零に達する。このとき片方向通電形アーム４のGTO
サイリスタ９のゲートに、前記した制御回路からオンパ
ルスが与えられ、GTOサイリスタ９が再びオンする。し
たがって、両方向通電形アーム３を流れる電流i3は零よ
り、 なる変化率で増加していく。また、片方向通電形アーム
４を流れる電流i4も零より、 なる変化率で増加していく。時刻t4になると負荷電流i
10はILに達する。このとき片方向通電形アーム４を流れ
る電流は、 となり、また両方向通電形アーム３を流れる電流も、 と等しい。したがって、GTOサイリスタ7,8,9のゲートに
オフパルスを加えても従来のようにアーム間を流れる還
流電流による遮断電流の低下はなく、遮断器の遮断電流
を最大限に引き出すことができる。
おける本発明の実施例による逆方向の負荷電流減少時の
各部の動作波形図で、横軸は時間軸である。 第６図において、（イ）にはGTOサイリスタ７のオン
信号、（ロ）にはGTOサイリスタ８のオン信号、（ハ）
にはGTOサイリスタ９のオン信号、（ニ）には直流負荷2
0の電流i10、（ホ）には両方向通電形アーム３の電流
i3、（ヘ）には片方向通電形アーム４の電流i4、（ト）
には可変直流電源１の電圧E1、（チ）には回生電力発生
源２の電圧E2が示されている。また、L3,L4は各々電流
バランスリアクトル5,6のインダクタンス値を表す。L10
は直流負荷20におけるリアクトル10のインダクタンス値
を表す。 本発明の各部の動作を第１図，第６図を参照しながら
以下に説明する。 時刻t0においてGTOサイリスタ7,8,9はオフ状態にあ
り、負荷電流i10は零、可変直流電源１および回生電力
発生源２の電圧はE1＜E2の大小関係にある。 第６図（イ）〜（ハ）から分かるように、時刻t1に各
GTOサイリスタ7,8,9のゲートに同時にオンパルスが与え
られる。ここで主端子間P0−P1の電圧極性にあったGTO
サイリスタ８がオンする〔第６図（ホ）参照〕。負荷電
流は、 なる変化率で減少していく〔第６図（ニ）参照〕。GTO
サイリスタ８のオンと同時に逆方向の電流が流れ始める
ため、例えば周知の第７図のような制御回路により、片
方向通電形アーム４のGTOサイリスタ９のゲートのオン
パルスが取り除かれオフパルスが加えられる。ここで、
第７図は負荷電流に対応して片方向通電形アーム４のGT
Oサイリスタ９を制御する制御回路の一例を、第１図に
示される両方向通電形半導体遮断器の主回路接続図とと
もに示すブロック図である。第７図において、21は負荷
電流を検出する直流変流器であり、22は直流変流器の21
の検出出力信号の極性に対応する制御信号を出力する極
性判別回路であり、23は極性判別回路22の制御出力信号
に対応して、片方向形通電アーム４のGTOサイリスタ９
のゲートにゲートパルスを出力するゲート回路である。 時刻t2で可変直流電源１および回生電力発生源２の電
圧の大小関係が逆転すると（E1＞E2）、負荷電流i10は
ピーク逆電流IRPに達する。 リアクトル５には第３図に示す極性の誘起電圧が発生
する。したがって、GTOサイリスタ９には順方向電圧が
印加されるがGTOサイリスタ９のゲートには、オフパル
スが連続して加えられているためにGTOサイリスタ９は
オンしない。したがって、従来方式のように第３図に示
すループを流れる還流電流は発生しない。時刻t2より
負荷電流は、 なる変化率で増加していく。時刻t3になると負荷電流i
10は零に達する。このとき片方向通電形アーム４のGTO
サイリスタ９のゲートに、前記した制御回路からオンパ
ルスが与えられ、GTOサイリスタ９が再びオンする。し
たがって、両方向通電形アーム３を流れる電流i3は零よ
り、 なる変化率で増加していく。また、片方向通電形アーム
４を流れる電流i4も零より、 なる変化率で増加していく。時刻t4になると負荷電流i
10はILに達する。このとき片方向通電形アーム４を流れ
る電流は、 となり、また両方向通電形アーム３を流れる電流も、 と等しい。したがって、GTOサイリスタ7,8,9のゲートに
オフパルスを加えても従来のようにアーム間を流れる還
流電流による遮断電流の低下はなく、遮断器の遮断電流
を最大限に引き出すことができる。
逆阻止形GTOサイリスタを用いる場合には、ゲート順
電流通電時にGTOサイリスタに逆電圧が印加されると大
きな逆漏電流が流れ非常に大きな損失が発生し、GTOサ
イリスタを部分的に加熱し破壊する危険性があり、この
ような状態に曝されるようなことは避けなければいけな
い。そのため逆阻止形GTOサイリスタを逆並列に接続し
て用いた両方向通電形半導体遮断器においては、順，逆
GTOサイリスタを共通のゲート信号で同時に点弧及び消
弧することにより防止している。 順，逆方向のGTOサイリスタを並列接続し、更にそれ
にリアクトルを直列接続した両方向通電形アームと、順
方向のGTOサイリスタにリアクトルを直列接続しただけ
の片方向通電形アームとを組み合わせた回生機能を有す
る、例えば車両の直流電動機を負荷とする負荷電流を遮
断する両方向通電形半導体遮断器において、従来装置で
は逆方向の負荷電流減衰時に両方向通電形アームと片方
向形通電アームの間を流れる還流電流により遮断器の遮
断電流が低下するという問題があった。 この発明によれば、逆方向の負荷電流が流れると片方
向通電形アームGTOサイリスタのゲートにオフパルスを
与えて片方向通電形アームGTOサイリスタをオフさせる
ことにより前記した車両の回生時の逆方向の負荷電流減
衰時にアーム間を流れる還流電流を抑え、また負荷電流
が逆方向から正方向に転じようとする前、または転じた
後に片方向通電アームのGTOサイリスタをオンさせるこ
とにより、遮断器の遮断電流を最大限に引き出すことが
可能となる。 また順方向GTOサイリスタと逆方向GTOサイリスタの並
列数を等しくする必要がなく、順，逆必要なGTOサイリ
スタの並列数を任意に設定でき装置の小形化も可能とな
る。
電流通電時にGTOサイリスタに逆電圧が印加されると大
きな逆漏電流が流れ非常に大きな損失が発生し、GTOサ
イリスタを部分的に加熱し破壊する危険性があり、この
ような状態に曝されるようなことは避けなければいけな
い。そのため逆阻止形GTOサイリスタを逆並列に接続し
て用いた両方向通電形半導体遮断器においては、順，逆
GTOサイリスタを共通のゲート信号で同時に点弧及び消
弧することにより防止している。 順，逆方向のGTOサイリスタを並列接続し、更にそれ
にリアクトルを直列接続した両方向通電形アームと、順
方向のGTOサイリスタにリアクトルを直列接続しただけ
の片方向通電形アームとを組み合わせた回生機能を有す
る、例えば車両の直流電動機を負荷とする負荷電流を遮
断する両方向通電形半導体遮断器において、従来装置で
は逆方向の負荷電流減衰時に両方向通電形アームと片方
向形通電アームの間を流れる還流電流により遮断器の遮
断電流が低下するという問題があった。 この発明によれば、逆方向の負荷電流が流れると片方
向通電形アームGTOサイリスタのゲートにオフパルスを
与えて片方向通電形アームGTOサイリスタをオフさせる
ことにより前記した車両の回生時の逆方向の負荷電流減
衰時にアーム間を流れる還流電流を抑え、また負荷電流
が逆方向から正方向に転じようとする前、または転じた
後に片方向通電アームのGTOサイリスタをオンさせるこ
とにより、遮断器の遮断電流を最大限に引き出すことが
可能となる。 また順方向GTOサイリスタと逆方向GTOサイリスタの並
列数を等しくする必要がなく、順，逆必要なGTOサイリ
スタの並列数を任意に設定でき装置の小形化も可能とな
る。
第１図はこの発明の対象である両方向通電形半導体遮断
器の主回路接続図、第２図は従来方式の動作波形図、第
３図はリアクトル５の誘起電圧の極性と還流電流、第４
図は両方向通電形アームだけで構成された両方向通電形
半導体遮断器の主回路接続図、第５図はバランス抵抗を
アームに直列接続した両方向通電形半導体遮断器の主回
路接続図、第６図はこの発明の実施例を示す動作波形図
であり、第７図は負荷電流に対応して片方向通電形アー
ム４のGTOサイリスタ９を制御する制御回路の一例を示
すブロック図である。 1:可変直流電源、2:回生電力発生源、3:両方向通電形ア
ーム、4:逆方向通電形アーム、5,6:リアクトル、7:順方
向GTOサイリスタ、 8:逆方向GTOサイリスタ、9:順方向GTOサイリスタ、10:
リアクトル、20:直流負荷。
器の主回路接続図、第２図は従来方式の動作波形図、第
３図はリアクトル５の誘起電圧の極性と還流電流、第４
図は両方向通電形アームだけで構成された両方向通電形
半導体遮断器の主回路接続図、第５図はバランス抵抗を
アームに直列接続した両方向通電形半導体遮断器の主回
路接続図、第６図はこの発明の実施例を示す動作波形図
であり、第７図は負荷電流に対応して片方向通電形アー
ム４のGTOサイリスタ９を制御する制御回路の一例を示
すブロック図である。 1:可変直流電源、2:回生電力発生源、3:両方向通電形ア
ーム、4:逆方向通電形アーム、5,6:リアクトル、7:順方
向GTOサイリスタ、 8:逆方向GTOサイリスタ、9:順方向GTOサイリスタ、10:
リアクトル、20:直流負荷。
Claims (1)
- 【請求項１】直流電源と回生機能を有する直流負荷との
間に、２つの逆阻止形GTOサイリスタを順方向および逆
方向に向けて互に並列接続した回路とリアクトルを直列
接続してなる順逆両方向通電形アームと，順方向に向け
た逆阻止形GTOサイリスタとリアクトルを直列接続して
なる片方向通電形アームとを並列に組み合せてなる両方
向通電形半導体遮断器を接続し、この半導体遮断器のす
べてのGTOサイリスタを同時にオンおよびオフすること
により前記直流電源と直流負荷との間の両方向の電流を
開閉するようにした両方向通電形半導体遮断器の制御装
置において、前記半導体遮断器の投入状態で、この半導
体遮断器を前記直流負荷側から直流電源側へ逆方向の回
生電流が流れるときには前記半導体遮断器の片方向通電
形アームのGTOサイリスタをオフするようにしたことを
特徴とする両方向通電形半導体遮断器の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20016887A JP2647658B2 (ja) | 1987-08-11 | 1987-08-11 | 両方向通電形半導体遮断器の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20016887A JP2647658B2 (ja) | 1987-08-11 | 1987-08-11 | 両方向通電形半導体遮断器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6447268A JPS6447268A (en) | 1989-02-21 |
| JP2647658B2 true JP2647658B2 (ja) | 1997-08-27 |
Family
ID=16419926
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20016887A Expired - Lifetime JP2647658B2 (ja) | 1987-08-11 | 1987-08-11 | 両方向通電形半導体遮断器の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2647658B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7626840B2 (en) * | 2004-09-29 | 2009-12-01 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Parallel multiplex matrix converter |
| CN102074962B (zh) * | 2010-12-30 | 2014-12-31 | 中电普瑞科技有限公司 | 复合开关型分级式可控并联电抗器装置 |
-
1987
- 1987-08-11 JP JP20016887A patent/JP2647658B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6447268A (en) | 1989-02-21 |
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