JP2628327B2 - 特に、移動運搬具間および移動運搬具へのディジタル通信の方法と設備 - Google Patents
特に、移動運搬具間および移動運搬具へのディジタル通信の方法と設備Info
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 発明の背景 技術分野 この発明は、騒音および／または多重路の存在によっ
て乱される環境において、ディジタル形式でデータを放
送することに関する。これは、特に、移動受信器へのデ
ィジタル音放送に使用するのに適している。なぜなら、
音伝送が、シーケンスの繰返しを実際に不可能にし、そ
の結果伝送システムに高度の免疫を要求するからであ
る。
て乱される環境において、ディジタル形式でデータを放
送することに関する。これは、特に、移動受信器へのデ
ィジタル音放送に使用するのに適している。なぜなら、
音伝送が、シーケンスの繰返しを実際に不可能にし、そ
の結果伝送システムに高度の免疫を要求するからであ
る。
運搬具への放送、あるいは運搬具間の交信の困難は、
混乱させる現象に起因するが、それらの（周波数、振
幅、持続期間、…）特性は、現象の原因、用いられる周
波数帯域および受信区域で受信器を携行する運搬具の位
置によって、大いに変わる。
混乱させる現象に起因するが、それらの（周波数、振
幅、持続期間、…）特性は、現象の原因、用いられる周
波数帯域および受信区域で受信器を携行する運搬具の位
置によって、大いに変わる。
先行技術 受信を乱すものを制限するための、以下の様々の方法
が既に公知である。
が既に公知である。
伝送されたデータを繰返し、到達時に誤りを検出する
こと（および可能であれば、訂正すること）、これはた
とえ広い帯域を有していても、パルス化された騒音の影
響を制限する。
こと（および可能であれば、訂正すること）、これはた
とえ広い帯域を有していても、パルス化された騒音の影
響を制限する。
たたみ込み符号を提供する冗長度を用いてデータをコ
ード化すること、これは伝送された信号間の距離を増
し、受信の際の誤りの数を減じる。
ード化すること、これは伝送された信号間の距離を増
し、受信の際の誤りの数を減じる。
伝送された記号各々の持続期間を増すこと、これは、
もし単一の周波数が用いられるか、あるいは周波数の多
重化を要求するなら、すべての妨害に関して好ましい
が、最高速度を制限する（合衆国特許第2705795号）。
もし単一の周波数が用いられるか、あるいは周波数の多
重化を要求するなら、すべての妨害に関して好ましい
が、最高速度を制限する（合衆国特許第2705795号）。
いわゆる「周波数ジャンプ」放送をすることで、連続
する記号をかわるがわる数個の周波数で伝送することで
あり、１度にたった１つのみが用いられる、これはエコ
ーや周期的に起こる妨害の影響を減じる、なぜならそれ
らは限定された周波数範囲でのみ動作し、一方、それら
は連続的であるかもしれないからである。
する記号をかわるがわる数個の周波数で伝送することで
あり、１度にたった１つのみが用いられる、これはエコ
ーや周期的に起こる妨害の影響を減じる、なぜならそれ
らは限定された周波数範囲でのみ動作し、一方、それら
は連続的であるかもしれないからである。
データをインターレースすること、これは限定された
持続期間の妨害の影響を減じる。
持続期間の妨害の影響を減じる。
これらの解決のいずれも、時間−周波数空間の異なっ
た部分に対応する、様々な種類の妨害に影響される、受
信場所で、完全に満足できるものではない。都市環境で
の放送の際に、家庭あるいは産業に起因する多数の無線
電気エコーおよび妨害が存在するところで、そのような
状況は典型的に存在する。
た部分に対応する、様々な種類の妨害に影響される、受
信場所で、完全に満足できるものではない。都市環境で
の放送の際に、家庭あるいは産業に起因する多数の無線
電気エコーおよび妨害が存在するところで、そのような
状況は典型的に存在する。
発明の要約 この発明の目的は、移動受信器へのデータ放送の改善
にあり、より特定的に、多重路の存在のもとで、受信信
頼性を改善し、騒音の影響を減じることである。
にあり、より特定的に、多重路の存在のもとで、受信信
頼性を改善し、騒音の影響を減じることである。
この発明は、上記に要約された考えを用いるが、それ
らを独特の方法で組合わせ、それらを完全にして、この
組合せの１つの要素が除外されれば得られるものに比べ
て、非常に改善された信頼性を得る。
らを独特の方法で組合わせ、それらを完全にして、この
組合せの１つの要素が除外されれば得られるものに比べ
て、非常に改善された信頼性を得る。
この発明に係る、源よりデータを放送するための方法
は、ディジタルサンプルからなるデータを得るために、
情報をサンプリングし、変調記号Ａ（fi,tj）に導く冗
長符号を用いるビットをコード化し、前記記号を伝送
し、および記号をインターレースし、Ｍ個の放送周波数
あるいはサブチャネル（Ｍは１より大きい）にわたって
同時送信して、それらを平行に周波数ｆ−時間ｔの空間
で分散することを含む。この方法で、２つの連続する記
号Ａは、連続する時間で、同じ周波数チャネルでは決し
て伝送されない。
は、ディジタルサンプルからなるデータを得るために、
情報をサンプリングし、変調記号Ａ（fi,tj）に導く冗
長符号を用いるビットをコード化し、前記記号を伝送
し、および記号をインターレースし、Ｍ個の放送周波数
あるいはサブチャネル（Ｍは１より大きい）にわたって
同時送信して、それらを平行に周波数ｆ−時間ｔの空間
で分散することを含む。この方法で、２つの連続する記
号Ａは、連続する時間で、同じ周波数チャネルでは決し
て伝送されない。
記号の平行分布は、IEEEの通信に関する国際会議、19
85年、第661−665頁のヒロサキらの「直交して多重化さ
れたQAM技術に基づく、19,2Kビット秒音声帯域データモ
デム」に記載されているように、直交して多重化された
記号の平行伝送で達成されるかもしれない。しかしなが
ら、その方策のみでは不十分であろう。ヒロサキらの
「直交して多重化されるQAM技術を用いる進歩したグル
ープ帯域データモデム」（IEEEの通信に関する会報、第
COM−34巻第６号、1986年６月、第557−592頁）にも言
及がなされるであろう。
85年、第661−665頁のヒロサキらの「直交して多重化さ
れたQAM技術に基づく、19,2Kビット秒音声帯域データモ
デム」に記載されているように、直交して多重化された
記号の平行伝送で達成されるかもしれない。しかしなが
ら、その方策のみでは不十分であろう。ヒロサキらの
「直交して多重化されるQAM技術を用いる進歩したグル
ープ帯域データモデム」（IEEEの通信に関する会報、第
COM−34巻第６号、1986年６月、第557−592頁）にも言
及がなされるであろう。
この発明に係る記号の分布は、「多様性」、あるいは
所与の時間で、周波数ジャンプ放送する際に見出される
ものと全く異なる。単一ではなく、放送されるｎ個の要
素がある。この分布モードでは、伝送される各要素の持
続期間は、同じ速度に対し、上記Ｍで乗算され得る。こ
れは選択的な現象を減じることにより受信信頼性を改善
する。
所与の時間で、周波数ジャンプ放送する際に見出される
ものと全く異なる。単一ではなく、放送されるｎ個の要
素がある。この分布モードでは、伝送される各要素の持
続期間は、同じ速度に対し、上記Ｍで乗算され得る。こ
れは選択的な現象を減じることにより受信信頼性を改善
する。
たとえばビタビデコーダのような最大尤度デコーダ
（maximum likelihood decoder）に与えられた連続す
る記号相互間の（チャネルに関する）独立性は、システ
ムの最高の性能には欠くことができない。独立性は、こ
の発明に係るコード化に伴なって、（周波数と時間の）
２重のインターレースによって、得られる。
（maximum likelihood decoder）に与えられた連続す
る記号相互間の（チャネルに関する）独立性は、システ
ムの最高の性能には欠くことができない。独立性は、こ
の発明に係るコード化に伴なって、（周波数と時間の）
２重のインターレースによって、得られる。
受信されたメッセージの再構成は、時間ｔ＝TS.xの
間、要素を格納することを伴ない、TSは記号Ａに与えら
れた時間で、ｘはインターレース・アルゴリズムに関連
する全時間に相当する整数である。
間、要素を格納することを伴ない、TSは記号Ａに与えら
れた時間で、ｘはインターレース・アルゴリズムに関連
する全時間に相当する整数である。
周波数インターレースは、付加的な自由度を与え（記
号間干渉、すなわちISIの減少）、特定の同期配置を求
めず、これは単純化のために好ましい。受信器によるデ
ィインターレースは、記号を、コーダの出力で有してい
た順序に再配置することからなる。導入される冗長度
は、最大尤度に対する後の調査によって有利に選択を行
ない、すべての可能性あるモザイク（符号によって許容
されるモザイク）のいずれが実際に受信されるモザイク
に最も近いかを有利に決定する、決定のアルゴリズムを
提供することによって、受信器で用いられる。
号間干渉、すなわちISIの減少）、特定の同期配置を求
めず、これは単純化のために好ましい。受信器によるデ
ィインターレースは、記号を、コーダの出力で有してい
た順序に再配置することからなる。導入される冗長度
は、最大尤度に対する後の調査によって有利に選択を行
ない、すべての可能性あるモザイク（符号によって許容
されるモザイク）のいずれが実際に受信されるモザイク
に最も近いかを有利に決定する、決定のアルゴリズムを
提供することによって、受信器で用いられる。
この発明は、また上記方法を実行するための放送設備
を提供する。設備は、 ディジタルサンプルを与えるたたみ込みエンコーダ
と、コード化された記号を時間インターレースする手段
を有し、伝送チャネルのいくつかの路の使用を介して、
より長い伝送時間持続期間を、一般に異なった周波数で
各々に与える送信器と、 コード化された記号を回復し、たたみ込みによって形
成された格子図の最大尤度の路を決定することにより、
もとの二進シーケンスを評価するのに十分な時間にわた
ってそれらをストアするためのディインターレース手段
を有する受信器を含んでもよい。
を提供する。設備は、 ディジタルサンプルを与えるたたみ込みエンコーダ
と、コード化された記号を時間インターレースする手段
を有し、伝送チャネルのいくつかの路の使用を介して、
より長い伝送時間持続期間を、一般に異なった周波数で
各々に与える送信器と、 コード化された記号を回復し、たたみ込みによって形
成された格子図の最大尤度の路を決定することにより、
もとの二進シーケンスを評価するのに十分な時間にわた
ってそれらをストアするためのディインターレース手段
を有する受信器を含んでもよい。
なぜなら、番組プログラム（以下、単にプログラムと
称する）の全体のディジタルデータの流れは、Ｍ個の放
送サブチャネルにわたって（すなわち、Ｍ個の搬送波間
に）分布されるからである。しばしば、複数Ｌ個のプロ
グラムが、各々がＭ個の搬送波にわたって同時に放送さ
れる。それから、送信器は選択されたプログラムを受信
するために、Ｎ＝L.Mの搬送波間のＭ個の搬送波を処理
しなければならない。運搬具へのディジタルオーディオ
放送（DAB）の典型としてみなされるかもしれない例と
して、Ｌ＝16の立体プログラムが、8MHz広さのテレビジ
ョンチャンネルで、プログラムあたりＭ＝16の搬送波
で、秒あたり約２×200kビットの速さで同時に送られな
ければならないであろう。
称する）の全体のディジタルデータの流れは、Ｍ個の放
送サブチャネルにわたって（すなわち、Ｍ個の搬送波間
に）分布されるからである。しばしば、複数Ｌ個のプロ
グラムが、各々がＭ個の搬送波にわたって同時に放送さ
れる。それから、送信器は選択されたプログラムを受信
するために、Ｎ＝L.Mの搬送波間のＭ個の搬送波を処理
しなければならない。運搬具へのディジタルオーディオ
放送（DAB）の典型としてみなされるかもしれない例と
して、Ｌ＝16の立体プログラムが、8MHz広さのテレビジ
ョンチャンネルで、プログラムあたりＭ＝16の搬送波
で、秒あたり約２×200kビットの速さで同時に送られな
ければならないであろう。
特定の実施例において、同じプログラム専用の、Ｍ個
のサブチャネルの各々のための調整可能選択入力フィル
タが設けられた、１つの別個の復調器があり、サブチャ
ネルの数Ｍが大きいときは、かなり複雑になる。
のサブチャネルの各々のための調整可能選択入力フィル
タが設けられた、１つの別個の復調器があり、サブチャ
ネルの数Ｍが大きいときは、かなり複雑になる。
一方、選択のチャネルのディジタル伝送に伴なう問題
は（すなわち、伝送されるディジタル速度が、チャネル
のパルス応答の幅の逆より高い場合、それは典型的に約
５μｓである）、公知である。高度なスペクトル効果が
望まれる場合は、狭いスペクトルおよび広い自己相関機
能、記号のアルファベット、典型的にはOFDM（直交周波
数分割多重化）コード化を有する、が用いられる。
は（すなわち、伝送されるディジタル速度が、チャネル
のパルス応答の幅の逆より高い場合、それは典型的に約
５μｓである）、公知である。高度なスペクトル効果が
望まれる場合は、狭いスペクトルおよび広い自己相関機
能、記号のアルファベット、典型的にはOFDM（直交周波
数分割多重化）コード化を有する、が用いられる。
このような使用は、受信器によるDFTの使用が求めら
れる。その結果、その使用は、データ速度および多数の
比較的低いチャンネルを有するシステム、たとえば、C.
C.I.T.T.のV37勧告に記載の部分応答コード化技術の代
替としての、60−104kHz帯域でのデータ伝送のために限
られていた。この方法の記載は、様々な参照文献、たと
えばIEEE COM、第Com19巻第５号、1971年10月のS.B.ワ
インスタインらによる「ディスクリートフーリエ変換を
用いた周波数分割多重化によるデータ伝送」、およびIE
EE COM、第Com29巻第７号、1981年７月のヒロサキらに
よる「ディスクリートフーリエ変換を用いた直交して多
重化されたQAMシステム」に見出されるであろう。
れる。その結果、その使用は、データ速度および多数の
比較的低いチャンネルを有するシステム、たとえば、C.
C.I.T.T.のV37勧告に記載の部分応答コード化技術の代
替としての、60−104kHz帯域でのデータ伝送のために限
られていた。この方法の記載は、様々な参照文献、たと
えばIEEE COM、第Com19巻第５号、1971年10月のS.B.ワ
インスタインらによる「ディスクリートフーリエ変換を
用いた周波数分割多重化によるデータ伝送」、およびIE
EE COM、第Com29巻第７号、1981年７月のヒロサキらに
よる「ディスクリートフーリエ変換を用いた直交して多
重化されたQAMシステム」に見出されるであろう。
この発明のさらなる目的は、１ビット/Hzに近い、高
度なスペクトル効果を保持しながら、受信器のサブチャ
ネルの数に等しい多数の復調器を提供する必要を除くこ
とである。
度なスペクトル効果を保持しながら、受信器のサブチャ
ネルの数に等しい多数の復調器を提供する必要を除くこ
とである。
そのため、OQAMコード化が用いられ、同じプログラム
に相当するこれらＭ個のサブチャネル（およびこれらＭ
個のサブチャネルのみが）、DFTをすべての前記Ｍ個の
サブチャネルに与えることによって受信時に同時に復調
される方法が提供される。
に相当するこれらＭ個のサブチャネル（およびこれらＭ
個のサブチャネルのみが）、DFTをすべての前記Ｍ個の
サブチャネルに与えることによって受信時に同時に復調
される方法が提供される。
この発明の好ましい実施例において、上記方法に係る
データ放送のための設備は、 放送されるデータのサンプルから、各プログラム用の
ディジタル記号を与えるたたみ込みエンコーダと、記号
を時間インターレースし、同じプログラムの記号を、複
数個のサブチャル相互間で異なる周波数で分布するため
の手段を有する複数個のプログラムを放送する送信器を
含み、異なったプログラム専用の周波数がインターリー
ブされ、 ディインターレース手段と、特定のプログラムを、選
択されたプログラムに対応するそれらのサブチャネルに
のみ与えられるDFTに関して、同時に復調し選択するた
めの手段を有する送信器とを含む。
データ放送のための設備は、 放送されるデータのサンプルから、各プログラム用の
ディジタル記号を与えるたたみ込みエンコーダと、記号
を時間インターレースし、同じプログラムの記号を、複
数個のサブチャル相互間で異なる周波数で分布するため
の手段を有する複数個のプログラムを放送する送信器を
含み、異なったプログラム専用の周波数がインターリー
ブされ、 ディインターレース手段と、特定のプログラムを、選
択されたプログラムに対応するそれらのサブチャネルに
のみ与えられるDFTに関して、同時に復調し選択するた
めの手段を有する送信器とを含む。
この発明は、添付の図面とともに、例示のために与え
られた特定の実施例の以下の説明から、より理解される
であろう。
られた特定の実施例の以下の説明から、より理解される
であろう。
図面の簡単な説明 第１図は時間−周波数空間で伝送される連続してコー
ド化された記号の分布を示す概略図であり、 第２図は時間インターレースと周波数分布によって形
成された、伝送される記号の可能なモザイクを示し、 第３図はこの発明の方法を実行する概略的な送信図で
あり、 第４図は第３図と同様の受信図であり、 第５図および第６図は第３図と第４図の特定の実施例
に相当する図であり、 第７図はＬ個のプログラムを同時に伝送するために用
いられる周波数の可能な分布図で、Ｍ個のサブチャネル
の各々は異なる周波数を有しており、 第8A図および第8B図のDFTの使用に相当する図で、各
々、Ｌ＝８およびＭ＝４とＬ＝５およびＭ＝６であり、 第９図は別の受信器の一般的な配置のブロック図であ
る。
ド化された記号の分布を示す概略図であり、 第２図は時間インターレースと周波数分布によって形
成された、伝送される記号の可能なモザイクを示し、 第３図はこの発明の方法を実行する概略的な送信図で
あり、 第４図は第３図と同様の受信図であり、 第５図および第６図は第３図と第４図の特定の実施例
に相当する図であり、 第７図はＬ個のプログラムを同時に伝送するために用
いられる周波数の可能な分布図で、Ｍ個のサブチャネル
の各々は異なる周波数を有しており、 第8A図および第8B図のDFTの使用に相当する図で、各
々、Ｌ＝８およびＭ＝４とＬ＝５およびＭ＝６であり、 第９図は別の受信器の一般的な配置のブロック図であ
る。
詳細な説明 この発明の方法は、伝送のために、情報要素の分布
を、周波数において（周波数インターレースまたは周波
数分布）および時間において（時間インターレース）コ
ード化するステップを含む、一連のステップを必要とす
る。分布は第１図に示されるようである。
を、周波数において（周波数インターレースまたは周波
数分布）および時間において（時間インターレース）コ
ード化するステップを含む、一連のステップを必要とす
る。分布は第１図に示されるようである。
信号の連続するサンプルのディジタル化およびコード
化によって得られたディスクリートな要素、すなわち記
号Ａが格納され、その後、周波数f/時間ｔの空間に分布
される。第１図を参照すると、ｎ個のディスクリートな
要素Ａ（fi,tj）は、異なる周波数f1,…,fi,…,fMで、
同じ時間tjに同時に伝送され、各要素の伝送は時間TSに
わたって行なわれる。
化によって得られたディスクリートな要素、すなわち記
号Ａが格納され、その後、周波数f/時間ｔの空間に分布
される。第１図を参照すると、ｎ個のディスクリートな
要素Ａ（fi,tj）は、異なる周波数f1,…,fi,…,fMで、
同じ時間tjに同時に伝送され、各要素の伝送は時間TSに
わたって行なわれる。
第３図に見られるように、伝送されるべき２進要素
（ビット）αｋはまず、冗長度が現れる原因となるたた
み込みコード化を施される。このようなコード化は、歩
留り（入力における有効なビット数ｐと出力における対
応するビット数ｑとの割合）が１を下回ることを意味す
る。たとえば、歩留りＲ＝p/q＝1/2を有するコードが用
いられるかもしれず、この特定の場合について以下によ
り詳細に説明する。たたみ込みコードについてのさらな
る詳細については、たとえばシュ・リンらによる「誤り
制御コード化−基礎と応用」（プレンティスホール,197
9年）の「たたみ込みコード」（第287−314頁）という
論文が参照される。
（ビット）αｋはまず、冗長度が現れる原因となるたた
み込みコード化を施される。このようなコード化は、歩
留り（入力における有効なビット数ｐと出力における対
応するビット数ｑとの割合）が１を下回ることを意味す
る。たとえば、歩留りＲ＝p/q＝1/2を有するコードが用
いられるかもしれず、この特定の場合について以下によ
り詳細に説明する。たたみ込みコードについてのさらな
る詳細については、たとえばシュ・リンらによる「誤り
制御コード化−基礎と応用」（プレンティスホール,197
9年）の「たたみ込みコード」（第287−314頁）という
論文が参照される。
エンコーダ10は、ｐ個の入力ビットに対して、コード
化アルゴリズムの特性による遅延を伴って、ｑ個のビッ
トをｑ個の異なる出力を介して伝送する。
化アルゴリズムの特性による遅延を伴って、ｑ個のビッ
トをｑ個の異なる出力を介して伝送する。
次のステップは、時間および周波数のインターレース
を達成することからなる。エンコーダ10の歩留りが1/1
を下回る（たとえば1/2）ために、伝送されるべき出力
ビットＳの数は、入力ビットαｋの数よりも大きい。し
かしながら、十分な数のサブチャネルが利用可能であれ
ば、周波数インターレースにより、入力ビットαｋの持
続期間よりも長い期間TSにわたって各出力ビットＳを伝
送することが可能となる。
を達成することからなる。エンコーダ10の歩留りが1/1
を下回る（たとえば1/2）ために、伝送されるべき出力
ビットＳの数は、入力ビットαｋの数よりも大きい。し
かしながら、十分な数のサブチャネルが利用可能であれ
ば、周波数インターレースにより、入力ビットαｋの持
続期間よりも長い期間TSにわたって各出力ビットＳを伝
送することが可能となる。
第２図は、例示として、エンコーダ10から連続して供
給されるビットS1,S2,…の、４つのサブチャネルを介す
る異なる周波数での可能な時間および周波数の分布を示
し、その上方のラインは、周波数インターレースなしで
ビットＳに割当てられるであろう時間を示している。
給されるビットS1,S2,…の、４つのサブチャネルを介す
る異なる周波数での可能な時間および周波数の分布を示
し、その上方のラインは、周波数インターレースなしで
ビットＳに割当てられるであろう時間を示している。
Ｍ個のサブチャネル間の周波数インターレースおよび
分布はブロック12により実行される。
分布はブロック12により実行される。
伝送のために必要とされるスペクトル帯域を減じるた
め、周波数サブチャネル1,2,…,Mの各チャネルを介して
伝送されるビットは、エンコーダ14によってｋビットの
ブロックに分類され得る。その後、各チャネル上の連続
するブロックは、それぞれの搬送波周波数f1,…,fMで発
振器と関連する2kの状態を有する変調器16に与えられ
る。変調器の出力は、ベースバンドマルチプレクサ18を
駆動し、その出力は伝送アンテナに接続される。
め、周波数サブチャネル1,2,…,Mの各チャネルを介して
伝送されるビットは、エンコーダ14によってｋビットの
ブロックに分類され得る。その後、各チャネル上の連続
するブロックは、それぞれの搬送波周波数f1,…,fMで発
振器と関連する2kの状態を有する変調器16に与えられ
る。変調器の出力は、ベースバンドマルチプレクサ18を
駆動し、その出力は伝送アンテナに接続される。
第４図で概略的に示されている受信器は、Ｍ個の入力
チャネルを有しており、各々はf1ないしfMの周波数の１
つに集中させる幅FSの周波数フィルタを伴なう復調器22
と、A/D変換器24を有する。変換器の出力は、送信器に
与えられるメッセージのビットαｋの評価値 をディインターレースし与えるためのユニットに接続さ
れ、たたみ込みコードによって導入された冗長度を用い
る。
チャネルを有しており、各々はf1ないしfMの周波数の１
つに集中させる幅FSの周波数フィルタを伴なう復調器22
と、A/D変換器24を有する。変換器の出力は、送信器に
与えられるメッセージのビットαｋの評価値 をディインターレースし与えるためのユニットに接続さ
れ、たたみ込みコードによって導入された冗長度を用い
る。
A/D変換器24の下流に、予め定められたしきい値で受
信するサンプルを比較することによる「ハードな」検出
を使わず、「ソフトな」検出を使う決定論理を有する受
信器、すなわち最大尤度デコーダを用いるのが好まし
い。最大尤度デコーダによるソフトな検出は、予め定め
られたシーケンスの伝送の際に条件付で受信されるシー
ケンスの確率密度として規定される計量Γの最大値に相
当するＡ（fi,tj）のモザイクの後の調査を行なう論理
を利用する。そのため、各決定は、１より大きい記号Ａ
（fi,tj）が多数考慮された後で、なされる。記号の数
は用いられた符号により、たたみ込みコード化につい
て、それは符号の拘束長さによる。
信するサンプルを比較することによる「ハードな」検出
を使わず、「ソフトな」検出を使う決定論理を有する受
信器、すなわち最大尤度デコーダを用いるのが好まし
い。最大尤度デコーダによるソフトな検出は、予め定め
られたシーケンスの伝送の際に条件付で受信されるシー
ケンスの確率密度として規定される計量Γの最大値に相
当するＡ（fi,tj）のモザイクの後の調査を行なう論理
を利用する。そのため、各決定は、１より大きい記号Ａ
（fi,tj）が多数考慮された後で、なされる。記号の数
は用いられた符号により、たたみ込みコード化につい
て、それは符号の拘束長さによる。
このような受信器の最大尤度デコーダのために、いく
つかのタイプのアルゴリズム、特にビタビアルゴリズム
が用いられる。これはIEEE TRANS.Commun.Technol.第C
OM巻、1971年10月の「交信システムにおけるたたみ込み
符号とその性能」に説明されている。ビタビデコーダ
は、現在市場で入手可能である。
つかのタイプのアルゴリズム、特にビタビアルゴリズム
が用いられる。これはIEEE TRANS.Commun.Technol.第C
OM巻、1971年10月の「交信システムにおけるたたみ込み
符号とその性能」に説明されている。ビタビデコーダ
は、現在市場で入手可能である。
受信側の図は、第４図に示される種類のもので、受信
器に格納されたアルゴリズムによるブロック26によりデ
ィインターレースと、ブロック28による計量計算と、グ
ラフを介する最短の径路、すなわち計量の最大値に相当
する径路をブロック30により調査することとを、連続的
に含む。ここで、第４図のブロック28および30は、ビタ
ビデコーダすなわち最大尤度デコーダを構成する。
器に格納されたアルゴリズムによるブロック26によりデ
ィインターレースと、ブロック28による計量計算と、グ
ラフを介する最短の径路、すなわち計量の最大値に相当
する径路をブロック30により調査することとを、連続的
に含む。ここで、第４図のブロック28および30は、ビタ
ビデコーダすなわち最大尤度デコーダを構成する。
第５図および第６図を参照して、送信器および受信器
の概略的な構成が、以下のことを前提に、例示として挙
げられている。
の概略的な構成が、以下のことを前提に、例示として挙
げられている。
たたみ込み符号の歩留りはp/φ＝1/2、 最短路を決定するための格子は４つのノードを有し、
格子の各枝は２ビットでコード化されている、 伝送チャネルは周波数f1,f2,f3,f4でＭ＝４のサブチ
ャネルを有し、伝送チャネルの摂動に関し独立するよう
に十分に間隔があけられている、 各サブチャネルは２つのレベル（０と１）で変調され
る。
格子の各枝は２ビットでコード化されている、 伝送チャネルは周波数f1,f2,f3,f4でＭ＝４のサブチ
ャネルを有し、伝送チャネルの摂動に関し独立するよう
に十分に間隔があけられている、 各サブチャネルは２つのレベル（０と１）で変調され
る。
第５図を参照して、変調器は、出力32および34それぞ
れに、各情報ビットαｋに対して、２ビットを同時に与
える従来のたたみ込みエンコーダ10を含み、コード化ア
ルゴリズムは３つの連続した入力ビットで動作する。
れに、各情報ビットαｋに対して、２ビットを同時に与
える従来のたたみ込みエンコーダ10を含み、コード化ア
ルゴリズムは３つの連続した入力ビットで動作する。
使用されるたたみ込み符号は、インターレースアルゴ
リズムと同様、恐れがある妨害の形によって選択され、
事実、妨害は、時間−周波数表示で非常に異なった形状
を有するであろう。たとえば、レイリー減衰は選択され
た周波数および時間で、パルス化された騒音は広い周波
数帯域に応答するが、時間において局所に集中する。時
間および周波数インターレースは、チャネルの妨害に関
して、連続するサンプル相互間での独立を確立すること
により、偽の決定の確率を減じる。
リズムと同様、恐れがある妨害の形によって選択され、
事実、妨害は、時間−周波数表示で非常に異なった形状
を有するであろう。たとえば、レイリー減衰は選択され
た周波数および時間で、パルス化された騒音は広い周波
数帯域に応答するが、時間において局所に集中する。時
間および周波数インターレースは、チャネルの妨害に関
して、連続するサンプル相互間での独立を確立すること
により、偽の決定の確率を減じる。
輸送チャネルのビットの周波数インターレースは、４
つのサブチャネルへの分布のために装置36によって提供
され、これは第５図の２ビットから４ビットへの平行な
変換器によって概略的に示される。このように、エンコ
ーダ10の歩留りが1/2で４つの周波数サブチャネルが存
在する場合、時間インターレースは、分布装置36の出力
に配されたシフトレジスタ38を用いて、それぞれが予め
定められた値TSの倍数であり、かつそれぞれが入力デー
タαｋの期間の２倍の時間にわたって出力上に与えられ
た信号を保持する、時間τ1,τ２およびτ３だけオンラ
インビットをそれぞれ遅延することによって得られる。
つのサブチャネルへの分布のために装置36によって提供
され、これは第５図の２ビットから４ビットへの平行な
変換器によって概略的に示される。このように、エンコ
ーダ10の歩留りが1/2で４つの周波数サブチャネルが存
在する場合、時間インターレースは、分布装置36の出力
に配されたシフトレジスタ38を用いて、それぞれが予め
定められた値TSの倍数であり、かつそれぞれが入力デー
タαｋの期間の２倍の時間にわたって出力上に与えられ
た信号を保持する、時間τ1,τ２およびτ３だけオンラ
インビットをそれぞれ遅延することによって得られる。
示されるように、変調器はブロックコード化の回路を
含まず、変調は二元である。装置36の出力は、サブチャ
ネルの１つについては直接に、他のサブチャネルについ
ては別のレジスタ38を介して、各変調器16に与えられ、
それは各々f1,f2,f3あるいはf4の周波数で搬送波を受信
する。変調の型は、受信器の復調器が単純であるよう
に、たとえば包絡線検出あるいは差動型であれば有利で
ある。しかしながら、どんな振幅、位相あるいは周波数
変調も用いることができよう。
含まず、変調は二元である。装置36の出力は、サブチャ
ネルの１つについては直接に、他のサブチャネルについ
ては別のレジスタ38を介して、各変調器16に与えられ、
それは各々f1,f2,f3あるいはf4の周波数で搬送波を受信
する。変調の型は、受信器の復調器が単純であるよう
に、たとえば包絡線検出あるいは差動型であれば有利で
ある。しかしながら、どんな振幅、位相あるいは周波数
変調も用いることができよう。
受信器（第６図）は、従来の入力の下流に、送信器の
それと対照的なユニットである、増幅およびフィルタ段
階（図示せず）を含む。
それと対照的なユニットである、増幅およびフィルタ段
階（図示せず）を含む。
示されるように、各サブチャネルは以下で分割される
連続する時間でサンプルを与える復調器22を含む。
連続する時間でサンプルを与える復調器22を含む。
ここにおいて、 Ｄは有用な線形流量速度 P/qは符号の歩留り Ｍはサブチャネル（あるいは搬送波）の数である。
復調器の下流に位置される受信器のその部分は、一般
にディジタルで、各サブチャネルはA/D変換器24を含
み、たとえば、３ビットワードとしてコード化されたサ
ンプルを時間ディインターレース回路26に与える。この
回路は、３つのシフトレジスタ42で形成され、伝送の
際、対応のサブチャネルに与えられたそれらを補間する
遅延を引き起こす。この特定のインターレースの場合に
おいて、レジスタ42は、平行伝送のため、同期して自動
的に動作する。
にディジタルで、各サブチャネルはA/D変換器24を含
み、たとえば、３ビットワードとしてコード化されたサ
ンプルを時間ディインターレース回路26に与える。この
回路は、３つのシフトレジスタ42で形成され、伝送の
際、対応のサブチャネルに与えられたそれらを補間する
遅延を引き起こす。この特定のインターレースの場合に
おいて、レジスタ42は、平行伝送のため、同期して自動
的に動作する。
周波数ディインターレース回路40は、たたみ込みエン
コーダによってコード化されたメッセージを表わすが、
騒音によって影響されないサンプルを、４つの平行な出
力に同時に与えるための配線されたアレイからなる。
コーダによってコード化されたメッセージを表わすが、
騒音によって影響されないサンプルを、４つの平行な出
力に同時に与えるための配線されたアレイからなる。
３つのビットワードとしてコード化されたサンプル
は、計算のため提供された計量コンピュータユニット28
に与えられ、４つの相関計量の２倍が、格子の２つの連
続する枝に決定信号を与える。
は、計算のため提供された計量コンピュータユニット28
に与えられ、４つの相関計量の２倍が、格子の２つの連
続する枝に決定信号を与える。
いずれの時kTも、最大尤度デコーダとしてのビタビデ
コーダは、最大計量（相関）の基準を基にして、格子の
ノードに集結するたった１つの路のみ保持する。ビタビ
アルゴリズムを適用する決定回路30は、評価された二元
要素 を与える。数100のｋビット/sの率に対して、マイクロ
コンピュータが、そのソフトウェアがリアルタイムでビ
タビアルゴリズムを適用する最大尤度デコーダとしての
機能28および30を実現するために用いられるかもしれな
い。
コーダは、最大計量（相関）の基準を基にして、格子の
ノードに集結するたった１つの路のみ保持する。ビタビ
アルゴリズムを適用する決定回路30は、評価された二元
要素 を与える。数100のｋビット/sの率に対して、マイクロ
コンピュータが、そのソフトウェアがリアルタイムでビ
タビアルゴリズムを適用する最大尤度デコーダとしての
機能28および30を実現するために用いられるかもしれな
い。
多数の他の実施例が可能である。搬送波相互間の非相
関は、搬送波相互間の最小距離を要求することが認めら
れるであろう。この解決は、数個の別々の伝送チャネル
が設けられた際に、実行が特に容易であり、異なったチ
ャネルに相当する周波数をインターリーブするのは自然
である。
関は、搬送波相互間の最小距離を要求することが認めら
れるであろう。この解決は、数個の別々の伝送チャネル
が設けられた際に、実行が特に容易であり、異なったチ
ャネルに相当する周波数をインターリーブするのは自然
である。
このような周波数インターリーブで複数個のプログラ
ムの同時の伝送に対応するこの発明の他の実施例が説明
される前に、Ｌ個のプログラム相互間のサブチャネルの
可能な分布を示す第７図について言及しなければならな
いであろう。
ムの同時の伝送に対応するこの発明の他の実施例が説明
される前に、Ｌ個のプログラム相互間のサブチャネルの
可能な分布を示す第７図について言及しなければならな
いであろう。
8MHz広さのテレビジョン放送チャネルにおいて、31.2
5kHzの相互の距離でＮ＝256の搬送波を位置するのは可
能である。第１のプログラムに充当されるＭ個の周波数
ｆ1,1;f2,1；…ｆM,1スペクトル内に一様に分布された
Ｎ個の周波数から選択され、狭い周波数帯域を有する騒
音に対する免疫を増すために他のプログラムに充当され
た周波数でインターレースされている。通例、受信フィ
ルタ応答のエッジの限られたスチフネスに伴なう問題の
ため、実際に用いられる搬送波の数は、一般に256より
少ない。たとえば、Ｍ＝14の搬送波が16のプログラム各
々に充当されるであろう。そのような分布で、得られる
256の周波数のうち224の周波数のみが用いられる。
5kHzの相互の距離でＮ＝256の搬送波を位置するのは可
能である。第１のプログラムに充当されるＭ個の周波数
ｆ1,1;f2,1；…ｆM,1スペクトル内に一様に分布された
Ｎ個の周波数から選択され、狭い周波数帯域を有する騒
音に対する免疫を増すために他のプログラムに充当され
た周波数でインターレースされている。通例、受信フィ
ルタ応答のエッジの限られたスチフネスに伴なう問題の
ため、実際に用いられる搬送波の数は、一般に256より
少ない。たとえば、Ｍ＝14の搬送波が16のプログラム各
々に充当されるであろう。そのような分布で、得られる
256の周波数のうち224の周波数のみが用いられる。
この発明の方法を実行するために、たとえば従来のOQ
AM変調のような特定の変調技術が選択され、DFTを用い
る同じプログラムに相当するこれらすべての搬送波を同
時に復調するために、解決が見出されるべきである（他
の搬送波では必ずしもない）。
AM変調のような特定の変調技術が選択され、DFTを用い
る同じプログラムに相当するこれらすべての搬送波を同
時に復調するために、解決が見出されるべきである（他
の搬送波では必ずしもない）。
２つの局面が続けて説明されるであろう。
1.OQAM変調がデータ伝送のために用いられ、この変調は
第５図の変調器16によって実行される。なお、このOQAM
変調そのものは従来の技術であってこの発明の一部では
ないが、ここでは変調技術の細部について説明して本発
明に係る復調技術を導入する目的で、理論的展開につい
て触れることとする。実行は、既に述べたワインスタイ
ンの記事によって説明されたようであろう。各基本記号
ｆ（ｔ）は、2Nビットを要求し、復調は以下のように規
定される、 ここにおいて、 fk＝f0＋k/NT △は、２つの連続する記号間の静止期間である。
第５図の変調器16によって実行される。なお、このOQAM
変調そのものは従来の技術であってこの発明の一部では
ないが、ここでは変調技術の細部について説明して本発
明に係る復調技術を導入する目的で、理論的展開につい
て触れることとする。実行は、既に述べたワインスタイ
ンの記事によって説明されたようであろう。各基本記号
ｆ（ｔ）は、2Nビットを要求し、復調は以下のように規
定される、 ここにおいて、 fk＝f0＋k/NT △は、２つの連続する記号間の静止期間である。
もし、TS＝Δ＋NTが１つの記号に必要とされる持続時
間であれば、伝送される信号は以下のように書けるであ
ろう、 式（１）のデータａ（ｋ）およびｂ（ｋ）は、指数ｐ
の関数である。
間であれば、伝送される信号は以下のように書けるであ
ろう、 式（１）のデータａ（ｋ）およびｂ（ｋ）は、指数ｐ
の関数である。
伝送チャネルが伝送関数Ｈ（ｆ）を有し、そのパルス
応答がΔより小さいサポートを有しているなら、チャネ
ルの信号に対する貢献は、以下のように書けるであろ
う、 ｈ（ｔ）＝０、なぜならｔ＜０およびｔ＞Δ。
応答がΔより小さいサポートを有しているなら、チャネ
ルの信号に対する貢献は、以下のように書けるであろ
う、 ｈ（ｔ）＝０、なぜならｔ＜０およびｔ＞Δ。
すなわち、ｐ−１およびｐの番号が付された記号間の
干渉は、Δに等しいあるいはより短い持続時間の間のみ
後者に影響する。ISIを吸収するためのみの、および有
用な時間間隔［0,NT］を保護するための時間間隔［−
Δ,0］は無視されるであろう。
干渉は、Δに等しいあるいはより短い持続時間の間のみ
後者に影響する。ISIを吸収するためのみの、および有
用な時間間隔［0,NT］を保護するための時間間隔［−
Δ,0］は無視されるであろう。
ｐ＝０に対して、持続時間［0,NT］の間受信器によっ
て受信された信号ｘ（ｔ）は、以下のように書かれるで
あろう、 式（２）において、 ρｋ exp（ｊφｋ）は周波数fkにおけるチャネルの応
答であり、 φｋはラインによって導入された位相シフトであり、 ρｋは予め定められた係数である。
て受信された信号ｘ（ｔ）は、以下のように書かれるで
あろう、 式（２）において、 ρｋ exp（ｊφｋ）は周波数fkにおけるチャネルの応
答であり、 φｋはラインによって導入された位相シフトであり、 ρｋは予め定められた係数である。
今、変数Ｘ（ｋ）が以下のように規定されれば、 Ｘ（ｋ） ＝［ａ（ｋ）＋ｊ ｂ（ｋ）］ρｋ exp（ｊφｋ）
（３） そうすると、 （Reは真の部分を指定する） なぜなら、０≦ｔ≦NTである。
（３） そうすると、 （Reは真の部分を指定する） なぜなら、０≦ｔ≦NTである。
復調方法は、受信された信号ｘ（ｔ）から連続する値
Ｘ（ｋ）を復元すべきである。単純化のために、その連
続番号がｐ＝０である基本記号ｓの復調方法が考慮され
るであろう。同じ動作が、連続時間間隔TSで繰返される
べきである。時間間隔［−Δ,0］は無視されるかもしれ
ない。しかしながら、ΔはTSと比較して小さいままでな
ければならない、なぜなら、それは伝送された電力の無
用の消費に相当するからである。
Ｘ（ｋ）を復元すべきである。単純化のために、その連
続番号がｐ＝０である基本記号ｓの復調方法が考慮され
るであろう。同じ動作が、連続時間間隔TSで繰返される
べきである。時間間隔［−Δ,0］は無視されるかもしれ
ない。しかしながら、ΔはTSと比較して小さいままでな
ければならない、なぜなら、それは伝送された電力の無
用の消費に相当するからである。
2.復調は、受信した信号ｘ（ｔ）を、周波数f0＋（1/
2）・Ｔ（Ｔはビット周波数）において、すなわちサブ
チャネルの中心周波数において、２つの直角搬送波に投
射することにより、行なわれる。以下、第8A図および第
8B図を参照して、復調動作について説明するが、これら
の第8A図および第8B図は、第６図のブロック28内の前段
部分における、後述する「バタフライ」回路によって実
現されることに留意すべきである。
2）・Ｔ（Ｔはビット周波数）において、すなわちサブ
チャネルの中心周波数において、２つの直角搬送波に投
射することにより、行なわれる。以下、第8A図および第
8B図を参照して、復調動作について説明するが、これら
の第8A図および第8B図は、第６図のブロック28内の前段
部分における、後述する「バタフライ」回路によって実
現されることに留意すべきである。
２つの直角搬送波上の複合信号（ｔ）は、以下のよ
うに書かれるであろう、 信号ｘ（ｔ）が、ビット周波数1/Tでサンプル化され
れば、連続するサンプルｘ（nT）は以下のように求めら
れる、 等式（５）は変数を変えることによって異なった形で
書くことができるであろう、 ｘ（ｎ）＝［−１）n/N］・（nT） そうすると、 すなわち、 ［ｘ（ｎ）］＝DFT-1［Ｘ（ｋ）］ これは以下のようにも書けるであろう、 この発明によれば、DFTは受信器における復調のため
の記号の持続期間TSの間、多くのサンプルを表わす、Ｎ
個の複合点に与えられない。もし、伝送された信号が各
々がＭ個の搬送波であるＬ個のプログラムからなるとす
れば、得られる結果は、Ｎ個の搬送波のうちのＭ個の搬
送波へのDFTのみからなる。プログラム選択は、従ってD
FTのデシメーションに用いられる。
うに書かれるであろう、 信号ｘ（ｔ）が、ビット周波数1/Tでサンプル化され
れば、連続するサンプルｘ（nT）は以下のように求めら
れる、 等式（５）は変数を変えることによって異なった形で
書くことができるであろう、 ｘ（ｎ）＝［−１）n/N］・（nT） そうすると、 すなわち、 ［ｘ（ｎ）］＝DFT-1［Ｘ（ｋ）］ これは以下のようにも書けるであろう、 この発明によれば、DFTは受信器における復調のため
の記号の持続期間TSの間、多くのサンプルを表わす、Ｎ
個の複合点に与えられない。もし、伝送された信号が各
々がＭ個の搬送波であるＬ個のプログラムからなるとす
れば、得られる結果は、Ｎ個の搬送波のうちのＭ個の搬
送波へのDFTのみからなる。プログラム選択は、従ってD
FTのデシメーションに用いられる。
DFTの有効な使用のために、公知のFFTアルゴリズムの
１つが用いられる。もし、FFに用いられる通常の表記が
用いられるなら、 Ｗ＝exp（−2jπ/n） そこで、FFTは次のように書けるであろう、 計算回路あるいはプログラムの構造は、以下のような
連続する２つの段階への分解から直接に現われる。この
ような分解に対して、以下の記号が用いられるであろ
う、 ｋ＝lr＋ｓ、ここにおいてｓはｌ個のプログラムのうち
の処理されたプログラムの連続番号であり、ｓ＝０ない
しｓ＝ｌ−１の範囲で変わり、ｒは搬送波の連続番号
で、０ないしＭ−１の範囲で変わり、 ｎ＝Ml＋ｍ、すなわち、ｎはＭによる割算の整数の商ｌ
と余ｍを用いて規定されるであろう。
１つが用いられる。もし、FFに用いられる通常の表記が
用いられるなら、 Ｗ＝exp（−2jπ/n） そこで、FFTは次のように書けるであろう、 計算回路あるいはプログラムの構造は、以下のような
連続する２つの段階への分解から直接に現われる。この
ような分解に対して、以下の記号が用いられるであろ
う、 ｋ＝lr＋ｓ、ここにおいてｓはｌ個のプログラムのうち
の処理されたプログラムの連続番号であり、ｓ＝０ない
しｓ＝ｌ−１の範囲で変わり、ｒは搬送波の連続番号
で、０ないしＭ−１の範囲で変わり、 ｎ＝Ml＋ｍ、すなわち、ｎはＭによる割算の整数の商ｌ
と余ｍを用いて規定されるであろう。
予め定められたプログラムはｓの特定の値に対応し、
1/MTの相互間隔のＭ個の搬送波に相当し、その各々は異
なった値ｒを有する。
1/MTの相互間隔のＭ個の搬送波に相当し、その各々は異
なった値ｒを有する。
そこで、Ｘはｓおよびｒの関数として以下のように書
けるであろう、 式の第２の部分は、 で始まるが、ｑ（s,m）で指定されるであろう。もし、
プログラム選択が変換の後に実行されたなら、Ｌ個の点
のＭ個のDFTで計算されなければならないであろう。し
かしながら、１度に１つのプログラムを保持することで
十分なので、関数ｑ（s,m）はｍのみの関数である、な
ぜならｓの単一の値に対応するからである。異なる値ｑ
（s,m）の計算は、Ｎ個の複合乗算のみで得られる。こ
のような乗算のいくつかは自明であろう。
けるであろう、 式の第２の部分は、 で始まるが、ｑ（s,m）で指定されるであろう。もし、
プログラム選択が変換の後に実行されたなら、Ｌ個の点
のＭ個のDFTで計算されなければならないであろう。し
かしながら、１度に１つのプログラムを保持することで
十分なので、関数ｑ（s,m）はｍのみの関数である、な
ぜならｓの単一の値に対応するからである。異なる値ｑ
（s,m）の計算は、Ｎ個の複合乗算のみで得られる。こ
のような乗算のいくつかは自明であろう。
ｑは公知であるので、Ｘは、Ｍ個の点のみにわたる、
因数Wmsおよび１つのDFRによるＭ個の乗算で得られるで
あろう。もし、Ｍが因数の積として書くことが可能であ
る値であれば、後者の演算は、通常のFFTアルゴリズム
の１つを用いて実行されるであろう。第8A図を参照し
て、Ｍ＝４の搬送波およびＬ＝８のプログラムの方法が
説明される。その場合、Ｌは電力に対して２に等しく、
計算のシーケンスは直ちに現われる。第１の段階は、ｘ
というすべてのｍ個のサンプル化された値上の「バタフ
ライ」を用いる。各バタフライは、加算、減算および複
合乗算を２つの入力値で行ない、２つの出力値を与える
演算子である。N/2＝16のバタフライが第8A図の例の第
１の段階で必要とされ、それらはRAMの予め定められた
アドレスに書込まれる結果を提供する。
因数Wmsおよび１つのDFRによるＭ個の乗算で得られるで
あろう。もし、Ｍが因数の積として書くことが可能であ
る値であれば、後者の演算は、通常のFFTアルゴリズム
の１つを用いて実行されるであろう。第8A図を参照し
て、Ｍ＝４の搬送波およびＬ＝８のプログラムの方法が
説明される。その場合、Ｌは電力に対して２に等しく、
計算のシーケンスは直ちに現われる。第１の段階は、ｘ
というすべてのｍ個のサンプル化された値上の「バタフ
ライ」を用いる。各バタフライは、加算、減算および複
合乗算を２つの入力値で行ない、２つの出力値を与える
演算子である。N/2＝16のバタフライが第8A図の例の第
１の段階で必要とされ、それらはRAMの予め定められた
アドレスに書込まれる結果を提供する。
第２の段階において、バタフライは第１の段階のすべ
ての結果には与えられず、受信されるプログラムに対応
するメモリ位置に記憶されたものにのみ与えられる。そ
こで、８つの演算子のみが２つの段階で必要である（事
実、それらは第１の段階で用いられるものと同じであ
り、交互に動作するであろう）。計算のさらなる段階が
実行される。第8A図で太線で示されたフレームに示され
るそれらの演算のみが必要である。出力として、４つの
必要な値X2,X10,X18およびX26が得られる。必要な演算
子の総数は、16＋８＋４＋２＋２にすぎない。
ての結果には与えられず、受信されるプログラムに対応
するメモリ位置に記憶されたものにのみ与えられる。そ
こで、８つの演算子のみが２つの段階で必要である（事
実、それらは第１の段階で用いられるものと同じであ
り、交互に動作するであろう）。計算のさらなる段階が
実行される。第8A図で太線で示されたフレームに示され
るそれらの演算のみが必要である。出力として、４つの
必要な値X2,X10,X18およびX26が得られる。必要な演算
子の総数は、16＋８＋４＋２＋２にすぎない。
FFTアルゴリズムの中で、電力に対する２に等しいＮ
の値を基にしたものを使えば、有利であろう。それは、
繰返しの多い構造を用いることを可能にする、たとえば
配線された演算子を実行するのに適合される基数２ある
いは４である。
の値を基にしたものを使えば、有利であろう。それは、
繰返しの多い構造を用いることを可能にする、たとえば
配線された演算子を実行するのに適合される基数２ある
いは４である。
次に、第8B図を参照して、各々がＭ＝６の搬送波に対
応する、Ｌ＝５のプログラムの中から１つのプログラム
を選ぶ部分的DFTが図示さている。再び、その選択はDFT
の間のデシメーションに基づいて得られるので、入力に
おける有用な周波数をフィルタする必要はない。
応する、Ｌ＝５のプログラムの中から１つのプログラム
を選ぶ部分的DFTが図示さている。再び、その選択はDFT
の間のデシメーションに基づいて得られるので、入力に
おける有用な周波数をフィルタする必要はない。
再び、式（７）を参照して、従来の計算の方策は、ｑ
（s,m）の値が５つの点でＭ＝６で計算されることを求
めるであろう。この発明によれば、ｓの単一の値が考慮
されることになっているので（たとえば、ｓ＝３）、ｑ
（3,m）の所要の値は、第8B図の第１の計算段階で示さ
れているように、５つの点の６つのDFT各々の間に、Ｎ
個の複合乗算のみで得られる。Ｍ個の結果は、「くるく
る回る」因数と呼ばれる因数Wmsで乗算される。最後
に、１つのDFTがＭ個の点においてのみ実行されること
になっている。Ｍが因数の積として、Ｍ＝２×３として
書かれている、第8B図で図示されているように、演算
は、まず、２つの点において、それから３つの点におい
て、２つの連続するFFTを用いて実行される。プログラ
ム選択のための連続する計算動作は、やはり、太線枠内
に含まれるもののみである。
（s,m）の値が５つの点でＭ＝６で計算されることを求
めるであろう。この発明によれば、ｓの単一の値が考慮
されることになっているので（たとえば、ｓ＝３）、ｑ
（3,m）の所要の値は、第8B図の第１の計算段階で示さ
れているように、５つの点の６つのDFT各々の間に、Ｎ
個の複合乗算のみで得られる。Ｍ個の結果は、「くるく
る回る」因数と呼ばれる因数Wmsで乗算される。最後
に、１つのDFTがＭ個の点においてのみ実行されること
になっている。Ｍが因数の積として、Ｍ＝２×３として
書かれている、第8B図で図示されているように、演算
は、まず、２つの点において、それから３つの点におい
て、２つの連続するFFTを用いて実行される。プログラ
ム選択のための連続する計算動作は、やはり、太線枠内
に含まれるもののみである。
部分DFTの結果は、上記式（６）に対応するＭ個の複
合番号Ｘ（ｋ）からなり、ｋ＝Lr＋ｓで、ここにおいて
ｒは０ないしＮ−１に変化する整数であり、ｓは選択さ
れたプログラムの連続番号である。
合番号Ｘ（ｋ）からなり、ｋ＝Lr＋ｓで、ここにおいて
ｒは０ないしＮ−１に変化する整数であり、ｓは選択さ
れたプログラムの連続番号である。
すなわち、 Ｘ（ｋ）＝［ａ（ｋ）＋ib（ｋ）］ρkexp（ｉφｋ） ここにおいて、ａおよびｂは、等式（１）において既
に述べられた項で、ρｋ exp（ｉφｋ）は、周波数fk
におけるチャネルの応答である。
に述べられた項で、ρｋ exp（ｉφｋ）は、周波数fk
におけるチャネルの応答である。
ρｋの時間変数は、常に記号の持続期間TSと比較して
遅く、したがって位相φｋは、従来の学習手順を用いて
得られ、コヒーレントな復調が用いられるであろう。
遅く、したがって位相φｋは、従来の学習手順を用いて
得られ、コヒーレントな復調が用いられるであろう。
差動復調も用いられるかもしれない。しかしながら、
変調が４つの位相を使用したときには、より効果的では
ない。他方、２つの位相のみを扱う際には、差動復調は
満足すべき結果を与える。しかしながら、２つの位相の
みの使用がスペクトル効果への不利な影響を有する。
変調が４つの位相を使用したときには、より効果的では
ない。他方、２つの位相のみを扱う際には、差動復調は
満足すべき結果を与える。しかしながら、２つの位相の
みの使用がスペクトル効果への不利な影響を有する。
exp.（ｊφｋ）の乗算は、因数ρｋで乗じられた送信
されたデータａおよびｂを提供する。
されたデータａおよびｂを提供する。
乗算の結果から真のデータを得るために、評価および
決定の手続が実行される。性能を増すために、自己訂正
符号および上記の「ソフトな」決定を用いるのがさらに
好ましい。
決定の手続が実行される。性能を増すために、自己訂正
符号および上記の「ソフトな」決定を用いるのがさらに
好ましい。
既に上記で述べたように、時間−周波数インターレー
スは、受信されたサンプルの最大の相互独立性を提供す
る。ソフトな復号とインターレースの組合わせは（ブロ
ック単位で、たたみ込みあるいは擬ランダムであろ
う）、特定の周波数におけるフェーディングのための、
グループ化された誤りを実質的に除く。
スは、受信されたサンプルの最大の相互独立性を提供す
る。ソフトな復号とインターレースの組合わせは（ブロ
ック単位で、たたみ込みあるいは擬ランダムであろ
う）、特定の周波数におけるフェーディングのための、
グループ化された誤りを実質的に除く。
この発明の実行のため、第３図および第５図のそれと
実質的に同様の送信器が、QAM用にされたものではある
が、用いられるかもしれない。
実質的に同様の送信器が、QAM用にされたものではある
が、用いられるかもしれない。
受信器は、第９図のブロックの形で図示された構造を
持っているかもしれない。それは、中間周波数IFで信号
を与える従来の入力段階を含む。デコーダ10は、その帯
域幅が、Ｎ個の放送搬送波のセットに必要とされる全ス
ペクトルに対応する、通過域フィルタからなる、チャネ
ルフィルタ12を有する。
持っているかもしれない。それは、中間周波数IFで信号
を与える従来の入力段階を含む。デコーダ10は、その帯
域幅が、Ｎ個の放送搬送波のセットに必要とされる全ス
ペクトルに対応する、通過域フィルタからなる、チャネ
ルフィルタ12を有する。
フィルタ12の出力信号は、チャネルの中央周波数で、
２つの直角搬送波上に放出される。その周波数は、第１
の乗算器16aの入力の１つを直接駆動し、もう１つの乗
算器16bの入力を移相器18を介して駆動する、発振器14
によって与えられる。２つの乗算器は、フィルタ12の出
力信号を受信する。各乗算器の出力は、FFT計算回路22
に与えられるサンプルを与えるアナログ／ディジタル変
換器20aあるいは20bに与えられる。手動制御されるスイ
ッチ手段（図示せず）が設けられたプログラム選択回路
は、回路22に関係し、サンプルのアドレスを与え、その
計算が、中間結果を回路22に記憶するメモリで実行され
るべきである。選択されたサンプルは、位相評価と復調
のために、学習回路26に与えられる。その回路は、市場
で入手可能な集積回路、たとえばTMS320からなっている
であろう。４ビットのワードとして得られる、データ28
は、ディインターレース回路30に与えられ、次いでビタ
ビデコーダ32に与えられるが、これは第６図を参照して
説明されたものと同様であろう。
２つの直角搬送波上に放出される。その周波数は、第１
の乗算器16aの入力の１つを直接駆動し、もう１つの乗
算器16bの入力を移相器18を介して駆動する、発振器14
によって与えられる。２つの乗算器は、フィルタ12の出
力信号を受信する。各乗算器の出力は、FFT計算回路22
に与えられるサンプルを与えるアナログ／ディジタル変
換器20aあるいは20bに与えられる。手動制御されるスイ
ッチ手段（図示せず）が設けられたプログラム選択回路
は、回路22に関係し、サンプルのアドレスを与え、その
計算が、中間結果を回路22に記憶するメモリで実行され
るべきである。選択されたサンプルは、位相評価と復調
のために、学習回路26に与えられる。その回路は、市場
で入手可能な集積回路、たとえばTMS320からなっている
であろう。４ビットのワードとして得られる、データ28
は、ディインターレース回路30に与えられ、次いでビタ
ビデコーダ32に与えられるが、これは第６図を参照して
説明されたものと同様であろう。
要素14−20からなる復調器は、従来の型のものであっ
てよい。発振器14はサーボ制御されてもよいし、あるい
は周波数交差がアナログ／ディジタル変換の後に、FFT
の直前のベース帯域における複合乗算によって実行され
てもよい。後者の解決は、LSI回路が用いられれば有利
である。このような復調ユニットを説明する文書の一例
として、トロントにおけるICC86会議の会報の、バチェ
ッティらによる「64QAM無線システムにおける全ディジ
タル適応等価」という論文に言及がなされるであろう。
適応等価器を有するユニットの説明は、上記会議の会
報、レファレンス46−６、第1477−1481頁の、トシヒコ
・リューらによる「ディジタル無線システムのためのス
テップされたスクエア256QAM」に見出されるであろう。
てよい。発振器14はサーボ制御されてもよいし、あるい
は周波数交差がアナログ／ディジタル変換の後に、FFT
の直前のベース帯域における複合乗算によって実行され
てもよい。後者の解決は、LSI回路が用いられれば有利
である。このような復調ユニットを説明する文書の一例
として、トロントにおけるICC86会議の会報の、バチェ
ッティらによる「64QAM無線システムにおける全ディジ
タル適応等価」という論文に言及がなされるであろう。
適応等価器を有するユニットの説明は、上記会議の会
報、レファレンス46−６、第1477−1481頁の、トシヒコ
・リューらによる「ディジタル無線システムのためのス
テップされたスクエア256QAM」に見出されるであろう。
フロントページの続き (72)発明者 アラール，ミッシェル フランス共和国、35000 レーヌ リ ュ・ビクトル・ユーゴ、11 (56)参考文献 特開 昭60−58732（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−224934（ＪＰ，Ａ)
Claims (7)
- 【請求項１】ディジタルワードからなるデータを得るた
めに、源からの情報をサンプル化するステップと、 前記データを表わす一連の変調記号Ａ（fi:tj）を得る
ために、冗長エンコーダを用いて前記ワードのビットを
コード化するステップと、 異なる周波数（ｆ）で複数のＭ個のサブチャネルで前記
記号を、Ｍ個の記号の同時送信でかつ前記記号のある分
布を伴って送信するステップとを含み、前記記号の分布
は、２つの互いに隣接する記号が、前記周波数の同じ１
つの周波数で連続する時間伝送されず、または異なる周
波数で同時に伝送されず、または互いに隣接する周波数
で送信されないような時間インターリーブを含み、各記
号は一度だけ送信される、ディジタル放送の方法。 - 【請求項２】もとの一連の記号を回復し、かつ最大尤度
アルゴリズムで受信された記号から前記ディジタルワー
ドのビットを評価することにより、受信器において前記
記号を復号するステップをさらに含む、請求項１記載の
方法。 - 【請求項３】ビットが、たたみ込み符号によってコード
化され、かつ周波数分布が２つの変調レベルでｎ個のサ
ブチャネルを変調することにより達成される、請求項２
記載の方法。 - 【請求項４】ディジタルサンプルを与えるたたみ込みエ
ンコーダ（10）と、コード化された記号を時間インター
リーブし、かつ複数の放送周波数における同じ記号の同
時伝送を含む伝送に必要な伝送期間よりも長い伝送期間
を各記号に割当てるための手段（12）とを有する送信器
と、 異なる周波数で複数の伝送サブチャネルで複数の異なる
記号を、２つの互いに隣接する記号が前記周波数の同じ
１つの周波数で連続する時間で伝送されず、または異な
る周波数で同時に伝送されないように時間インターリー
ブして、同時に伝送する手段（16,18）と、 前記記号を受取る手段（24）と、前記コード化された記
号をディインターリーブする手段（26）と、たたみ込み
によって形成された格子図における最大尤度の路を決定
することにより、元の２進シーケンスを評価するために
十分な時間にわたってディインターリーブされた記号を
記憶するための手段とを有する受信器とを含む、ディジ
タルデータ放送システム。 - 【請求項５】ディジタルワードからなるデータを得るた
めに、源からの情報をサンプル化するステップと、 一連の変調記号を得るために、冗長エンコーダを用いて
前記ワードのビットをコード化するステップと、 異なる周波数におけるＭ個のサブチャネルで複数のＭ個
の異なる前記記号の時間インターリーブおよび同時送信
で前記記号を伝送するステップとを含み、前記記号はOQ
AM変調のために用いられ、 DFTを前記Ｍ個のサブチャネルに適用することにより、
前記Ｍ個のサブチャネルのみを同時に復調するステップ
とを含み、 複数のＬ個の番組プログラムが同時に放送されかつ前記
番組プログラムの同じ１つに対応するＭ個のサブチャネ
ルが他の番組プログラムに割当てられたサブチャネルと
周波数インターリーブされる、ディジタル放送方法。 - 【請求項６】第１のステップ中に前記すべてのサブチャ
ネルで受信されるすべての記号に与えられ、 次のすべてのステップ中に前記番組プログラムの予め定
められた１つに対応するＭ個のサブチャネルの復調に必
要とされる前記記号のもののみに与えられる、演算子と
ともにFFT復調が用いられる、請求項５記載の方法。 - 【請求項７】放送されるデータのサンプルから、番組プ
ログラムの各々にディジタル記号を与えるたたみ込みエ
ンコーダと、記号を時間インターレースしかつ異なる周
波数で複数個のサブチャネル相互間に同じプログラムの
記号を分布するための手段とを有し、複数個の番組プロ
グラムを放送するための送信器を含み、異なる番組プロ
グラム専用の周波数がインターリーブされ、 ディインターレースする手段と、選択された番組プログ
ラムに対応するサブチャネルのみに与えられるDFTによ
って、特定の番組プログラムを同時に復調しかつ選択す
るための手段とを有する受信器とを含む、請求項５の方
法を実行するための放送システム。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8609622A FR2601210B1 (fr) | 1986-07-02 | 1986-07-02 | Procede et installation de communications numeriques pour des mobiles |
| FR8609622 | 1986-07-02 | ||
| FR8613271 | 1986-09-23 | ||
| FR8613271A FR2604316B2 (fr) | 1986-07-02 | 1986-09-23 | Procede et installation de communication de donnees numeriques vers des mobiles |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01500792A JPH01500792A (ja) | 1989-03-16 |
| JP2628327B2 true JP2628327B2 (ja) | 1997-07-09 |
Family
ID=26225361
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62503873A Expired - Lifetime JP2628327B2 (ja) | 1986-07-02 | 1987-06-26 | 特に、移動運搬具間および移動運搬具へのディジタル通信の方法と設備 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0296175B2 (ja) |
| JP (1) | JP2628327B2 (ja) |
| DE (1) | DE3785670T3 (ja) |
| FR (1) | FR2604316B2 (ja) |
| WO (1) | WO1988000417A2 (ja) |
Families Citing this family (30)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5191576A (en) * | 1988-11-18 | 1993-03-02 | L'Etat Francais and Telediffusion de France S.A. | Method for broadcasting of digital data, notably for radio broadcasting at high throughput rate towards mobile receivers, with time frequency interlacing and analog synchronization |
| FR2639495B1 (fr) * | 1988-11-18 | 1993-12-17 | Etat Francais Cnet | Procede de diffusion de donnees numeriques, notamment pour la radiodiffusion a haut debit vers des mobiles, a entrelacement temps-frequence et synchronisation analogique |
| DE3883540T2 (de) * | 1988-12-13 | 1994-03-17 | Ibm | Mehrfrequenzmodem unter Verwendung trellis-kodierter Modulation. |
| GB2233860B (en) * | 1989-07-13 | 1993-10-27 | Stc Plc | Communications systems |
| FR2660137B1 (fr) * | 1990-03-23 | 1994-02-04 | Etat Francais Cnet | Procede de diffusion flexible de sequences d'images vers des mobiles, et recepteur correspondant. |
| FR2660139B1 (fr) * | 1990-03-23 | 1995-08-25 | France Etat | Procede de codage et de transmission a au moins deux niveaux de qualite d'images numeriques appartenant a une sequence d'images, et dispositifs correspondants. |
| US5283780A (en) * | 1990-10-18 | 1994-02-01 | Stanford Telecommunications, Inc. | Digital audio broadcasting system |
| GB9023307D0 (en) * | 1990-10-25 | 1990-12-05 | British Broadcasting Corp | Multichannel operation of rds |
| DE4111855C2 (de) * | 1991-04-11 | 1994-10-20 | Inst Rundfunktechnik Gmbh | Verfahren zum rundfunkmäßigen Übertragen eines digital codierten Datenstroms |
| DE4128713A1 (de) * | 1991-08-29 | 1993-03-04 | Daimler Benz Ag | Verfahren und anordnung zur messung der traegerfrequenzablage in einem mehrkanaluebertragungssystem |
| DE4310031C2 (de) * | 1993-03-27 | 1997-07-17 | Grundig Emv | Verfahren zur Korrektur von Phase und Amplitude eines breitbandigen Empfangssignals mit Hilfe von Referenzsignalen |
| DE4319769C1 (de) * | 1993-06-15 | 1994-07-14 | Grundig Emv | Verfahren und Anordnung zur Einstellung der lokalen Oszillatoren eines Empfängers in einem Mehrkanalübertragungssystem |
| US5450456A (en) * | 1993-11-12 | 1995-09-12 | Daimler Benz Ag | Method and arrangement for measuring the carrier frequency deviation in a multi-channel transmission system |
| DE4341211C1 (de) * | 1993-12-03 | 1995-04-20 | Grundig Emv | Verfahren und Schaltungsanordnung zum Einfügen von Daten in ein Übertragungssignal |
| DE4403408C1 (de) * | 1994-02-04 | 1995-02-23 | Grundig Emv | Verfahren zur Erkennung eines Übertragungs-Modes |
| DE4405752C1 (de) * | 1994-02-23 | 1994-08-25 | Grundig Emv | Verfahren und Schaltungsanordnung zur digitalen Rahmensynchronisation |
| JP3139909B2 (ja) * | 1994-03-15 | 2001-03-05 | 株式会社東芝 | 階層的直交周波数多重伝送方式および送受信装置 |
| NL9400548A (nl) * | 1994-04-07 | 1995-11-01 | Nederland Ptt | Breedband transmissie systeem. |
| DE69426762T2 (de) * | 1994-04-14 | 2001-10-18 | Alcatel, Paris | Verfahren zur Auslöschungserkennung in einem Mehrträgerdatenübertragungssystem |
| DE4417993A1 (de) * | 1994-05-21 | 1995-12-07 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zur Übertragung von digitalen Audio-Signalen und Vorrichtung zur Übertragung digitaler Audio-Signale |
| DE4424778C1 (de) * | 1994-07-14 | 1995-11-16 | Grundig Emv | Verfahren zur Übertragung und Verfahren zum Empfang von Lokalen Rundfunkprogrammen in einem Gleichwellennetz sowie zugehörige Sender und Empfänger |
| DE4425973C1 (de) * | 1994-07-21 | 1995-04-20 | Grundig Emv | Verfahren zur adaptiven Festlegung der Übertragungskapazität eines Übertragungskanals |
| DE19532959A1 (de) * | 1995-09-07 | 1997-03-13 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren zum Übertragen von digitalen Daten über störbehaftete Rundfunkkanäle und Vorrichtung zum Empfang von über störbehaftete Rundfunkkanäle übermittelten digitalen Daten |
| GB2306084B (en) * | 1995-10-30 | 2000-02-16 | British Broadcasting Corp | Correlation of OFDM signals |
| DE19609909A1 (de) | 1996-03-14 | 1997-09-18 | Deutsche Telekom Ag | Verfahren und System zur OFDM-Mehrträger-Übertragung von digitalen Rundfunksignalen |
| DE19757814A1 (de) * | 1997-12-24 | 1999-07-15 | Thuecom Gmbh Kommunikationssys | Verfahren und Einrichtung zur Überwachung DAB - Signale abstrahlender Sender im Band III und L-Band |
| DE19837426C2 (de) | 1998-08-18 | 2001-12-06 | Fraunhofer Ges Forschung | Verfahren und Vorrichtung zum Senden von Informationssymbolen mittels einer Mehrzahl von Trägern und Verfahren und Vorrichtung zum Empfangen von Informationssymbolen |
| DE10039902B4 (de) * | 2000-08-16 | 2011-04-28 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren zur Frequenz- und Zeit-Synchronisation eines Empfängers |
| US6704372B2 (en) * | 2001-09-18 | 2004-03-09 | Broadlogic Network Technologies Inc. | Digital implementation of multi-channel demodulators |
| GB0510385D0 (en) | 2005-05-20 | 2005-06-29 | British Broadcasting Corp | Improvements relating to on-channel repeaters |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2705795A (en) * | 1949-07-06 | 1955-04-05 | Fisk Bert | Data transmission system |
| CH497089A (de) * | 1968-07-26 | 1970-09-30 | Autophon Ag | Anlage zur Übermittlung von kontinuierlichen Signalen |
| US4159469A (en) * | 1977-10-17 | 1979-06-26 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for the coding and decoding of digital information |
| JPS6058732A (ja) * | 1983-09-09 | 1985-04-04 | Sony Corp | ディジタル信号伝送方法 |
| JPS59224934A (ja) * | 1984-03-30 | 1984-12-17 | Hitachi Denshi Ltd | 信号処理回路 |
-
1986
- 1986-09-23 FR FR8613271A patent/FR2604316B2/fr not_active Expired
-
1987
- 1987-06-26 DE DE3785670T patent/DE3785670T3/de not_active Expired - Lifetime
- 1987-06-26 JP JP62503873A patent/JP2628327B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1987-06-26 WO PCT/EP1987/000346 patent/WO1988000417A2/en active IP Right Grant
- 1987-06-26 EP EP87904043A patent/EP0296175B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| WO1988000417A3 (en) | 1988-02-25 |
| EP0296175A1 (en) | 1988-12-28 |
| DE3785670T2 (de) | 1993-08-19 |
| FR2604316B2 (fr) | 1989-05-05 |
| JPH01500792A (ja) | 1989-03-16 |
| WO1988000417A2 (en) | 1988-01-14 |
| EP0296175B1 (en) | 1993-04-28 |
| EP0296175B2 (en) | 2004-08-25 |
| DE3785670T3 (de) | 2005-03-10 |
| DE3785670D1 (de) | 1993-06-03 |
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