JP2605067B2 - 直流電動機の制御方法 - Google Patents
直流電動機の制御方法Info
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- JP2605067B2 JP2605067B2 JP62295091A JP29509187A JP2605067B2 JP 2605067 B2 JP2605067 B2 JP 2605067B2 JP 62295091 A JP62295091 A JP 62295091A JP 29509187 A JP29509187 A JP 29509187A JP 2605067 B2 JP2605067 B2 JP 2605067B2
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- Japan
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- motor
- current
- duty ratio
- pwm
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、パルス幅変調（PWM）制御方式直流電動
機の制御方法に関する。
機の制御方法に関する。
この種の直流電動機（以下、DCモータという）の電流
制御には、従来から、通常、電流フィードバック制御が
採用されている。
制御には、従来から、通常、電流フィードバック制御が
採用されている。
第６図は、電動アクチュエータとして用いるPWM制御
方式直流電動機の従来の制御方式を示したものであっ
て、１は直流電源、２はオン・オフ制御されるスイッチ
ング素子（例えば、パワートランジスタ）とフリーホイ
リングダイオードを組合わせてなる駆動回路、３はDCモ
ータである。４はDCモータ３に軸結された位置検出器、
５は位置検出器４の出力パルスをカウントしてDCモータ
３の回転角度θを信号として送出するカウンタ、６は上
記回転角度θをDCモータ３の回転数Ｎに換算する回転角
度／回転数換算器である。７はコントローラであつて、
DCモータ３に与える目標回転数Ｎ＊と上記回転角度／回
転数換算器６が送出する回転数Ｎとの偏差から目標電流
値Ｉ＊を作成する。８はPWM信号Ｐを作成するPWM波発生
器であつて、電流検出器９の出力値（DCモータ３の実電
流値）Ｉと上記目標電流値Ｉ＊との偏差を取り込み、こ
の偏差に基づくデューティ比を持つPWM信号Ｐを作成す
る。駆動回路２のスイッチング素子は、上記PWM信号Ｐ
により与えられるオン／オフスイッチングパターンに従
ってスイッチング動作を繰り返す。
方式直流電動機の従来の制御方式を示したものであっ
て、１は直流電源、２はオン・オフ制御されるスイッチ
ング素子（例えば、パワートランジスタ）とフリーホイ
リングダイオードを組合わせてなる駆動回路、３はDCモ
ータである。４はDCモータ３に軸結された位置検出器、
５は位置検出器４の出力パルスをカウントしてDCモータ
３の回転角度θを信号として送出するカウンタ、６は上
記回転角度θをDCモータ３の回転数Ｎに換算する回転角
度／回転数換算器である。７はコントローラであつて、
DCモータ３に与える目標回転数Ｎ＊と上記回転角度／回
転数換算器６が送出する回転数Ｎとの偏差から目標電流
値Ｉ＊を作成する。８はPWM信号Ｐを作成するPWM波発生
器であつて、電流検出器９の出力値（DCモータ３の実電
流値）Ｉと上記目標電流値Ｉ＊との偏差を取り込み、こ
の偏差に基づくデューティ比を持つPWM信号Ｐを作成す
る。駆動回路２のスイッチング素子は、上記PWM信号Ｐ
により与えられるオン／オフスイッチングパターンに従
ってスイッチング動作を繰り返す。
ところで、駆動回路２は、本体、直流電流１の電源電
圧Vccをオン・オフして一周期の平均電圧を制御するも
のであり、DCモータ３に流れる実電流値Ｉを直接に制御
することができないので、第６図に破線で囲んだ電流マ
イナーループ10を設けて、実電流値Ｉと目標電流値Ｉ＊
との誤差に対応して、常に、この誤差が少なくなるよう
に、上記PWM信号Ｐのデューティ比をフィードバック制
御するようにしている。
圧Vccをオン・オフして一周期の平均電圧を制御するも
のであり、DCモータ３に流れる実電流値Ｉを直接に制御
することができないので、第６図に破線で囲んだ電流マ
イナーループ10を設けて、実電流値Ｉと目標電流値Ｉ＊
との誤差に対応して、常に、この誤差が少なくなるよう
に、上記PWM信号Ｐのデューティ比をフィードバック制
御するようにしている。
この電流マイナーループ10は、従来、アナログ系で構
成するか、あるいは、検出された実電流値ＩをA/D変換
してデジタル信号とした後プロセッサ等を用いてデジタ
ル的に構成しているが、前者の場合、ハードウエアが大
型化、複雑化し、コストが高くなるという問題があり、
後者の場合もアナログ的な電流測定回路とA/D変換回路
を必要とする上、ループ遅れ時間を小さくするために
は、極めて高速のプロセッサを必要とするという問題が
あつた。
成するか、あるいは、検出された実電流値ＩをA/D変換
してデジタル信号とした後プロセッサ等を用いてデジタ
ル的に構成しているが、前者の場合、ハードウエアが大
型化、複雑化し、コストが高くなるという問題があり、
後者の場合もアナログ的な電流測定回路とA/D変換回路
を必要とする上、ループ遅れ時間を小さくするために
は、極めて高速のプロセッサを必要とするという問題が
あつた。
本発明は上記問題を解消するためになされたもので、
電流制御のオープンループで行うことにより、回路全体
をデジタル化することも可能とするものであり、従来に
比し、系全体を、簡素・小型で、きめ細かい電流制御を
安価な費用で実現することができる直流電動機の制御方
法を提供することを目的とする。
電流制御のオープンループで行うことにより、回路全体
をデジタル化することも可能とするものであり、従来に
比し、系全体を、簡素・小型で、きめ細かい電流制御を
安価な費用で実現することができる直流電動機の制御方
法を提供することを目的とする。
本発明は上記目的を達成するため、予め直流電動機の
回転数と電流の値をパラメータとするデューティ比特性
を準備しておき、駆動回路のスイッチングパターンを制
御するPWM信号のオン／オフデューティ比を、指令され
た目標電流値と検出した回転数から、上記デューティ比
特性に従い決定して上記PWM信号を作成する回路に与え
る構成としたものである。
回転数と電流の値をパラメータとするデューティ比特性
を準備しておき、駆動回路のスイッチングパターンを制
御するPWM信号のオン／オフデューティ比を、指令され
た目標電流値と検出した回転数から、上記デューティ比
特性に従い決定して上記PWM信号を作成する回路に与え
る構成としたものである。
本発明では、目標電流値が与えられると、PWM信号の
オン／オフデューティ比が、検出される回転数に応じ
て、予め準備されているデューティ比特性から決定さ
れ、直流電動機の電流はフィードフォワード制御され
る。このため、電流検出器を含む電流フィードバック系
を設ける必要がないので、その分、ハードウエア構成が
小型化され、また、制御回路の全デジタル化が可能とな
る。
オン／オフデューティ比が、検出される回転数に応じ
て、予め準備されているデューティ比特性から決定さ
れ、直流電動機の電流はフィードフォワード制御され
る。このため、電流検出器を含む電流フィードバック系
を設ける必要がないので、その分、ハードウエア構成が
小型化され、また、制御回路の全デジタル化が可能とな
る。
第１図は本発明の一実施例を示したものである。
本実施例の制御回路は、フィードフォワード制御系を
構成しており、デジタル式PWM波発生器20の前段に、DC
モータの回転数Ｎと目標電流値Ｉ＊からPWM信号Ｐのオ
ン／オフデューティ比（以下、PWM比という）αおよび
駆動回路２の駆動モードＭを決定するフィードフォワー
ド補償器21を有し、電流フィードバック系を有しない点
において、前記第６図の従来の制御方式と相違する。他
の構成は第６図のものと同じであるので、同じ構成要素
には同一符号を付して示してある。なお、この実施例の
制御系において、回転角度／回転数換算器６、コントロ
ーラ７および補償器21はモータを制御するプロセッサ内
のソフトウエアによつて構成することも可能である。
構成しており、デジタル式PWM波発生器20の前段に、DC
モータの回転数Ｎと目標電流値Ｉ＊からPWM信号Ｐのオ
ン／オフデューティ比（以下、PWM比という）αおよび
駆動回路２の駆動モードＭを決定するフィードフォワー
ド補償器21を有し、電流フィードバック系を有しない点
において、前記第６図の従来の制御方式と相違する。他
の構成は第６図のものと同じであるので、同じ構成要素
には同一符号を付して示してある。なお、この実施例の
制御系において、回転角度／回転数換算器６、コントロ
ーラ７および補償器21はモータを制御するプロセッサ内
のソフトウエアによつて構成することも可能である。
本実施例の動作を説明する前に、駆動回路２が第２図
に示す構成を有する場合を例にとり、DCモータ３の電流
Ｉ、回転数ＮおよびPWM比αの３者の関係を、第３図、
第４図（ａ）および（ｂ）を参照して説明する。第２図
において、S1〜S4はトランジスタ、D1〜D4はフリーホイ
リングダイオード（以下、単に、ダイオードという）、
Vccは直流電源１の電圧である。第３図はPWM信号Ｐによ
るスイッチングパルスに対するDCモータ３の電流Ｉおよ
び電圧Ｖの変化の一例を示す波形図、第４図（ａ）およ
び（ｂ）はPWM信号Ｐの一つのスイッチングパルスの一
周期（T0）におけるDCモータ３の電流波形図である。こ
こで、PWM比α＝T1/T0である。
に示す構成を有する場合を例にとり、DCモータ３の電流
Ｉ、回転数ＮおよびPWM比αの３者の関係を、第３図、
第４図（ａ）および（ｂ）を参照して説明する。第２図
において、S1〜S4はトランジスタ、D1〜D4はフリーホイ
リングダイオード（以下、単に、ダイオードという）、
Vccは直流電源１の電圧である。第３図はPWM信号Ｐによ
るスイッチングパルスに対するDCモータ３の電流Ｉおよ
び電圧Ｖの変化の一例を示す波形図、第４図（ａ）およ
び（ｂ）はPWM信号Ｐの一つのスイッチングパルスの一
周期（T0）におけるDCモータ３の電流波形図である。こ
こで、PWM比α＝T1/T0である。
第３図に示す正回転駆動モードでは、０ｔT1の
間、トランジスタS1とS4をオンさせ、T1ｔT0の間、
トランジスタS1〜S4の全てをオフさせる。逆回転駆動モ
ードでは、０ｔT1の間、トランジスタS2とS3を、ブ
レーキモードでは０ｔT1の間、トランジスタS3とS4
をオンさせ、両駆動モードとともに、T1ｔT0の間、
トランジスタS1〜S4の全てをオフさせる。
間、トランジスタS1とS4をオンさせ、T1ｔT0の間、
トランジスタS1〜S4の全てをオフさせる。逆回転駆動モ
ードでは、０ｔT1の間、トランジスタS2とS3を、ブ
レーキモードでは０ｔT1の間、トランジスタS3とS4
をオンさせ、両駆動モードとともに、T1ｔT0の間、
トランジスタS1〜S4の全てをオフさせる。
DCモータ３に流れる電流Ｉは、上記０ｔT1の間に
おいては、DCモータ３の電機子抵抗Ｒと電機子インダク
タンスＬからなる直列回路に、DCモータ３の回転方向と
同方向に駆動する時、〔電源電圧Vcc−逆起電圧Ｅ（＝
回転数Ｎ×逆起電圧定数Ｋ）〕なる電圧が、また、DCモ
ータ３の回転方向と逆方向に駆動する時、〔電源電圧Vc
c−逆起電圧Ｅ〕なる電圧が印加されるので、第４図
（ａ）にで示す過渡現象波形を呈する。T1ｔT0の
間においては、正回転駆動モード時、電流Ｉはダイオー
ドD2、D3を、逆回転駆動モード時、ダイオードD1、D4を
通して流れる。従って、いずれの駆動モードにおいて
も、電流Ｉがの同方向に流れる限り、上記RL直列回路
には、〔−電源電圧Vcc＋逆起電圧Ｅ〕なる電圧が加わ
り、DCモータ３が駆動方向と逆方向に回転している時
は、〔一電源電圧Vcc＋逆起電圧Ｅ〕なる電圧が加わ
り、電流Ｉは第４図（ａ）にで示すように減少する。
この電流Ｉが０になると（時間をtoとするとto＝T0のと
き）上記ダイオードはオフとなり、第４図（ａ）にで
示すように、DCモータ３の電流Ｉは０レベルに維持され
る。なお、t0＞T0となると、第４図（ｂ）に示すよう
に、上記の期間は消滅して、ｔ＝０での電流は０にな
らず、電流連続の条件I1（０）＝I2（T0）により、I
1（０）が決定される。
おいては、DCモータ３の電機子抵抗Ｒと電機子インダク
タンスＬからなる直列回路に、DCモータ３の回転方向と
同方向に駆動する時、〔電源電圧Vcc−逆起電圧Ｅ（＝
回転数Ｎ×逆起電圧定数Ｋ）〕なる電圧が、また、DCモ
ータ３の回転方向と逆方向に駆動する時、〔電源電圧Vc
c−逆起電圧Ｅ〕なる電圧が印加されるので、第４図
（ａ）にで示す過渡現象波形を呈する。T1ｔT0の
間においては、正回転駆動モード時、電流Ｉはダイオー
ドD2、D3を、逆回転駆動モード時、ダイオードD1、D4を
通して流れる。従って、いずれの駆動モードにおいて
も、電流Ｉがの同方向に流れる限り、上記RL直列回路
には、〔−電源電圧Vcc＋逆起電圧Ｅ〕なる電圧が加わ
り、DCモータ３が駆動方向と逆方向に回転している時
は、〔一電源電圧Vcc＋逆起電圧Ｅ〕なる電圧が加わ
り、電流Ｉは第４図（ａ）にで示すように減少する。
この電流Ｉが０になると（時間をtoとするとto＝T0のと
き）上記ダイオードはオフとなり、第４図（ａ）にで
示すように、DCモータ３の電流Ｉは０レベルに維持され
る。なお、t0＞T0となると、第４図（ｂ）に示すよう
に、上記の期間は消滅して、ｔ＝０での電流は０にな
らず、電流連続の条件I1（０）＝I2（T0）により、I
1（０）が決定される。
上記説明から明らかなように、DCモータ３の電気的時
定数と電機子抵抗Ｒ、上記スイッチングパルスの周期T0
が決っていれば、DCモータ３に流れる電流Ｉは、上記ス
イッチングパルスのデューティ比と回転数Ｎに比例する
逆起電力Ｅから決定されるので、この関係を利用するこ
とにより、DCモータ３に流すべき電流Ｉと回転数Ｎか
ら、与えるべきスイッチングパルスのデューティ比を決
定することができる。
定数と電機子抵抗Ｒ、上記スイッチングパルスの周期T0
が決っていれば、DCモータ３に流れる電流Ｉは、上記ス
イッチングパルスのデューティ比と回転数Ｎに比例する
逆起電力Ｅから決定されるので、この関係を利用するこ
とにより、DCモータ３に流すべき電流Ｉと回転数Ｎか
ら、与えるべきスイッチングパルスのデューティ比を決
定することができる。
第５図は、DCモータ３のある回転数Ｎ＝NKにおける目
標電流値Ｉ＊とPWM比αとの関係を示した電流−デュー
ティ比特性図であって、CWは正回転駆動モード時の特性
曲線、Ｂはブレーキモード時の特性曲線、SCCWはブレー
キモードでは電流が足りないときに使用する逆回転駆動
モード時の特性曲線であり、各回転数毎のこの電流特性
を用意しておけば、目標電流値Ｉ＊と回転数Ｎが与えら
れるならば、容易に、PWM比αと上記駆動モードを決定
し得ることが理解される。
標電流値Ｉ＊とPWM比αとの関係を示した電流−デュー
ティ比特性図であって、CWは正回転駆動モード時の特性
曲線、Ｂはブレーキモード時の特性曲線、SCCWはブレー
キモードでは電流が足りないときに使用する逆回転駆動
モード時の特性曲線であり、各回転数毎のこの電流特性
を用意しておけば、目標電流値Ｉ＊と回転数Ｎが与えら
れるならば、容易に、PWM比αと上記駆動モードを決定
し得ることが理解される。
第１図に示したフィードフォワード補償器21は、上記
各回転数Ｎ毎の上記電流−デューティ比関係（即ち、回
転数Ｎと電流Ｉの値をパラメータとするデューティ比特
性）をテーブル表現した２次元定数テーブル（第１表
に、その１例を示す。この２次元定数テーブルには、駆
動回路２の駆動モードＭも併記してある。）をテーブル
メモリに格納している。フィードフォワード補償器21で
は、コントローラ７から取り込んだ目標電流値Ｉ＊と回
転角度／回転数換算器６から取り込んだ回転数Ｎをイン
デックスとして、この２次元定数テーブルを参照する
が、この例の２次元定数テーブルは、目標電流値Ｉ＊、
回転数Ｎとして、連続値ではなく、一定間隔の代表値だ
け選択して作成しているので、補償器21では、上記イン
デックス値の近傍で、上記２次元定数テーブルを参照
し、補間演算を行って、PWM比αを算出し、駆動モード
Ｍを決定する。
各回転数Ｎ毎の上記電流−デューティ比関係（即ち、回
転数Ｎと電流Ｉの値をパラメータとするデューティ比特
性）をテーブル表現した２次元定数テーブル（第１表
に、その１例を示す。この２次元定数テーブルには、駆
動回路２の駆動モードＭも併記してある。）をテーブル
メモリに格納している。フィードフォワード補償器21で
は、コントローラ７から取り込んだ目標電流値Ｉ＊と回
転角度／回転数換算器６から取り込んだ回転数Ｎをイン
デックスとして、この２次元定数テーブルを参照する
が、この例の２次元定数テーブルは、目標電流値Ｉ＊、
回転数Ｎとして、連続値ではなく、一定間隔の代表値だ
け選択して作成しているので、補償器21では、上記イン
デックス値の近傍で、上記２次元定数テーブルを参照
し、補間演算を行って、PWM比αを算出し、駆動モード
Ｍを決定する。
PWM波発生器20は、フィードフォワード補償器21が送
出するPWM比αの指令値に基づいて、このPWM比αを有す
るPWM信号を作成し、フィードフォワード補償器21が送
出する駆動モードＭで駆動回路２のオン／オフスイッチ
ングパターンを制御する。
出するPWM比αの指令値に基づいて、このPWM比αを有す
るPWM信号を作成し、フィードフォワード補償器21が送
出する駆動モードＭで駆動回路２のオン／オフスイッチ
ングパターンを制御する。
本実施例では、目標電流値Ｉ＊と各時点の回転数Ｎを
パラメータとしてPWM比αを書き込んだ２次元定数テー
ブルを用いて、PWM比αと駆動回路２の駆動モードＭを
決めるようにしているので、フィードフォワード補償器
21での所要計算量はごく僅かとすることができ、DCモー
タ３のソフトウエアサーボに必要なサンプリング間隔を
殆ど増やすことなく、前記従来の電流マイナーループを
取り除くことができる。
パラメータとしてPWM比αを書き込んだ２次元定数テー
ブルを用いて、PWM比αと駆動回路２の駆動モードＭを
決めるようにしているので、フィードフォワード補償器
21での所要計算量はごく僅かとすることができ、DCモー
タ３のソフトウエアサーボに必要なサンプリング間隔を
殆ど増やすことなく、前記従来の電流マイナーループを
取り除くことができる。
本実施例は、電流マイナーループを持たず、アナログ
系を全く含まない完全にデジタル化されたサーボ系を構
成しているので、ハードウエア構成は小型・軽量なもの
となる上、所要演算量が少ないことにより、高速演算を
必要としないので、とくに能力の高いCPUを必要とせず
に、DCモータ３のきめの細かいソフトウエアサーボを実
現することができる。
系を全く含まない完全にデジタル化されたサーボ系を構
成しているので、ハードウエア構成は小型・軽量なもの
となる上、所要演算量が少ないことにより、高速演算を
必要としないので、とくに能力の高いCPUを必要とせず
に、DCモータ３のきめの細かいソフトウエアサーボを実
現することができる。
なお、上記デューティ比特性、２次元定数テーブル
は、DCモータ３の電気的時定数、電機子抵抗、駆動回路
２の定数等の諸定数、PWM基本周波数に基づいて、煩雑
なプロセスを経ることなく計算により求めることができ
るが、上記諸定数を得にくい場合等には、実測により求
めるようにすれば良い。
は、DCモータ３の電気的時定数、電機子抵抗、駆動回路
２の定数等の諸定数、PWM基本周波数に基づいて、煩雑
なプロセスを経ることなく計算により求めることができ
るが、上記諸定数を得にくい場合等には、実測により求
めるようにすれば良い。
また、上記実施例では、DCモータ３の電流をソフトウ
エアで制御しているが、フィードフォワード補償器21の
機能を、ハードウアエで実現するようにしても、同じ効
果を得ることができる。
エアで制御しているが、フィードフォワード補償器21の
機能を、ハードウアエで実現するようにしても、同じ効
果を得ることができる。
また、上記実施例では、上記デューティ比特性をテー
ブル表現して準備しておくが、高速演算処理装置が実現
されれば、上記した諸定数とPWM基本周波数とから、直
接演算により上記PWM比と駆動モードＭを決定するよう
にしてもよい。
ブル表現して準備しておくが、高速演算処理装置が実現
されれば、上記した諸定数とPWM基本周波数とから、直
接演算により上記PWM比と駆動モードＭを決定するよう
にしてもよい。
本発明は以上説明した通り、直流電動機の電流をフィ
ードフォワード制御するので、電流マイナーループを必
要とせず、このため、電流検出の必要もなく、アナログ
系を全く必要としない制御回路を構成できるので、制御
回路のハードウエア構成を簡素で小型化し、きめの細か
い電流制御を安価な費用で実現することができる。
ードフォワード制御するので、電流マイナーループを必
要とせず、このため、電流検出の必要もなく、アナログ
系を全く必要としない制御回路を構成できるので、制御
回路のハードウエア構成を簡素で小型化し、きめの細か
い電流制御を安価な費用で実現することができる。
第１図は本発明の実施例を示すブロック図、第２図は上
記実施例における駆動回路の１例を示す回路図、第３図
は上記実施例の電圧、電流及びPWM信号の波形図、第４
図（ａ）及び（ｂ）は上記実施例におけるスイッチング
パルス一周期における電流の波形図、第５図は上記実施
例における電流特性図、第６図は従来の直流電動機の制
御回路を示すブロック図である。 ２……駆動回路、３……直流電動機、 ６……回転角度／回転数換算器、 ７……コントローラ、 20……PWM波発生器、 21……フィードフォワード補償器。
記実施例における駆動回路の１例を示す回路図、第３図
は上記実施例の電圧、電流及びPWM信号の波形図、第４
図（ａ）及び（ｂ）は上記実施例におけるスイッチング
パルス一周期における電流の波形図、第５図は上記実施
例における電流特性図、第６図は従来の直流電動機の制
御回路を示すブロック図である。 ２……駆動回路、３……直流電動機、 ６……回転角度／回転数換算器、 ７……コントローラ、 20……PWM波発生器、 21……フィードフォワード補償器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−222679（ＪＰ，Ａ)
Claims (2)
- 【請求項１】スイッチング素子を有する駆動回路で直流
電源電圧をオン／オフして直流電動機をPWM制御する場
合において、上記駆動回路のオン／オフスイッチングパ
ターンを制御するPWM信号のデューティ比を、指令され
た目標電流値と検出した上記直流電動機の回転数から、
予め準備したデューティ比特性に従い決定して上記PWM
信号を作成する回路に与え、上記デューティ比特性が、
上記直流電動機の回転数と電流の値をパラメータとして
作成されたデューティ比特性であることを特徴とする直
流電動機の制御方法。 - 【請求項２】デューティ比特性が、２次元定数テーブル
として実現されていることを特徴とする特許請求の範囲
第１項記載の直流電動機の制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62295091A JP2605067B2 (ja) | 1987-11-25 | 1987-11-25 | 直流電動機の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62295091A JP2605067B2 (ja) | 1987-11-25 | 1987-11-25 | 直流電動機の制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01138988A JPH01138988A (ja) | 1989-05-31 |
| JP2605067B2 true JP2605067B2 (ja) | 1997-04-30 |
Family
ID=17816188
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62295091A Expired - Lifetime JP2605067B2 (ja) | 1987-11-25 | 1987-11-25 | 直流電動機の制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2605067B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03222994A (ja) * | 1990-01-29 | 1991-10-01 | Toshiba Corp | 洗濯機 |
| GB2361757B (en) * | 2000-04-28 | 2003-12-03 | Bae Sys Electronics Ltd | Improvements in or relating to the damping of vibration |
| JP5491346B2 (ja) | 2010-10-13 | 2014-05-14 | 株式会社マキタ | 電動工具およびプログラム |
| JP6085995B2 (ja) * | 2013-03-01 | 2017-03-01 | 住友電気工業株式会社 | 電力変換装置 |
| FR3061614B1 (fr) * | 2016-12-30 | 2023-04-21 | Renault Georges Ets | Procede de pilotage d'une visseuse electrique a impulsions en fonction de la frequence instantanee de rotation de son moteur, et dispositif correspondant |
-
1987
- 1987-11-25 JP JP62295091A patent/JP2605067B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01138988A (ja) | 1989-05-31 |
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