JP2714654B2 - 可変リラクタンスモータの制御システム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の目的 本発明は、可変リラクタンスモータの制御システム、
特に同日出願の「可変速−可変リラクタンス電気機械」
（特願昭60−234379:特開昭61−161985）と題する発
明、並びに同じく同日出願の「サーボモータ制御システ
ム」（特願昭60−234372:特開昭61−161983）と題する
発明の主題を構成するものなどにおける駆動システムの
ための制御システムに関するものである。これらの同日
出願の駆動システムにおいては、可変リラクタンスモー
タに関連した様々な制御手段を備えている。これらの制
御手段は必然的には可変リラクタンスモータであること
を意味しないモータ内蔵型の制御システムにおいて有用
であるが、やはり種々の可変リラクタンスモータに好ま
しく適用可能である。 本発明はまた、可変リラクタンスモータのための駆動
システムについてのテスト及び設定（set−up）方法に
関するもので、特に前記「可変速−可変リラクタンス電
気機械」と題る同日出願に記載された発明に従った駆動
システム、及び本発明に従った制御システムを編入した
駆動システムに適用されるテスト及び構成方法に関す
る。 発明の構成 本発明の制御システムは、電圧源を前記のモータの固
定子極巻線の両側に接続するための手段を備えている。
モータが回転機であるとき、これらの巻線は単数又は複
数の前記電圧源に対し、可動部材たる回転子の回転中予
め定められたシーケンスにおいて接続される。この場
合、各固定子極巻線は回転子の所定の移動範囲、したが
って回転子の所定の回転角度範囲において前記電圧源に
接続される。そして、本発明の制御システムは前記電源
電圧に接続されたときの固定子巻線における電流の瞬時
値を調整するための手段を含む。この電流調整手段は、
ａ）モータに組合された回転位置検出手段の回転位置信
号に応答して電流値を調整するとともに、ｂ）前記回転
子の所定の回転角度範囲内での各角度位置ごとに電流の
基準信号を発生するものである。これら電流の基準信号
は各角度位置における電流値を相対的に定めるものであ
り、巻線電流の絶対値はこの基準信号と後述するトルク
の指令値等とにより決定されるものである。 電流調整手段は前記回転子位置信号に応じて前記の電
流値を調整することができる。その調整は、巻線が前記
電圧源に接続される回転子の所定の回転角度範囲の初期
部分において、前記電流の次々に変わる瞬時値が回転子
の回転に従って次第に増加し、また前記角度範囲の終末
部分において前記電流の次々に変わる瞬時値が前記回転
子の回転に従って次第に減少するように行われる。 電流調整手段はまた、回転子位置信号に応答して電流
値を調整し、それによって回転子の所定の回転角度範囲
の終わりの部分において電流の瞬時値が減少する度合
（又は勾配）を、回転子の所定の回転角度範囲の初期部
分における電流の瞬時値の増加する度合（又は勾配）
と、絶対値において実質上同一にすることができ、その
結果として回転子の所定の回転角度範囲全体に亘る瞬時
電流値の継続的変化を、その角度範囲全体に亘る電流波
形が中間点の両側で、実質上対称的な電波波形となるよ
うに、制定することができる。 さらに、電流調整手段はまた、前記回転子位置信号に
応答して電流値を制御し、回転子の回転角度範囲の初期
部分における電流の次々に変わる瞬時値が実質上正弦波
の電流半波の上昇電流域を形成し、またその角度範囲の
終末部分における電流の次々に変化する瞬時値が実質上
正弦波の電流半波の降下電流域を形成するようにするこ
とができる。回転子の所定の回転角度範囲については、
実質的な中間部分を初期部分と終わり部分との間に介在
させることもでき、回転子の所定の回転角度範囲のこの
中間部分においては電流値は実質上一定に保つことがで
きる。本発明の特に好ましい実施例においては、電流制
御手段は回転子位置信号に応答して電流値を調整し、回
転子の所定の回転角度範囲における瞬時電流値が実質上
正弦波の半波を形成するようにされる。本発明の制御シ
ステムは、さらにまた別の信号を発生する手段を含むこ
とができる。その信号の値はモータ動作において望まし
いパラメータを指示するものである。電流制御手段はま
た、このパラメータ指示信号に応答して固定子巻線電流
を調整し、巻線が電圧源に接続される間の回転子の回転
角度範囲内における回転子の角度位置ごとの電流の絶対
値が前記パラメータ指示信号の値によって実質的に定ま
るようにすることができる。 リラクタンスモータ駆動に適用された本発明の制御シ
ステムはモータの運動を極めて静粛に行うことを可能に
する。これは商業的にも工業的にも極めて有利である。
従来リラクタンスモータのパワー駆動は常に発生する騒
音が大きくて無視することができなかったが、この騒音
を減少することによってリラクタスモータを利用価値は
極めて高くなる。 電気機械の固定子相巻線の各対への電流入力の相対的
な基準を与える瞬時値を制御することにより、それらの
巻線が回転子の適当な回転角度範囲内での角度位置に応
じて継続的に付勢されるとき、その付勢期間において電
気機械の各相によって発生するトルクを厳密に制御する
ことができ、したがって、回転子極と固定子極が（空間
的に）重なり合う際の急速なトルク上昇、及び順次隣り
合う相のトルクがオーバーラップする（重複する）場所
でのトルクリプルの悪影響を最少限にすることができ
る。付勢終了段階の相（in the outgoing phase）にお
ける電流の調整は、開始段階の相（in the incoming ph
ase）における電流上昇率に関係付けられ、実質上一定
の正味機械トルク出力を与えるようにする。このスムー
ズな転移はモータのなんらかの極構造によって達成する
ことができる。前述した同日出願でも記載した通り、モ
ータの極の形状はまた、リラクタンスモータの無騒音、
無振動運転を得るために有益であることは言うまでもな
い。本発明の好ましい実施例においては、相電流におけ
る滑らかな正弦波変化は騒音と振動に関して特に満足す
べき結果を得るために採用される。従来の公知のリラク
タンスモータにおける高レベルの騒音及び振動は、本発
明の制御システムを利用することによって大幅に消去す
ることができる。これに関しては補完的な極形成技術の
選択と関連して一層高めることができる。 静粛な運転は正弦波電流波形によって各相を付勢する
ことに関連して得られるが、前述の実施例に限られるも
のではない。ランプ波形（Ramped wave forms）を利用
することができる。その場合、前記回転角度範囲の初期
及び終端の電流上昇率及び降下率は、後述する本発明の
さらなる局面をなす方法によって選択することができ
る。加えて、波形全体のプロフィル（形状）は運転中に
おける相間のトルクのスムーズな転移をもたらすよう個
々のモータ相を適当に調整する。このような調整はモー
タの制御システムの製造工程において行うことができ
る。それ故、各モータの製作仕様はスムーズなトルクと
運転の静粛化の両方に関して最適のものとすることがで
きる。 本明細書では、本発明の実施に関連して、可変リラク
タンスモータの回転子（又は可動部材）の各位置におけ
る相巻線電流（又は励磁電流）を、少なくとも相間の転
移中において、適当な値とする方法も開示するものであ
る。ここに、回転子等の位置とは、典型的には回転可動
部材、すなわち回転子の角度変位のことである。 本発明の別の局面によれば、可飽和及び可変リラクタ
ンス電気機械の運転における複数のパラメータ間の関係
を確立させる方法が提供される。ここでは、電気機械は
複数の駆動突極を有する固定部材又は駆動部材と、各駆
動突極のための磁化巻線と、複数の可動突極を有する可
動部材を備え、可動突極の数は駆動突極の数より少な
く、駆動突極とこれに整列する位置の可動突極の間の空
隙は、その空隙に接する突極の円弧寸法よりも小さく作
られる。特に駆動突極の円弧寸法と前記空隙との比を十
分大きくすることにより、機械の運転中における磁気飽
和が駆動突極と可動突極の間の機械的な可変対向範囲又
は重なり合いの領域内で起こるようにする。さらに各可
動突極の円弧範囲及び位置関係は、駆動突極における円
弧範囲及び位置関係との関係において次のように定めら
れる。すなわち、機械の運転中において、可動部材に移
動力を与えることができる可動部材移動範囲は、各可動
突極と各駆動突極の機械的な対向範囲又は重なり合いの
範囲内で存在するものであるが、この移動範囲は別の可
動突極と別の駆動突極との重なり合いから得られる同様
な可動部材移動範囲と瞬間的に一部重なり合って生ずる
ように定められる。前述のパラメータには、少なくとも
１つの相巻線の励磁電流と、励磁部材又は駆動部材に対
する可動部材の相対的な位置、並びに相巻線の少なくと
も１つに励磁電流が流れている時に可動部材に働く力と
の３つのパラメータを含むことができる。この場合、励
磁電流は可動部材が駆動部材に対して所定の位置にある
とき、前記少くとも１つの相巻線に通電され、その励磁
電流によって可動部材に働く力が決定される。 上述のパラメータ間のより有益な関係を確立するため
に励磁電流はまた、別の相巻線にも適用することができ
る。そして、その励磁電流は可動部材又は回転子に働く
力あるいはトルクが一定の値に達するまでその大きさを
変化させることができる。 本発明の上記方法を実施するに適した装置は、好まし
くはそれぞれ励磁電流を１つ以上の相巻線に通電する手
段と、各励磁電流の大きさを制御する手段と、駆動部材
又は固定子に関して可動部材又は回転子を予め定められ
た位置に維持する手段と、少なくとも１つの相巻線が付
勢されたときに可動部材に働く力又は回転中に働くトル
クを測定する手段を備えている。 したがって、特定の固定子相のトルク発生は、相巻線
がDC電流が付勢される静止テストにおいて測定すること
ができる。しかしながら、２つ以上の巻線が同時に付勢
されるときの相間の相互作用は、各相間転移が先行及び
後続する両相の同時付勢によって実験的に決定されるべ
きことを要求する。したがって、このようなテストにお
いては、１つの相電流波形は任意に選択できるが、他方
の相電流変化はスムーズなトルクを与えるよう調整する
必要がある。本発明の静止テストを行うに当たって、回
転子はトルク測定装置に取り付けられ、相間転移領域に
おける一連の位置において回転を拘束されるようになっ
ている。各回転子位置において、選択された電流の適当
な値は１相におけるDC電流として確立され、他の相にお
けるDC電流は所望の一定トルクの読み出しを与えるよう
に調整される。スムーズなトルクに要求される電流波形
はトルクの重なり領域におけるこの作業の繰り返しによ
って定まる。これらの実験的に決定される電流波形は次
いで0.5゜間隔で段階的な変化をもったディジタル波形
によって概括され、たとえば、消去可能なプログラマブ
ル読み出し専用メモリベースのシステムに必要な値を与
えるものである。あるいは、それらは電流調整手段のア
ナログ構成部に組み込むこともできる。 実 施 例 トルク制御を行い、かつ本発明の原理を具体化した可
変リラクタンスモータ駆動システムは第１図に示され
る。この第１図に示されるように、同システムは以下に
おいて内部制御型のトルク制御ループのみを有するもの
として説明したが、典型的な実用構成においては外部指
令型速度制御ループが設けられ、トルクはシステムの動
作中、ある設定速度信号に合致するよう調整されるもの
である。４相リラクタンスモータ（23）は負荷（24）を
駆動するものであり、このモータ（23）はそのシャフト
（30）に取り付けられた回転子位置センサ（25）を有し
ている。このセンサ（25）は例えば１列以上のパルス列
を発生するエンコーダからなり、そのパルスは次々と角
度間隔を置いてシャフト位置情報を与えるべく電子的に
処理される。回転方向の決定を行うため、エンコーダに
は適当な論理が使用され、また角度ゼロを設定するため
のゼロマーカが付設される。基準波形発生器（27）はセ
ンサ（25）からの位置情報を利用する。この情報はイン
ターフェイス（26）によって所望通りに修正され、シャ
フトの各角度位置について、各相に必要な電流値を示す
信号を出力として提供し、所望の形状の相トルクを得る
ものである。基準波形発生器（27）はさらに“設定レベ
ル”入力を有し、この設定レベル入力は発生すべきトル
クの実際値を決定するために、制御器又はモニタ手段に
よって調整可能であるが、基準波形発生器で受入れ可能
なレベル範囲内になければない。基準波形発生器（27）
からの出力信号は回転子位置信号と設定レベル入力の組
み合わせによって決定される値のものであって、電流制
御器（28）に印加される。電流制御器（28）は基準電流
波形の形でモータの４相のそれぞれについて出力信号を
与える。これらの基準波形はゲート信号あるいは入力を
パワーコンバータ（29）に与え、コンバータ（29）にお
いてはモータの各相に実際に流れる電流が基準電流波形
に追従するように強制される。この目的のために各相に
おける実際の電流を示す信号が電流制御器にフィードバ
ックされ、それによって制御器（28）からコンバータへ
送られるゲート信号が所望の相電流を生成するよう働
く。 基準波形発生器（27）と電流制御器（28）は電流値制
御手段を構成する。この電流値制御手段によって各回転
子位置における各固定子巻線の励磁電流の相対瞬時値が
制御され、これによって付勢電流がモータの動作中所望
の相トルクを得るために適当な波形をもち、相間の円滑
なトルク転移が可能となり、いわゆる“ハンマーブロ
ー”（hammer−blowトルク変化衝撃）の最小化が得られ
る。本発明のシステムの様々な構成に従えば、特定の波
形が適当なアナログ手段によって生成せしめられる。あ
る実施例においては、センサの出力が正弦波を提供する
よう変形され、各回転子位置におけるその瞬時値が直接
利用されて、巻線電流のための適当な相対値を与える。
基準波形発生器（27）及び制御器（28）によって構成さ
れる電流制御手段はまた“設定レベル”信号に応答して
各回転子位置における電流の絶対値を作り出す。一方、
他のいかなる位置の電流値とも相対化されるその位置の
電流の値（絶対値）が、センサによって信号化された回
転子位置によって決定される。 可飽和可変リラクタンスモータの高性能閉ループ速度
制御を行うためのサーボ制御器は、第２図においてブロ
ック線図で示される。その第２図はまた、第１図の駆動
システムの電流値制御部分を拡大したものである。 第２図は第１図のシステムの基準波形発生器（27）の
ブロック線図であって、消去可能型プログラマブル読み
出し専用メモリ（以下、EPROMメモリと略記する）（3
2）〜（35）を備えている。これらのEPROMメモリは回転
子の各所定の回転角度範囲における基準電流波形のデジ
タル値を保持する。エンコーダ（25）からの信号はイン
ターフェイス（26）によって電子的に処理され、0.5゜
ごとのシャフト位置情報を与える。この情報はEPROMメ
モリ（32）〜（35）をアドレスし、順次0.5゜ずつ変化
したシャフト位置に対応する４相電流値がEPROMメモリ
出力において現われる。第１図の４相モータ（23）の各
相電流波形はシャフト回転の各60゜円弧範囲毎に周期的
であって、各相のための電流波形がその相のための各メ
モリ（32）〜（35）内における120のロケーション内に
記憶され、シャフトの１回転ごとに６回アクセスされ
る。これはプロセッサ又はインターフェイス（26）とEP
ROMメモリとの間に挿入されたモジュロ120二進同期アッ
プダウンカウンタによって得られる。ここに生ずるディ
ジタル位置情報は、第２図の配列状態における４つのEP
ROMメモリのアドレスバスを形成するために処理され
る。 第２図はまたモータ（23）の閉ループ速度制御のため
の手段を示している。しかしながら、この詳細な本発明
には直接関係がない。タコジェネレータ（81）からの速
度電圧が速度信号を提供し、この信号が増幅器（82）に
おいて設定速度信号と比較される。生成される速度誤差
信号はコンパレータ（84）によって検出され、EPROMメ
モリ（32）〜（35）からの適当な順方向又は逆方向波形
情報の選択を可能とする。一方、回路（83）によって速
度誤差信号にバイアスが印加され、トルク要求信号V_REF
を作り出す。 １つの変形実施例において、下流側のDA変換器及びデ
マルチプレクサに関連して４相用の基準電流波形データ
を記憶するためには２つのEPROMメモリがあれば十分で
ある。これによって４つの出力基準波形が生成される。
これらのメモリの記憶容量はまた、数セットの波形を記
憶するに十分である。各波形はモータの異なった速度範
囲に適用され、かつこのシステムはモータ速度に応じて
適当な波形の選択を許容する。このシステムは絶対位置
エンコーダあるいはインクメント型光学式エンコーダ、
レゾルバ、又は回転子角度位置の必要な識別度（necess
ary degree of identification）を与えることができる
その他のセンサから動作を起こすシステムである。光学
式エンコーダによれば、１回転当たり多数のパルスが引
き出され、0.25゜までの分解能（resolution）が得られ
る。 EPROMメモリに含まれる情報はディジタル化された電
流波形からなり、その理想的な例は第３図以下に示され
ている。順及び逆トルク出力のための波形が異なったメ
モリバンクに記憶され、発生トルクの符号がコンパレー
タ（84）からの入力に応答するEPROMメモリの特性のア
ドレスビットの制御下におかれる。位置情報の原点は、
好ましくは相１（phase one）が最大リラクタンスとな
る位置であって、波形は１電気サイクル中貯蔵され、こ
れは４相機械における６極回転子の60゜機械角度に対応
する。インターフェイス電子回路はシャフトが各60゜回
転した後、アドレスバスを原点にリセットする。かくし
て、シャフトが回転するとき、EPROMメモリデータ出力
がモータにおける正又は負トルクを発生するに必要なデ
ィジタル化電流波形を発生する。EPROMメモリから読み
出された波形（retrieved waveforms）は掛算型DA変換
器（以下、MDAC変換器という）（36）〜（39）に送ら
れ、その出力は相電流ディジタル波形から変換されたア
ナログ形となる。これらの出力が波形ジェネレータの最
終出力を構成し、各相は個々の出力をもつ。 それ故、最終段階においては、ディジタル電流波形が
MDAC変換器（36）〜（39）及び通常の比例／積分／微分
（以下、PIDと略記する）電流ループ（46a）〜（46d）
により、各モータ相において大電流レベルで生成され
る。ディジタル波形が、まずMDAC変換器においてアナロ
グに変換され、ここでトルク要求信号を表わす基準電圧
V_REFが相電流の全体の振幅を制御するのに使用される。
各MDAC変換器の出力は、各EPROMメモリからの適当なデ
ィジタル電流波形であって相巻線の付勢期間中の各相電
流の相対値を決定するものと、全４相について共通であ
って相巻線における付勢電流の絶対値を決めるアナログ
基準電圧V_REFとの積である。これらのMDAC変換器電圧は
次いで４つのPID電流ループにおける設定電流あるいは
目標電流となる。PID電流ループにおいては、通常なFET
入力演算増幅器を使用する。これらの電流ループは実際
の相電流をして設定電流に追従せしめるものであって、
これはモータを駆動するパワーコンバータにおけるパワ
ー装置のスイッチング時間を制御することによって達成
される。これらの装置のスイッチング周波数は5kHzに維
持される。これにはこの周波数における同期三角波を使
用する。しかしながら、これより高い周波数を使用して
もよい。 本発明のシステムは、その静トルク特性（static tor
que characteristic）と一致した可変リラクタンスモー
タからの実質上任意な所望トルク出力を生成する性能を
もつ。加えて、トルク出力の大きさはアナログ基準電圧
V_REFを変化することによって電子的に制御され、その方
向は適当なアドレスビットを介してEPROMメモリアドレ
スバンクをスイッチングすることによって簡単に変えら
れる。 EPROMメモリは実質上任意の基準波形を記憶すること
ができるので、固定子極と回転子極との重なり合い初期
の急速トルク上昇の問題、及び終末に近づく相のロール
オフ部材と極の重なり合いを始める相の上昇トルク部分
の間のスイッチングから生ずるトルクリプルの問題を克
服するための様々な方策を採用することができる。しか
しながら、好ましい方策としては、正弦波電流及び正弦
波静トルク特性を利用するのがよい。この方策を実行す
るのにEPROMメモリを使用することは高い非直線性を有
する二重突極型（固定子、回転子とともに突極を有する
型）のリラクタンスモータにおいて生じる非理想性（no
n−idealities）を克服するための有用かつ強力な手段
となる。特に、PEROMメモリに記憶された電流波形はど
のような形状のものであっても、それが任意のモータに
最も適当なものである限り許容される。相間において発
生するトルクの重複がある限り、電流は常に一定トルク
出力を与えるよう選択され得る。所要の電流波形は設計
段階において、あるいは実際の実検データの分析からコ
ンピュータ手段によって計算され得る。しかしながら、
ここに記載した好ましい正弦波方式は、かかる個々の波
形調整なしで満足なものとすることができる。特に、非
理想性の問題は正弦波の場合にはさほど重要でないこと
が知られている。 この方策の開ループ動作においては（これは第２図に
おいてタゴジェネレータ（81）の入力、オフセットバイ
アス回路（83）及び方向コンパレータ（84）を除いたも
のに相当する）、回転子シャフト位置θ_elecは、ディジ
タル位置センサ（25）を使用して測定され、このディジ
タル位置情報は各相に１個割り当てられる４個の消去可
能なプログラマブル読み出し専用メモリのアドレスバス
の形成に合わせて処理される。 第３図に示すアナログ回転配置においては、速度制御
ループにおける誤差電圧が正又は負トルクあるいはほと
んどゼロの小さい正又は負のトルクの組み合わせを選択
するのに使用される。 速度ループ増幅器（86）は設定速度電圧（Nset）と実
際モータ速度（Nact）に比例する電圧とを比較し、かつ
それを極めて大きな利得によって増幅（multiply）して
通常のサーボシステムにおける如き速度制御ループにお
ける誤差電圧を生成する。この誤差電圧は、次いでコン
パレータアナログスイッチ回路（87）によってトルク方
向を制御するのに使用される。速度ループ誤差電圧Veは
高周波（300kHz）、低振幅（1Vpp）三角派と比較され
る。この回路の出力は1.0Vより大きい入力に対して完全
に“ハイ”（高）となるか、あるいは完全に“ロー”
（低）となるものであって、いずれにしても要求される
通りの全正トルク又は全負トルクを与える。これらの場
合に全体のモータトルクは絶対値オフセットバッファス
テージによって制御され、この関係は第４図以下に示さ
れている。|Ve|＜1.0Vのときには、コンパレータの出力
は極めて高い周波数のPWM信号であって、そのパルス幅
が４つのアナログスイッチ（88），（89），（90），
（91）のスイッチング動作を制御するのに使用される。
たとえば、これらのアナログスイッチとしては単極双投
多機能型DG303 シリコニックス（登録商標）として知
られているものがよい。これらのアナログスイッチの出
力は４つのプルダウンレジスタ（pull−down resistor
s）（92a）〜（92d）を介して引き下げられるものであ
るが、これらは高周波数において基準電圧からアース電
圧へスイッチされるアナログ電圧を構成する。これらの
高周波数PWMアナログ電圧は２次低減フィルタ（93a）〜
（93d）によって濾波される。各フィルタ（93a）〜（93
d）はそれぞれ適当なカットオフ周波数を有し、モータ
シャフト位置の関数として必要な基準信号V₁〜V₄を与え
る。エラー電圧（Ve）がゼロを通過すると、この回路か
らの基準波形もまた正から負のトルク電流にスムーズに
転移する。この場合の転移はVe＝０に関する小さな正又
は負トルク電流の組み合わせによって行われる。 ６極機のためのアナログスイッチに適用される基準電
圧信号Ａ及びＢの最大基本波周波数は次の通りである。 f_max＝6f_moter ここに、f_moterはモータ速度（Hz）、f_maxはトランス
ジューサの基準電流の周波数である。 4500rpmのモータ速度については、f_maxは450Hzであ
り、したっがって低域フィルタのカットオフ周波数はこ
の値より十分大きくならなければならない。本発明のシ
ステムにおける低域フィルタの設計に当たっては、この
点を考慮することが必要である。なんとなれば、入力信
号の如何なる位相ずれも容認できないからである。も
し、位相ずれが起こると、無用な反トルク電流が合成さ
れ、モータの効率を低下する可能性があるからである。
第３図はまたインバータ（94a）及び（94b）並びにダイ
オード（95a）〜（95d）を図示しているが、これらによ
って正弦波Ａ及び余弦波Ｂが所望の絶対値波形|A|,|
|,|B|及び｜｜に変換され、アナログスイッチ（88）
〜（91）の入力を与えるものである。 低域フィルタ段からの出力において、基準電流波形V₁
〜V₄は速度ループエラーが増加又は減少するとき、要求
電流レベルが変化して所要のトルクを生ずるように処理
されなければならない。これには先の実施例についてす
でに述べたように、速度誤差電圧Veの絶対値にこれらの
出力基準電圧を掛ける必要がある。なんとなれば、電流
方向の反転はリラクタンスモータにおける発生トルクに
影響を及ぼさないからである。これは演算増幅器及びコ
ンパレータを使用することによって実施することができ
る。閉ループ速度コントロールにおいても第１実施例の
場合と同様、バイアスを導入するのがよい。これによっ
て低速度特性が改良され、かつ基準電流波形に最終処理
誤差電圧を掛け、モータにおいて要求される電流レベル
を生ぜしめることになる。 第４図は６回転子極、８固定子極に適した（但し、こ
れに限られるものではない）アナログ回路構成を線図的
に略示する。このモータはスキュー構造の極（skewed p
oles）を有し、かつ実質的正弦波静トルク−対−回転子
角度特性を有する。センサ（25）が１つの出力をもつよ
うに配置され、この出力は90゜位相のずれた２つの三角
波形状であり、かつ60゜機械角度において周期的なもの
である（tow triangular wave−forms in quadrature a
nd cyclic in 60゜ mechanical）。これらの信号はコン
バータ（75）によって正弦波形に変換され、正弦波及び
余弦波を与える。正弦波及び余弦波は、この実施例にお
けるスムーズなトルク出力を得るための正しい基準電流
波形を形成するよう作用する。 正及び負トルクはリラクタンスモータにおいて各相巻
線が付勢されるときの回転子の位置に応じて生成される
ので、正弦波の正の半波が正のトルクのために相（１）
に関連するときには反転された余弦波の負半波が相
（２）と関連されなければならず、反転され正弦波の負
半波と相（３）並びに余弦波の正半波と相（４）の関係
も同様である。負トルクの場合、相シーケンスは、反転
された正弦波の負半波、余弦波の正半波、正弦波の正半
波及び反転された余弦波の負半波の順である。各相には
一方向に流れる電流のみが要求されるので、二増限パワ
ーコントローラ（two−quadrant power controller）は
一方向の電流にのみ応答するように設けられる。それ
故、その出力はそれに適用される全波形の各々について
半サイクルであり、各相は同一極性の半波によって順次
付勢される。 第４図においてセンサインターフェイス（26）から別
の出力が速度出力信号を提供する。この速度出力信号は
速度要求信号と関連する速度コントローラ（76）への入
力を与える。速度コントローラ（76）の出力トルク要求
信号である。このトルク要求信号はコンバータ（75）に
よって発生せしめられる正弦波又は余弦波の１つととも
に、それらのアナログマルチプライヤ（77）又は（78）
に適用される。マルチプライ（77）の出力は正弦波であ
り、マルチプライヤ（78）の出力は余弦波である。そし
て、これらの出力信号の相対瞬時値はコンバータ（75）
によって定められる正弦波及び余弦波に従うものであ
る。一方、それらの絶対値はトルク要求信号によって設
定される。本発明の制御システムに使用される規則的な
正弦波の場合には、このトルク要求信号はその正弦波の
ピークに対応し、これに伴って波に沿うすべての点にお
ける電流レベルを決定するものである。しかし、これは
他の波形の場合には、必ずしもそうはならない。アナロ
グマルチプライヤに続いて正弦波及び余弦波がそれぞれ
反転された正弦波及び余弦波と並列化され、これら４つ
の信号が電流コントローラ（79）に入力され、ここで相
巻線からの電流フィードバック信号が正弦及び余弦信号
と結合されて、パワーコンバータ（29）のための実際電
流要求信号を与える。電流コントロール（79）からの最
終出力信号がコンパレータ（80）に印加される。コンパ
レータ（80）は公知の方法でのパルス変調のための高周
波入力を有する。PWM入力はそれぞれの場合に電流コン
トローラ（79）からの設定レベル信号によって変調さ
れ、かくして生ずる出力が２つの二象限パワーコンバー
タ（two−quadrant power converter）（29）のための
前述した電流要求信号を与える。 極の重なり合いの開始時期における初期急速トルク上
昇の問題、並びに終端に至る相のロールオフ部分と極の
重なり合いを開始する相の上昇トルク部分との間のスイ
ッチングから生じるトルクリプルを解決するためにラン
プ電流値（ramped current magnitudes）を利用する方
策が第５図に示されている。この図は略画的に書いたも
ので、何等特別の機械的特性を示すためのものではな
い。静止相トルク（ｔ）がＡ相及びＢ相についての回転
子角度に対して示されているとともに、比較的スムーズ
なモータトルクを生ぜしめたるためにこれらの相に適用
されるべき電流波形（ｉ）が示されている。この手段を
とるときには、１つの相（たとえば、Ａ相）に入るスイ
ッチ電流が制御された比率で直線的に上昇するが、これ
は初期の鋭い立ち上がりの静止トルク直後に始まるもの
であって、それ故モータの動作中にこの相によって生ず
るトルク（Ｔ）は、極の重なり合いの進行中において現
われる静トルク曲線の実質上一定のトルク部分に対応し
たトルクの定常レベルまで電流上昇率に対応し制御され
た比率で上昇する。Ａ相における電流はこの一定トルク
領域の終端に向かって同様に直線的に減少するが、この
減少領域はＢ相の電流がその制御された上昇を始める位
置において開始するものである。かくして、各巻線が付
勢される間、回転子回転の所定の角度変位量の中間部分
において電流値が実質上一定に保たれる。付勢の初期及
び終端部はそれぞれ上昇電流値及び降下電流値を有し、
図示される如く回転子の所定の回転角度範囲の初期部分
における電流の増加率は終末部分における電流の減少率
と同一である。これらの電流曲線間の共通部分の適当な
選択によって、静トルク特性の鋭い立ち上がり初期部分
により引き起こされる衝撃力が影響しない、実質的にリ
プルを消滅せしめたモータトルクを発生させることがで
きる。モータの動作中における相トルクは、適当な段階
における個々の相巻線の付勢によって生ずる個々の静ト
ルク特性の部分の連続である。相間で電流転移を行って
いる際の正味モータトルクは、転移中における各相トル
クを加算することによって計算される。第５図の手段を
とるときに要求される波形は、計算又は経験によって作
り出され、かつ第１図に従ったシステムによって動作す
るよう構成することができる。たとえば、基準波形発生
器（27）の適当なアナログ構成がこれに適している。 しかしながら、かかるランプ電流（remped current
s）は特に高速回転においては、基準波形発生器のアナ
ログ的な適用の如き電流制御手段によって経済的な構造
で、容易に合成されるとは限らない。加えて、相間トル
ク転移は、順次形成される各転移ごとに、必ずしも同様
の直線勾配（ramps）によって平滑化されるものではな
い。特に、転移部分における静止トルクの精密な形状は
ある程度まで、転移が起こる二極の極性によって影響さ
れるため、各転移ごとに必ずしも同一ではない。したが
って、個々のアナログランプ波形発生器が各相について
の相転移のために特別に調整されることが必要である。
加えて、第５図から明らかなように、各相の実効トルク
発生能力の比例配分は十分には利用されないか、又は全
く利用されないので、多くの場合必ずしも容認できなく
はないとしても、機械の実質的な異常動作（effective
derating of the machine）が存在することは事実であ
る。したがって、別の方策を採用するときには、回転子
角度−対−静トルク特性の形状は極の重なり合いの初期
におけるトルク上昇速度を遅くするように修正され、し
たがって極の重なり合い初期の開始中における相電流の
スイッチを許容する。この場合、電流制御手段は第５図
に示されるが如き特性を伴うこの重複段階におけるトル
クの急激変化を考慮する必要がない。 第６図に示される４相機の実施例においては、Ａ相及
びＢ相の静止トルク（ｔ）の曲線が変形され、それによ
って同日出願の明細書（特開昭61−161983）に記載の技
術的手段によってそれらが実質上正弦波となるようにさ
れ、そして各相は補完的正弦波励磁電流（ｉ）によって
駆動される。したがって、動作条件下におけるモータ相
トルク（Ｔ）は正弦二乗曲線（sine squared corves）
であり、これらは相電流の異なったレベルにおける静止
トルク曲線をプロットすることによって図示できるもの
で、回転子が順次占める角度位置における各相電流に対
応する適当なトルク値をモータトルク線図に移すことに
よって動作中の相トルクを定めることができる。数学的
な考慮をすると、静止トルクt_A,t_B等々は次式で表わさ
れる。 t_A＝Kt・Ｉ・Sin（θ）及びt_B＝Kt・Ｉ・Sin（θ＋90
゜）＝Kt・Ｉ・Cos（θ）等々 ここに、Ktはモータ定数であって、相電流i_A及びi_Bに
ついては、次式によって与えられる。 i_A＝Ip・Sin（θ）及びi_B＝Ip・Cos（θ）等々 ここに、Ipはピーク電流で、モータの動作中の相トル
クT_A,T_B等は次式で与えられる。 T_A＝Kt・Ip・Sin²（θ）、及び T_B＝Kt・Ip・Cos²（θ）等々 したがって、第６図に示されるＡ相とＢ相間の90゜の
相変位はＡ相についてのモータの動作中の相トルクが正
弦の自乗に比例するとき、Ｂ相のそれは余弦の自乗に比
例する。各相ごとに飽和領域で動作し、かつ同様の磁気
回路状態が存在するものと考えると、相間転移中のモー
タが発生するトルクは一定に保たれる。なんとなれば、
同一角度の正弦及び余弦の自乗の和は１に等しいからで
ある。この実施例は、台形状波形の供給よりも好まし
い。何故らな、正弦波形は急激な転移点における矩形波
あるいは台形波の場合よりも緩やかな変化をもち、トル
クの鋭い変化が避けられるからである。これに加えて、
スキュー構造の回転子（skewed rotor）を有し、対応す
る正弦波付勢電流が供給されるようにした機械は、従来
の公知の機械よりも遥かに静かである。そして、電流は
トルクを上昇させることによって有用な仕事をすること
ができるときにのみ（そして、それができるときにはい
つでも）巻線に供給されるので、従来型の極をもった装
置におけるよりも銅の有効な使用ができ、銅損を減少せ
しめることができるのである。 相付勢の各期間中の付勢相電流の相対値は、第５図及
び第６図に示される種類の波形によって実質的に定めら
れる。完全又は絶対電流値は、設定レベル又はこのシス
テムへの他の制御入力に応答し、かつ動作中のモータ自
身によって与えられるフィードバック信号によってこの
付勢パターンに一致して、確立される。 可飽和可変リラクタンスモータの動作パラメータの相
関性を確立する方法は第７図を参照して以下に説明され
る。 第７図に示されるように、モータ（201）は負荷（20
2）に連結される。このため、ストレインゲージトラン
スデューサ（203）がモータ及び負荷を連結するシャフ
ト（204）上に取り付けられる。トランスデューサ（20
3）は回転変圧器（図示せず）を介して測定表示ユニッ
ト（205）に連結されている。このユニット（205）は測
定トルクを表示するのに適しており、アナログ出力端子
を備えていて、この端子においてトルクに比例する電圧
が得られるようになっている。モータの負荷とは反対側
のシャフトの自由端に取り付けられたインクリメント型
エンコーダ（incremental encoder）（206）又はその他
の適当なセンサがアナログＸ−Ｙプロッタ（207）に、
エンコーダインターフェイス回路（208）及び回転子角
度θ−軸駆動回路（209）を介して連結される。この動
作は後述する。Ｘ−Ｙプロッタの別の入力がユニット
（205）のトルク−アナログ電圧出力によって与えられ
る。 トルクプロットを得るために、トルク測定ユニット
（205）のトルクアナログ出力がプロッタのＹ軸入力に
送られ、Ｘ軸入力にシャフト位置に比例する電圧が送ら
れる。 回転子角度θ−軸駆動回路（209）がエンコーダクロ
ックを計数し、積分計数値をアナログ電圧に変換するこ
とによってシャフト角度に比例したアナログ電圧を生成
する。これにはDA変換器が使用される。この回路は次の
部分から構成される。 （１） モジュロ720二進アップダウンカウンタ （２） 10−ビットDA変換器回路 カウンタはモジュロ720として０から720−１＝719ま
でを計数し、したがって、カウンタの各出力は0.5゜ク
ロック信号をもって720個の角度シャフト位置の１つに
対応する。CMOS40193型４ビット同期アップダウン二進
カウンタi.c.（CMOS40193 4−bit synchronous up/down
binary counter i.c.）を含むカウンタ回路が使用され
る。これは各別のアップ及びダウンクロック入力ととも
に同期並列ロード及びマスターリセット入力を有する。
２つのカウント終了点に達するカウンタの検出は次の如
くである。 （ｉ） カウンタは720回計数（カウントアップ）した
とき（すなわち、2D0hex又は1011010000二進数）適当な
I.C.ゲートによってゼロにリセットされる。手動操作に
よるリセット装置を設けてもよい。 （ii） カウンタがゼロまで計数（カウントダウン）し
終わるに至ると次のダウンクロックパルスにおいて719
（すなわち、2CF hex又は1011001111二進数）にプリセ
ットされる。これは1023（3FF hex、二進数で111111111
1）が表わされたことを検出することゐよって行うこと
ができる。このコードはゼロカウントダウンに続く次の
コードであって、適当な集積回路を使用した並列負荷入
力、すなわち719によって与えられる値をもってカウン
タに直ちに並列ロードするものである。 カウンタの出力は10ビットのワードとしてマルチプラ
イヤDACに直接送られ、たとえば次の出力電圧を生ず
る。 ここで、Ｎは前述したDACにおける二進入力の十進対
応値である。このトルクプロットシステムはトルクを測
定し、0.5゜までの位置分解能においてプロットするこ
とを可能にする。これは、同日出願の「可変速度可変リ
ラクタンス電気機械」の発明の１つの主題を形成する機
械の如き可変リラクタンス電気機械をDC条件下で使用す
る場合のトルクプロットを生ぜしめるのに使用できる。
ここに、生成せしめ得るトルク曲線には２つの型があ
る。 トルク／角度曲線は、１つの相についての静止トルク
を相“1"の最大リラクタンス点からの角度変位の関数と
してプロットしたものであり、パラメータとしてDC相電
流を用いたものである。これらのトルク／角度曲線を作
成するのには、負荷（202）とトルクトランスデューサ
（203）間の連結部に長い棒が取り付けられ、その出力
がXYプロッタ（207）のＹ軸（垂直）入力に送られる。
この棒を使用してシャフトが手によって所望角度間隔だ
け回転され、その間定電流がテスト状態の相に流れる。
プロッタのＸ軸（水平）入力は回転子角度θ−軸駆動回
路から駆動され、これが回転子角度位置に比例した電圧
を生成する。 特性曲線の第２のタイプはトルク／電流曲線である。
この曲線においては、１つの相の静止トルクが相電流の
関数として固定パラメータである原点からの角度変位を
もってプロットされる。この曲線を作るのには、回転子
は所望の角度位置にロックされる。直流電流がテスト中
の相に可変レジスタ及び分流器（current shunt）を介
して供給される。相電流によって分流器端子の両端に発
生する電圧がXYプロッタのＸ軸を駆動するのに使用され
る。一方、トルクは垂直Ｙ軸において測定されるのは前
述したとおりである。電流を直線的に増加するためには
可変抵抗器が使用され、かくして１つの角度位置につい
てのトルク／電流曲線が得られる。

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の一実施例における可変リラクタンスモ
ータ駆動システムのブロック線図、 第２図はその可変リラクタンスモータの制御システムの
模型画的線図、 第３図は本発明の制御システムのアナログ適用を示すブ
ロック線図、 第４図は本発明に従った制御機構を有する駆動機構の別
のアナログ適用実施例のブロック線図、 第５図は個々の相トルク間のスムーズな転移を生ぜしめ
るためにランプ又は台形電流波形及び動作中に生ずるモ
ータトルクを使用して四相可変リラクタンスモータの２
つの相のための回転子角度に対する静トルク特性を示す
ための線図、 第６図は第５図と同様の線図であって、正弦波静トルク
対回転子角度特性を示し、かつ正弦波電流波形を使用
し、別のモータ制御手段を示す図、 第７図は機械回転子角度に対するリラクタンスモータ静
トルクをプロットする方法を示す図である。 （23）……リラクタンスモータ （24）……負荷 （25）……回転子位置センサ （26）……センサインターフェイス （27）……基準波形発生器 （28）……電流調整器 （29）……４相パワーコンバータ （30）……モータシャフト

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き 前置審査 (72)発明者 フランシス デビツド アイルランド共和国、ダブリン ９、グ ラースネビン、ウオールナツト パーク １ (72)発明者 ジエリマイアー オードワイアー アイルランド共和国、キルデアー カウ ンテイ、ナス、セイント ヨセフス ロ ード（番地なし) (72)発明者 ジヨン マーフイー アイルランド共和国、コーク、ビシヨツ プスタウン、ビシヨツプスコート プレ イス、グレンネビス（番地なし) (72)発明者 マイケル イーガン アイルランド共和国、コーク、ウイルト ン、エルムバレー アベニユー 44 (72)発明者 マイケル ブロスナン アイルランド共和国、クレアー カウン テイ、エニス、アツシユフイールド パ ーク 21 (72)発明者 ジエイムズ ロートン アイルランド共和国、コーク カウンテ イ、ミドルトン、ロステラン（番地な し) (56)参考文献 特開 昭53−52910（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−103994（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−148590（ＪＰ，Ａ) 実開 昭56−141597（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭61−108098（ＪＰ，Ｕ) 桑原一 （外２名）、「ダイレクト・ ドライブロボット用高トルクモーター」 （社団法人計測自動制御学会 第23回 学術講演会予稿集 第637〜638頁、昭和 59年７月25〜27日)

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．駆動部材及びその駆動部材に関して移動可能な可動
   部材を備えた可変リラクタンスモータであって、前記駆
   動部材が各々巻線を有する複数の極を形成したものを制
   御する制御システムにおいて、 A.電源手段と、 B.可動部材のための位置検出手段、及び C.トルク又は速度について必要なレベルを指示する指示
   信号を発生するための手段を備え、 D.（ａ） 前記位置検出手段は駆動部材に関し可動部材
   が相対的に占める瞬時位置を分解能に従って順次表示す
   るための多数の信号を順次発生するものであり、 （ｂ） 前記電源手段は電圧源手段及び電流調整手段を
   含むものであって、 （ｃ）ｉ） 前記電流調整手段は前記位置検出手段の多
   数の信号に応答して、前記駆動部材の複数の極巻線を前
   記可動部材の移動中の所定のシーケンスにおいて前記電
   圧源に接続することにより、前記可動部材の所定の移動
   範囲だけ前記極巻線の各々に１方向電流を流すものであ
   り、 ii） この場合において前記可動部材における前記所定
   の移動範囲とは、少くとも１つの可動部材極及びそれと
   磁気的に協同する駆動部材極との関係において最大リラ
   クタンスとなる位置から、最少リラクタンスとなる整列
   位置までの間に対応し、 iii） かつその間隔、すなわち所定の移動範囲内にお
   いて前記多数の信号により順次表示される前記可動部材
   の多数の瞬時位置を含むものであり、 （ｄ） 前記電流調整手段は電流基準信号を発生する手
   段と、前記電圧源手段に接続された駆動部材の極巻線に
   電流を流通させる手段を有し、 （ｅ） 前記電流基準信号を発生する手段は前記位置検
   出手段の多数の信号に応答して、前記可動部材の所定の
   移動範囲内における前記多数の瞬時位置の各々について
   前記電流基準信号の瞬時値を発生するものであり、 （ｆ） 前記電流を流通させる手段は、前記電流基準信
   号に応答して前記電圧源手段に接続された駆動部材極巻
   線における前記電流の瞬時値を前記可動部材の瞬時位置
   の関数となるように調整する機能と、前記指示信号に応
   じた倍率で前記電流の瞬時値を調整する機能を有するこ
   とにより、前記所定の移動範囲内における前記可動部材
   の瞬時位置の各々において前記極巻線に流れる電流の絶
   対値を決定するものであることを特徴とする可変リラク
   タンスモータの制御システム。 ２．前記駆動部材が固定子からなるとともに、前記可動
   部材が回転子からなり、前記可動部材の所定の移動範囲
   が回転子の所定の回転角度範囲であり、前記可動部材の
   複数の瞬時位置が回転子の多数の回転角度位置であり、
   前記位置検出手段が回転子位置−検出手段を構成するも
   のであることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記
   載の可変リラクタンスモータの制御システム。 ３．前記回転子の所定の回転角度範囲において、前記固
   定子に関する回転子の前記多数の回転角度位置のうち第
   １群の複数位置からなる初期部分、及び前記固定子に関
   する前記回転子の前記多数の回転角度位置のうちの第２
   群の複数位置からなる終末部分を設定し、前記電流基準
   信号を発生する手段は、前記回転子における前記所定の
   回転角度範囲の前記初期部分にあたる前記第１群の複数
   位置の各々について、前記位置検出手段の信号に応答し
   て順次発生する前記電流基準信号の前記瞬時値を、前記
   回転子の回転に伴って継続的に増大させるとともに、前
   記電流基準信号を発生する手段は、前記回転子における
   前記所定の回転角度変位の前記終末部分にあたる前記第
   ２群の複数位置の各々について、位置検出手段の信号に
   応答して順次発生する電流基準信号の前記瞬時値を、前
   記回転子の回転に伴って継続的に減少させるものである
   ことを特徴とする特許請求の範囲第（２）項記載の制御
   システム。 ４．前記回転子の所定の回転角度範囲における前記初期
   部分にあたる前記第１群の複数位置について順次発生さ
   れる電流基準信号の瞬時値が増大する度合と、前記回転
   子の所定の回転角度範囲における前記終末部分にあたる
   前記第２群の複数位置について順次発生される電流基準
   信号の瞬時値が減少する度合を、実質的に対称にするも
   のであり、前記回転子における前記所定の回転角度変位
   を通じて順次発生する前記電流基準信号の瞬時値が、回
   転子の前記所定の回転角度範囲を通じて実質的に前後対
   称形の電流波形を形成するものであることを特徴とする
   特許請求の範囲第（３）項記載の制御システム。 ５．前記回転子における所定の回転角度範囲のうちの前
   記初期部分にあたる第１群の複数位置について順次発生
   する前記電流基準信号の瞬時値が実質的な正弦半波電流
   の立ち上がり電流域を規定するとともに、前記回転子に
   おける所定の回転角度範囲のうちの前記終末部分にあた
   る第２群の複数位置について順次発生する前記電流基準
   信号の瞬時値が実質的な正弦半波電流の立ち下がり電流
   域を規定するものであることを特徴とする特許請求の範
   囲第（３）項又は第（４）項記載の制御システム。 ６．回転子における前記所定の回転角度範囲が固定子に
   関する前記回転子の多数の角度位置のうちの第３群の複
   数位置からなる中間部分であって、前記初期部分を継承
   するとともに、前記終末部分の開始によって終了するも
   のを設定し、前記電流基準信号を発生する手段は、前記
   回転子位置検出手段の多数の信号に応答して前記回転子
   の所定の回転角度範囲における前記中間部分を通る前記
   多数の回転子角度位置のうちの前記第３群の複数位置の
   各々について発生する電流基準信号の瞬時値を、所定の
   角度範囲の前記中間部分を通じて実質上一定に維持する
   ようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第（５）項
   記載の制御システム。 ７．回転子における前記所定の回転角度範囲の前記初期
   部分にあたる前記第１群の複数位置について順次発生す
   る前記電流基準信号の瞬時値、及び回転子の前記所定の
   回転角度範囲における前記終末部分にあたる前記第２群
   の複数位置について順次発生する前記電流基準信号の瞬
   時値を、前記回転子における前記所定の回転角度範囲の
   全体にわたる電流基準信号の瞬時値列が実質的に正弦半
   波となるように形成したことを特徴とする特許請求の範
   囲第（３）項又は第（４）項記載の制御システム。